專利名稱：△－σ型分?jǐn)?shù)分頻pll頻率合成器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及能夠減小寄生輸出的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器。特別涉及有可能對現(xiàn)有技術(shù)進(jìn)行特性改善的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器。
背景技術(shù)：
圖3示出現(xiàn)有技術(shù)的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器的方框圖。該Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器將從溫度補(bǔ)償振蕩器(TCXO)7輸出的基準(zhǔn)信號(hào)fref施加給相位比較器(PD)3的一個(gè)輸入端子。此外，壓控振蕩器(VCO)1的輸出信號(hào)fo通過可變分頻器2A分頻后，作為信號(hào)fdiv輸出。從可變分頻器2A輸出的信號(hào)fdiv施加給相位比較器3的另一個(gè)輸入端子。由此，可以利用相位比較器(PD)3檢測基準(zhǔn)信號(hào)fref和信號(hào)fdiv之間的相位差。而且，從相位比較器3向充電泵電路(CP)4送出具有與基準(zhǔn)信號(hào)fref和信號(hào)fdiv之間的相位差相對應(yīng)的脈沖寬度的電壓脈沖。
與相位比較器3輸出的電壓脈沖相對應(yīng)，從充電泵電路4輸出成為電流的放出、吸入或高阻(Hi-Z)狀態(tài)中的某一種狀態(tài)的充電泵輸出電流Icp。該充電泵輸出電流Icp經(jīng)由低通濾波器構(gòu)成的環(huán)路濾波器5平滑后，進(jìn)而變換成電壓，并作為控制電壓輸入到壓控振蕩器1。
壓控振蕩器1的輸出信號(hào)fo如上所述，經(jīng)可變分頻器2A分頻后，作為比較信號(hào)fdiv，反饋給相位比較器3。
因此，若設(shè)可變分頻器2A的分頻比為[M+(K/L)]，基準(zhǔn)信號(hào)fref的頻率為fref，則壓控振蕩器1的輸出信號(hào)fo的頻率(為方便起見，使用和輸出信號(hào)fo相同的符號(hào)fo來表示頻率)可由下式表示fo＝[M+(K/L)]×fref …(1)這里，M、K、L正整數(shù)
M整數(shù)部分頻比K/L小數(shù)部分頻比可變分頻器2A具有輸入整數(shù)部分頻比M的值8的整數(shù)分頻比輸入端子、和輸入使分頻比從M變成M+1的信號(hào)的分頻比切換端子。利用該結(jié)構(gòu)，可以使分頻比切換成M或M+1。而且，只有當(dāng)分頻比切換端子被輸入了分頻比切換信號(hào)時(shí)，才使分頻比變成M+1。由此，可以實(shí)現(xiàn)平均的分頻比[M+(K/L)]。
上述分頻比的變化可以通過構(gòu)成Δ-∑部的L值累加器11來實(shí)現(xiàn)。具體地說，L值累加器11的溢出信號(hào)9輸入到可變分頻器2A的分頻比切換端子。由此，只有當(dāng)L值累加器11產(chǎn)生溢出信號(hào)9時(shí)，可變分頻器2A的分頻比才變成(M+1)。由此，可以實(shí)現(xiàn)平均的分頻比[M+(K/L)]。
L值累加器11在累加值變成L時(shí)，會(huì)產(chǎn)生溢出信號(hào)9。該L值累加器11具體地說由如下部分構(gòu)成將K值15作為其一個(gè)輸入的L值加法器12；和將本身的保持值、即數(shù)據(jù)鎖存器輸出14作為另一個(gè)輸入施加給L值加法器12的數(shù)據(jù)鎖存器13。該數(shù)據(jù)鎖存器13利用基準(zhǔn)信號(hào)fref或信號(hào)fdiv來保持L值加法器12的累加輸出10。
通過上述那樣的結(jié)構(gòu)，該L值累加器11利用和基準(zhǔn)信號(hào)fref或信號(hào)fdiv相等的時(shí)鐘信號(hào)，使輸出值按照增量值K增加。而且，當(dāng)L值加法器12溢出時(shí)，分頻比變成M+1。當(dāng)不產(chǎn)生溢出信號(hào)9時(shí)，分頻比保持為M不變(例如，參照非專利文獻(xiàn)1)。
