專利名稱：用于分?jǐn)?shù)分頻器的相位誤差消除電路和方法和含有該相位誤差消除電路的電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種分頻系數(shù)隨時(shí)間變化的分頻器中的相位誤差消除，以使其經(jīng)過一段時(shí)間后得到所要求的平均分頻系數(shù)。本發(fā)明涉及相位消除電路本身，并且涉及含有該相位消除電路的電路，如鎖相環(huán)，分?jǐn)?shù)分頻器和頻率合成器。
背景技術(shù)：
已知的分頻器利用不同的分頻系數(shù)去得到一個(gè)平均分頻系數(shù)。由于每個(gè)不同的分頻系數(shù)產(chǎn)生一個(gè)不同的相位延遲，所以輸入信號(hào)與輸出信號(hào)或者分頻信號(hào)之間的相位差會(huì)變化。由于分頻系數(shù)是已知的，所以相位變化或者相位誤差是可以預(yù)測(cè)的，并能提供裝置來補(bǔ)償或者消除它。
一種補(bǔ)償方法是利用一個(gè)德爾塔-西格瑪調(diào)制器更加隨機(jī)地改變分頻系數(shù)。于是頻率合成器使用德爾塔-西格瑪調(diào)制器和整數(shù)N分頻器是已知的。一個(gè)德爾塔-西格瑪調(diào)制器從一個(gè)高分辨率(多位和/或者模擬)的輸入產(chǎn)生一個(gè)量化過(1位到幾個(gè)位)的輸出，并將由該量化引起的誤差進(jìn)行譜整形以減小在某個(gè)預(yù)定信號(hào)帶寬內(nèi)的誤差譜密度。對(duì)頻率合成器的應(yīng)用來說，該帶寬是典型地以直流為中心的并且是德爾塔-西格瑪時(shí)鐘頻率的倍數(shù)。這種頻率合成器的例子可以在US4965531(Riley)和US5,495,206(Hietala)中找到，讀者可以作為參考。這些合成器的一個(gè)缺點(diǎn)在于其量化步長(zhǎng)固有地為施加到分頻器上的頻率為Fo、周期為To＝1/Fo的高頻信號(hào)的一個(gè)周期。這使量化噪聲相對(duì)于高頻輸入信號(hào)偏大。
用在頻率合成器中的德爾塔-西格瑪調(diào)制器可以包括其它更小的德爾塔-西格瑪調(diào)制器單元，例如，在由T.P.Kenny、T.A.D.Riley、N.M.Filiol和M.A.Copeland在電氣和電子工程師協(xié)會(huì)汽車技術(shù)會(huì)報(bào)(1999年3月)上發(fā)表的“用于分?jǐn)?shù)為n的頻率合成的一個(gè)數(shù)字德爾塔-西格瑪調(diào)制器的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)”一文中，公開了許多種可能性。許多MASH型德爾塔-西格瑪調(diào)制器使用一個(gè)參量，為方便起見，這里稱之為“殘余量化誤差”(R)。在一個(gè)德爾塔-西格瑪調(diào)制器中有許多眾所周知的得到該殘余量化誤差R的方式。例如，前面提到的論文舉例說明并論述了一個(gè)具有單位量化器的一階德爾塔-西格瑪調(diào)制器，該量化器與一個(gè)累加器等效。其中該和輸出代表殘余量化誤差R。在這種情況下，累加器提供了一個(gè)固有的殘余量化誤差R，該誤差被描述為“固有的”是因?yàn)樗恍枰郊与娐肪涂梢约右允褂谩?br> US5,055,802(Hietala)公開了一個(gè)用于一個(gè)合成器中的德爾塔-西格瑪調(diào)制器，其中該量化器是一個(gè)用來選出一個(gè)需要量化的數(shù)字信號(hào)中的最高有效位(MSBs)的裝置，剩下的最低有效位(LSBs)提供殘余量化誤差R。因?yàn)檫@些LSB由累加器進(jìn)行操作，所以它們提供了一個(gè)固有的殘余量化誤差R。如果該殘余量化誤差不是固有地可得到的，它可以通過從量化器的輸入中減去量化器的輸出直接得到，那么該差值提供一個(gè)顯差值殘余量化誤差R。
然而，基于這樣的德爾塔-西格瑪調(diào)制器的裝置不完全讓人滿意，因?yàn)樗鼈兡墚a(chǎn)生的最小相位偏差是施加到分頻器上的高頻信號(hào)的一個(gè)整周期。結(jié)果使誤差信號(hào)相對(duì)較大并會(huì)在分頻器的輸出中導(dǎo)致不能接受的抖動(dòng)。
另一種替代方法是利用相位誤差消除電路在輸入信號(hào)施加到分頻器上之前從輸入信號(hào)中，或者從離開分頻器的分頻信號(hào)中，或者從一個(gè)取自分頻器的信號(hào)中減去一個(gè)事先已知的誤差信號(hào)。在上述US5,495,206(Hietala)中公開的電路不僅直接調(diào)制分頻系數(shù)還能部分消除由變化的分頻系數(shù)引起的相位誤差。但是，Hietala的方法不完全讓人滿意，因?yàn)樗荒軠p小分頻器輸出中的抖動(dòng)，尤其因?yàn)榈聽査?西格瑪調(diào)制器輸出中的最小步長(zhǎng)仍然等于高頻輸入的一個(gè)周期。
此外，Hietala沒有公開一個(gè)分?jǐn)?shù)分頻器，其中德爾塔-西格瑪步長(zhǎng)小于高頻輸入信號(hào)的一個(gè)周期。在Hietala的圖5中，充電泵(chargepump)153通過一個(gè)相位檢測(cè)器152從一個(gè)取自分頻器140的輸出的信號(hào)中減去一個(gè)事先已知的誤差信號(hào)的估計(jì)值。當(dāng)誤差信號(hào)從一個(gè)取自分頻器輸出的信號(hào)中被減去時(shí)，有必要使誤差信號(hào)的路徑在增益和延