這里，使用圖4說明Δ-∑部的工作原理。圖4示出當(dāng)分頻比為K/L＝1/8時(shí)的基準(zhǔn)信號(hào)fref、輸入到加法器12的K值15、數(shù)據(jù)鎖存器12的輸出14、加法器12的輸出10、溢出信號(hào)9和可變分頻器2A的分頻比。
在分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器中，使普通的可變分頻器2A的分頻比隨時(shí)間變化，作為其平均值，實(shí)現(xiàn)分?jǐn)?shù)值的分頻比。若將基準(zhǔn)信號(hào)fref的1個(gè)周期＝1/fref作為1個(gè)時(shí)鐘時(shí)間，則在L個(gè)時(shí)鐘時(shí)間(期間T)之間，分頻比只有1次從M變化成M+1。這時(shí)，期間T內(nèi)的分頻比的平均值可由M+(1/L)來表示。該分?jǐn)?shù)部分的項(xiàng)(1/L)可以考慮擴(kuò)展為(K/L)，通過設(shè)K＝1、2、3…，可以按(1/L)的步長來設(shè)定分頻比。
此外，一般都知道，通過將多個(gè)Δ-∑電路連接起來形成‘MASH’，可以改善Δ-∑電路的噪聲特性(例如，參照非專利文獻(xiàn)2)。
專利文獻(xiàn)1特開2000-052044號(hào)公報(bào)專利文獻(xiàn)2特開平5-500894號(hào)公報(bào)非專利文獻(xiàn)1電子情報(bào)通信學(xué)會(huì)論文志C-1 Vol.J76-C-1NO11pp.445-4521993年11月使用了分?jǐn)?shù)分頻方式的高速頻率切換頻率合成器非專利文獻(xiàn)2IEEE JOURNAL OF SOLID-STATECIRCUITS，VOL.24，NO.4，AUGUST1989 pp.696“A 17-bitOversampling D-to-A Conversion Technology Using Multistage NoiseShaping”非專利文獻(xiàn)3IEEE JOURNAL OF SOLID-STATECIRCUITS，VOL.38，NO.5，MAY2003 pp.782“A 17-mW Transmitterand Frequency Synthesizer for 900-MHz GSM Fully Integrated in0.35-μm CMOS”但是，在上述現(xiàn)有技術(shù)的結(jié)構(gòu)中，主要因?yàn)橄旅嫠镜?a)、(b)、(c)的一些原因，在從壓控振蕩器1的輸出信號(hào)fo失調(diào)了Δf＝fref×(K/L)的頻率上發(fā)生寄生(spurious)。
(a)溢出信號(hào)9的周期性(b)向L值累加器11的周期動(dòng)作噪聲的充電泵電路4等泄漏(c)小數(shù)部分的分頻比(K/L)為1/2n的情形對于(a)，如非專利文獻(xiàn)2所示那樣，通過對L值累加器11進(jìn)行多級連接，可以從原理上解決問題。
但是，在因(b)的原因產(chǎn)生的寄生中，對于Δf較小(接近壓控振蕩器1的輸出信號(hào)fo的頻率)的寄生、即通過環(huán)路濾波器5不能使其衰減的低頻寄生，則毫無辦法。
此外，對于(c)，原理上存在容易產(chǎn)生寄生的問題。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的在于提供一種Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器，能夠使起因于L值累加器的周期動(dòng)作噪聲的寄生，特別是采用現(xiàn)有的環(huán)路濾波器不能除去的低頻寄生充分衰減。
本發(fā)明的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器包括壓控振蕩器(1)；分頻比可在M(M是正整數(shù))、M+1、M-1之間切換，并對壓控振蕩器(1)的輸出信號(hào)fo進(jìn)行分頻的可變分頻器(2)；對可變分頻器(2)的輸出信號(hào)fdiv和基準(zhǔn)信號(hào)fref進(jìn)行相位比較的相位比較器(3)；將相位比較器(3)的輸出信號(hào)平滑后再反饋給壓控振蕩器(1)的濾波器(5)；對值K1(18)(K1是整數(shù))進(jìn)行累加的第1L(L是正整數(shù))值累加器(31)；對值K2(19)(K2是整數(shù))進(jìn)行累加的第2L值累加器(30)；從第1L值累加器(31)的溢出信號(hào)(16)中減去第2L值累加器(30)的溢出信號(hào)(17)的加法器(29)。
而且，該Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器的值K1(18)和K2(19)滿足K1-K2＝K，且設(shè)定為絕對值比值K(K是正整數(shù))大的值，加法器(29)的輸出信號(hào)作為分頻比切換信號(hào)施加給可變分頻器(2)。由此，當(dāng)加法器(29)的輸出信號(hào)為零時(shí)，可變分頻器(2)的分頻比設(shè)定為M。當(dāng)加法器(29)的輸出信號(hào)為正值時(shí)，可變分頻器(2)的分頻比設(shè)定為(M+1)。當(dāng)加法器(29)的輸出信號(hào)為負(fù)值時(shí)，可變分頻器(2)的分頻比設(shè)定為(M-1)。因此，可變分頻器(2)的平均分頻比變成M+(K/L)。
這里，第1L值累加器(31)例如由將值K1(18)(K1是正整數(shù))作為其一個(gè)輸入的第1L值加法器(22)、和將本身的保持值作為另一個(gè)輸入施加給第1L值加法器(22)的第1數(shù)據(jù)鎖存器(24)構(gòu)成。第1數(shù)據(jù)鎖存器(24)利用基準(zhǔn)信號(hào)fref或可變分頻器(2)的輸出信號(hào)fdiv來保持第1L值加法器(22)的輸出。
此外，第2L值累加器(30)例如由將值K2(19)(K2是正整數(shù))作為其一個(gè)輸入的第2L值加法器(23)、和將本身的保持值作為另一個(gè)輸入施加給第2L值加法器(23)的第2數(shù)據(jù)鎖存器(25)構(gòu)成。第2數(shù)據(jù)鎖存器(25)利用基準(zhǔn)信號(hào)fref或可變分頻器(2)的輸出信號(hào)fdiv來保持第2L值加法器(23)的輸出。
其次，說明上述Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器的作用。在因上述(b)的原因產(chǎn)生的寄生中，作為應(yīng)對不能采用環(huán)路濾波器(5)使其發(fā)生衰減的低頻寄生的辦法，如圖1所示，使用2個(gè)L值累加器(30、31)取代過去由1個(gè)構(gòu)成的L值累加器(11)。而且，向第1L值累加器(31)和第2L值累加器(30)輸入K1值(18)和K2值(19)(均為整數(shù)值)，該值K1(18)和值K2(19)相對于所期望的分?jǐn)?shù)分頻比數(shù)據(jù)K值(15)滿足K值(15)＝K1值(18)-K2值(19) …(2)例如，當(dāng)設(shè)定K值(15)＝1時(shí)，設(shè)定能滿足(2)式的值K1(18)＝5、值K2(19)＝4。
因此，第1L值累加器(31)和第2L值累加器(30)的動(dòng)作噪聲從現(xiàn)有技術(shù)中的諸如Δf＝fref×(1/L)的低頻寄生向諸如Δf1＝fref×(5/L)和Δf2＝fref×(4/L)的高頻成分移動(dòng)。所以，因L值累加器(30、31)的周期動(dòng)作噪聲的原因而產(chǎn)生的寄生可以利用環(huán)路濾波器(5)使其幾乎完全衰減。
此外，在上述本發(fā)明的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器的結(jié)構(gòu)中，若采用以下那樣的結(jié)構(gòu)，則可以得到具有2級或者2級以上的n級結(jié)構(gòu)的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器。即，該Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器在上述Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器的結(jié)構(gòu)中，進(jìn)而具有從第1L值累加器的輸出值(具體地說，是第1L值加法器的輸出值)中減去第2L值累加器的輸出值(具體地說，是第2L值加法器的輸出值)的第2加法器，并具有從第1級到第n級共n級的由第1L值累加器、第2L值累加器、第1加法器和第2加法器構(gòu)成的Δ-∑部，還具有對從第2級到第n級的各Δ-∑部的溢出信號(hào)分別進(jìn)行從1次到n-1次微分的第1到第n-1的微分電路；將第1級的Δ-∑部的溢出信號(hào)和從第1到第n-1的微分電路的輸出相加的第3加法器；和將第2加法器的輸出值作為下一級的Δ-∑部的輸入分配給2個(gè)值，其中該2個(gè)值的和等于第2加法器的輸出值的分配器。
若按照本發(fā)明的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器，設(shè)置第1和第2L值累加器，利用加法器求出第1和第2L值累加器的溢出信號(hào)的差值，利用加法器的輸出信號(hào)使可變分頻器的分頻比切換為M、M+1或M-1。由此，可以使因第1和第2L值累加器的動(dòng)作噪聲引起的寄生的頻率向比現(xiàn)有技術(shù)高的頻率移動(dòng)。結(jié)果，通過濾波器(低通濾波器)較容易地除去動(dòng)作噪聲，并可以降低寄生。


圖1是表示本發(fā)明實(shí)施例1的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖2是表示本發(fā)明實(shí)施例1的累加器各部分的信號(hào)及可變分頻器的分頻比隨時(shí)間變化的時(shí)序圖。
圖3是表示Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器的現(xiàn)有技術(shù)的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖4是表示Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器的現(xiàn)有技術(shù)中的累加器的各部分的信號(hào)以及可變分頻器的分頻比隨時(shí)間變化的時(shí)序圖。
圖5是表示本發(fā)明實(shí)施例2的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖6是表示本發(fā)明實(shí)施例2的累加器各部分的信號(hào)及可變分頻器的分頻比隨時(shí)間變化的時(shí)序圖。
圖7是表示本發(fā)明實(shí)施例3的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器結(jié)構(gòu)的方框圖。
具體實(shí)施例方式
下面，參照

實(shí)施例。
實(shí)施例1參照圖1和圖2說明本發(fā)明實(shí)施例1的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器。
該Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器如圖1所示，將從溫度補(bǔ)償振蕩器(TCXO)7輸出的基準(zhǔn)信號(hào)fref施加給相位比較器(PD)3的一個(gè)輸入端子。此外，壓控振蕩器(VCO)1的輸出信號(hào)fo通過可變分頻器2分頻后，作為信號(hào)fdiv輸出。從可變分頻器2輸出的信號(hào)fdiv施加給相位比較器3的另一個(gè)輸入端子。由此，可以利用相位比較器(PD)3檢測出基準(zhǔn)信號(hào)fref和信號(hào)fdiv之間的相位差。而且，從相位比較器3向充電泵電路(CP)4送出具有與基準(zhǔn)信號(hào)fref和信號(hào)fdiv之間的相位差相對應(yīng)的脈沖寬度的電壓脈沖。
與相位比較器3輸出的電壓脈沖相對應(yīng)，從充電泵電路4輸出成為電流的放出、吸入或高阻(Hi-Z)狀態(tài)中的某一種狀態(tài)的充電泵輸出電流Icp。該充電泵輸出電流Icp經(jīng)由低通濾波器構(gòu)成的環(huán)路濾波器5平滑后，進(jìn)而變換成電壓，并作為控制電壓輸入到壓控振蕩器1。
壓控振蕩器1的輸出信號(hào)fo如上所述，經(jīng)可變分頻器2分頻后，作為比較信號(hào)fdiv，反饋給相位比較器3。
因此，若設(shè)可變分頻器2的分頻比為[M+(K/L)]，基準(zhǔn)信號(hào)fref的頻率為fref，則壓控振蕩器1的輸出信號(hào)fo的頻率(為方便起見，使用和輸出信號(hào)fo相同的符號(hào)fo來表示頻率)可由下式表示fo＝[M+(K/L)]×fref …(3)這里，M、K、L正整數(shù)M整數(shù)部分頻比K/L小數(shù)部分頻比可變分頻器2具有輸入整數(shù)部分頻比M的值8的整數(shù)分頻比輸入端子、和輸入使分頻比從M變成M+1或M-1的信號(hào)的分頻比切換端子。利用該結(jié)構(gòu)，可以使分頻比切換成M、M+1或M-1。具體地說，可變分頻器2在平時(shí)，即在輸入零值信號(hào)作為分頻比切換信號(hào)時(shí)，分頻比為M。此外，當(dāng)向分頻比切換端子輸入正值信號(hào)作為分頻比切換信號(hào)時(shí)，分頻比變成(M+1)。當(dāng)向分頻比切換端子輸入負(fù)值信號(hào)作為分頻比切換信號(hào)時(shí)，分頻比變成(M-1)。因此，可以實(shí)現(xiàn)平均的分頻比M+(K/L)。
這樣的分頻比的變化可以通過構(gòu)成Δ-∑部X1的L值累加器31、30和加法器29來實(shí)現(xiàn)。即，L值累加器31對值K1(18)(K1是整數(shù))進(jìn)行累加。L值累加器30對值K2(19)(K2是整數(shù))進(jìn)行累加。加法器29從L值累加器31的溢出信號(hào)16中減去L值累加器30的溢出信號(hào)17后再輸出溢出信號(hào)9。
而且，值K1(18)和K2(19)分別滿足K1-K2＝K，且設(shè)定為絕對值比值K(K是正整數(shù))大的值。作為加法器(29)的輸出信號(hào)的溢出信號(hào)9輸入到分頻比切換端子。
由此，當(dāng)加法器29的溢出信號(hào)9為零時(shí)，可變分頻器2的分頻比設(shè)定為M。當(dāng)加法器29的溢出信號(hào)9為正值時(shí)，可變分頻器2的分頻比設(shè)定為(M+1)。進(jìn)而，當(dāng)加法器29的溢出信號(hào)9為負(fù)值時(shí)，可變分頻器2的分頻比設(shè)定為(M-1)。因此，可變分頻器2的平均分頻比可以設(shè)定為M+(K/L)。
L值累加器31在累加值變成值L時(shí)產(chǎn)生溢出信號(hào)16。該L值累加器31具體地說由如下部分構(gòu)成將K1值18作為其一個(gè)輸入的L值加法器22；和將本身的保持值、即數(shù)據(jù)鎖存器輸出20作為另一個(gè)輸入施加給L值加法器22的數(shù)據(jù)鎖存器24。該數(shù)據(jù)鎖存器24利用基準(zhǔn)信號(hào)fref或可變分頻器2的輸出信號(hào)fdiv來保持L值加法器22的加法輸出26。該L值累加器31利用和基準(zhǔn)信號(hào)fref或可變分頻器2的輸出信號(hào)fdiv相等的時(shí)鐘信號(hào)，使加法輸出值26按照K1值18逐次增加。
L值累加器30和上述L值累加器31一樣，在累加值變成值L時(shí)產(chǎn)生溢出信號(hào)17。該L值累加器30具體地說由如下部分構(gòu)成將K2值19作為其一個(gè)輸入的L值加法器23；和將本身的保持值、即數(shù)據(jù)鎖存器輸出21作為另一個(gè)輸入施加給L值加法器23的數(shù)據(jù)鎖存器25。該數(shù)據(jù)鎖存器25利用基準(zhǔn)信號(hào)fref或可變分頻器2的輸出信號(hào)fdiv來保持L值加法器23的加法輸出27。該L值累加器30利用和基準(zhǔn)信號(hào)fref或可變分頻器2的輸出信號(hào)fdiv相等的時(shí)鐘信號(hào)，使加法輸出值27按照K2值19逐次增加。
加法器28將L值加法器22、23的輸出相加，產(chǎn)生加法輸出10。該加法器輸出10在使用本Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器構(gòu)成高次Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器時(shí)使用。如果只限于圖1的結(jié)構(gòu)，則沒有必要。
利用上述Δ-∑部X1的結(jié)構(gòu)，當(dāng)只有L值加法器22溢出時(shí)，分頻比變成M+1，當(dāng)只有L值加法器23溢出時(shí)，分頻比變成M-1。此外，當(dāng)L值加法器22、23都溢出時(shí)，或者當(dāng)L值加法器22、23都不溢出時(shí)，分頻比保持在M不變。
下面，參照圖2詳細(xì)說明Δ-∑部X1。圖2示出分頻比＝K/L＝1/8、K1＝5、K2＝4時(shí)的基準(zhǔn)信號(hào)fref、K1值18、數(shù)據(jù)鎖存器24的輸出20、L值加法器22的加法輸出26、溢出信號(hào)16、K2值19、數(shù)據(jù)鎖存器25的輸出21、L值加法器23的加法輸出27、溢出信號(hào)17、加法器28的加法輸出10、溢出信號(hào)9和可變分頻器2的分頻比。
L值累加器31如上所述，由L值加法器22和數(shù)據(jù)鎖存器24構(gòu)成，L值加法器22輸入分?jǐn)?shù)分頻比K1值18和數(shù)據(jù)鎖存器24的輸出20，并輸出溢出信號(hào)16；數(shù)據(jù)鎖存器24輸入L值加法器22的輸出26和基準(zhǔn)信號(hào)fref或fdiv。L值累加器30如上所述，由L值加法器23和數(shù)據(jù)鎖存器25構(gòu)成，L值加法器23輸入分?jǐn)?shù)分頻比數(shù)據(jù)K2值19和數(shù)據(jù)鎖存器25的輸出21，并輸出溢出信號(hào)17；數(shù)據(jù)鎖存器25輸入L值加法器23的輸出27和基準(zhǔn)信號(hào)fref或fdiv。
加法器28通過從L值加法器22的加法輸出26中減去L值加法器23的加法輸出27，從而輸出加法輸出10。加法器29通過從L值加法器22的溢出信號(hào)16中減去L值加法器23的溢出信號(hào)17，從而輸出溢出信號(hào)9。
在現(xiàn)有技術(shù)的電路中，當(dāng)設(shè)定fref＝200kHz、L＝8、K值(15)＝1時(shí)，因L值累加器11的周期動(dòng)作噪聲引起的寄生成分為Δf＝200kHz×(1/8)＝25kHz即，在從壓控振蕩器1的輸出信號(hào)fo失調(diào)了25kHz的頻率中產(chǎn)生了寄生。
另一方面，在本發(fā)明實(shí)施例1的結(jié)構(gòu)中，當(dāng)要進(jìn)行和上述一樣的設(shè)定時(shí)，例如，設(shè)定K1值18＝5、K2值19＝4。這里，K1值18和K2值19滿足前述的(2)式，且設(shè)定為容許的最大值(絕對值比值K大的值)。由此，因L值累加器31和L值累加器30的周期動(dòng)作噪聲引起的寄生成分的失調(diào)頻率Δf比現(xiàn)有技術(shù)中的失調(diào)頻率高。因此，使用環(huán)路濾波器5使其發(fā)生衰減較為容易。
這里，通過數(shù)值來進(jìn)行說明。因K1值(18)＝5、K2值(19)＝4的L值累加器31和L值累加器30的周期動(dòng)作噪聲引起的寄生成分的失調(diào)頻率Δf1、Δf2分別如下Δf1＝200kHz×(5/8)＝125kHzΔf2＝200kHz×(4/8)＝100kHz
即，寄生的失調(diào)頻率向比現(xiàn)有技術(shù)的失調(diào)頻率高的頻率成分移動(dòng)。因此，因L值累加器31和L值累加器30的周期動(dòng)作噪聲引起的寄生可以使用環(huán)路濾波器5大致使其完全衰減。
進(jìn)而，在非專利文獻(xiàn)3所示的現(xiàn)有技術(shù)中，對于K/L為某特定值時(shí)(例如1/2n)的分頻比，低頻寄生的成分多，而在本次的電路中，通過選擇K1值18和K2值19均為1/2m之外的值，可以緩和低頻寄生。
實(shí)施例2參照圖5說明本發(fā)明實(shí)施例2的高次Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器。
該高次Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器如圖5所示，設(shè)置可以將分頻比切換成M+3、M+2、M+1、M、M-1、M-2、M-3中的任何一個(gè)的可變分頻器2B，以取代可變分頻器2(實(shí)施例1，參照圖1)。進(jìn)而，為了生成可變分頻器2B的分頻比切換信號(hào)，而設(shè)置第1Δ-∑部X1、第2Δ-∑部X2、分配器51、微分器52和加法器53，以取代Δ-∑部X1(實(shí)施例1，參照圖1)。其余的結(jié)構(gòu)和圖1的結(jié)構(gòu)相同。
圖5中的第1和第2Δ-∑部X1、X2具有和實(shí)施例1所示的部件(用符號(hào)X1表示)相同的結(jié)構(gòu)。此外，分配器51是在實(shí)施例1所示的條件下分配向第2Δ-∑部X2輸入的輸入值K。向第2Δ-∑部X2輸入的輸入值K是第1Δ-∑部X1的加法輸出10。即，加法輸出10在分配器51中像下述那樣進(jìn)行分配，再向第2Δ-∑部X2輸入。
分配器51將加法輸出10分配給K3值33和K4值34。分配方法和實(shí)施例1一樣，“K3”-“K4”＝“加法輸出10”，且“K3”和“K4”都設(shè)定為絕對值比“加法輸出10”的值大的值(整數(shù))。但是，“K3”和“K4”都設(shè)定成絕對值比“加法輸出10”的值大的值，是為了像前述那樣避免當(dāng)“K3”和“K4”的值較小時(shí)發(fā)生的低頻寄生，所以“K3”和“K4”不必一定比“加法輸出10”的值大。
作為第2Δ-∑部X2的輸出的溢出信號(hào)54利用微分器52進(jìn)行微分。接著，微分器52的輸出在加法器53中與作為Δ-∑部X1的輸出的溢出信號(hào)9相加。進(jìn)而，加法器53的輸出信號(hào)作為分頻比切換信號(hào)施加給可變分頻器2B。
這里，Δ-∑部X1、X2的溢出信號(hào)9、54如圖2所示，例如按…0、+1、-1、+1、0…變化。若對其進(jìn)行微分、即取連續(xù)的2個(gè)值的差，則可以得到…1、-2、+2、-1…。若將溢出信號(hào)9和溢出信號(hào)54的微分值相加，則在各值的組合中，加法結(jié)果的最大值變成+3，最小值變成-3。因此，可變分頻器2B像上述那樣，與從加法器53輸入的加法結(jié)果相對應(yīng)，將分頻比切換成M+3、M+2、M+1、M、M-1、M-2、M-3中的任何一個(gè)值。
由此，在本發(fā)明的實(shí)施例2中，可以形成將多個(gè)Δ-∑電路連接起來的“MASH”，并可以得到和前述非專利文獻(xiàn)2記載的效果相同的效果，有利于降低噪聲。
再有，實(shí)施例2示出了2級結(jié)構(gòu)的例子，但是，同樣也可以像圖7所示那樣，考慮使用n個(gè)Δ-∑部X1～Xn的n級結(jié)構(gòu)。結(jié)果，可以構(gòu)成能得到低噪聲、低寄生特性的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器。在圖7中，符號(hào)101表示分配器，符號(hào)102表示n-1個(gè)微分器，符號(hào)103表示加法輸出。
本發(fā)明的Δ-∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器可以適用于要求具有能降低寄生效果的便攜式電話機(jī)等移動(dòng)通信機(jī)器等用途上。
權(quán)利要求
1.一種Δ-Σ型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器，其特征在于，包括壓控振蕩器；分頻比可在M、M+1、M-1之間切換并對所述壓控振蕩器的輸出信號(hào)進(jìn)行分頻的可變分頻器，其中M是正整數(shù)；對所述可變分頻器的輸出信號(hào)和基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行相位比較的相位比較器；將所述相位比較器的輸出信號(hào)平滑后再施加給所述壓控振蕩器的濾波器；對值K1進(jìn)行累加的第1L值累加器，其中K1是整數(shù)，L是正整數(shù)；對值K2進(jìn)行累加的第2L值累加器，其中K2是整數(shù)；以及從所述第1L值累加器的溢出信號(hào)中減去所述第2L值累加器的溢出信號(hào)的第1加法器，所述值K1和K2滿足K1-K2＝K，且設(shè)定為絕對值比值K大的值，所述第1加法器的輸出信號(hào)作為分頻比切換信號(hào)施加給所述可變分頻器，由此，當(dāng)所述第1加法器的輸出信號(hào)為零時(shí)，所述可變分頻器的分頻比設(shè)定為M，當(dāng)所述第1加法器的輸出信號(hào)為正值時(shí)，所述可變分頻器的分頻比設(shè)定為(M+1)，當(dāng)所述第1加法器的輸出信號(hào)為負(fù)值時(shí)，所述可變分頻器的分頻比設(shè)定為(M-1)，其中K是整數(shù)。
2.權(quán)利要求1記載的Δ-Σ型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器，其特征在于第1L值累加器由如下部分構(gòu)成將值K1作為一個(gè)輸入的第1L值加法器；和第1數(shù)據(jù)鎖存器，利用所述基準(zhǔn)信號(hào)或所述可變分頻器的輸出信號(hào)來保持所述第1L值累加器的輸出，并將保持值作為另一個(gè)輸入施加給所述第1L值加法器，第2L值累加器由如下部分構(gòu)成將值K2作為一個(gè)輸入的第2L值加法器；和第2數(shù)據(jù)鎖存器，利用所述基準(zhǔn)信號(hào)或所述可變分頻器的輸出信號(hào)保持所述第2L值加法器的輸出，并將保持值作為另一個(gè)輸入施加給所述第2L值加法器，其中K1是整數(shù)，K2是整數(shù)。
3.權(quán)利要求1記載的Δ-Σ型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器，其特征在于進(jìn)而具有從所述第1L值累加器的輸出值中減去所述第2L值累加器的輸出值的第2加法器，具有從第1級到第n級共n級由所述第1L值累加器、所述第2L值累加器、所述第1加法器和所述第2加法器構(gòu)成的Δ-Σ部，還具有第1到第n-1的微分電路，對從第2級到第n級的各Δ-Σ部的溢出信號(hào)分別進(jìn)行從1次到n-1次微分；第3加法器，將所述第1級的Δ-Σ部的溢出信號(hào)和從所述第1到第n-1的微分電路的輸出相加；和分配器，將所述第2加法器的輸出值作為向下一級的Δ-Σ部的輸入分配給2個(gè)值，該2個(gè)值的合計(jì)值等于所述第2加法器的輸出值。
4.權(quán)利要求2記載的Δ-Σ型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器，其特征在于進(jìn)而具有從所述第1L值加法器的輸出值中減去所述第2L值加法器的輸出值的第2加法器，并具有從第1級到第n級共n級的由所述第1L值累加器、所述第2L值累加器、所述第1加法器和所述第2加法器構(gòu)成的Δ-Σ部，還具有第1到第n-1的微分電路，對從第2級到第n級的各Δ-Σ部的溢出信號(hào)分別進(jìn)行從1次到n-1次微分；第3加法器，將所述第1級的Δ-Σ部的溢出信號(hào)和從所述第1到第n-1的微分電路的輸出相加；和分配器，將所述第2加法器的輸出值作為向下一級的Δ-Σ部的輸入分配給2個(gè)值，該2個(gè)值的合計(jì)值等于所述第2加法器的輸出值。
全文摘要
本發(fā)明的目的在于降低Δ－∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器的寄生。作為所述Δ－∑型分?jǐn)?shù)分頻PLL頻率合成器的結(jié)構(gòu)，設(shè)置第1和第2L值累加器(31、30)，利用加法器(29)求出第1和第2L值累加器(31、30)的溢出信號(hào)(16、17)的差值，利用加法器(29)的輸出信號(hào)切換可使分頻比在M、M+1、M－1之間切換的可變分頻器(2)的分頻比。由此，可以將由于第1和第2L值累加器(31、30)的動(dòng)作噪聲而引起的寄生的頻率向比現(xiàn)有技術(shù)高的頻率成分移動(dòng)，并利用環(huán)路濾波器(低通濾波器)(5)將該頻率成分除去。
文檔編號(hào)H03L7/183GK1890881SQ20048003682
公開日2007年1月3日 申請日期2004年12月9日 優(yōu)先權(quán)日2003年12月10日
發(fā)明者佐伯高晴, 前田昌克 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社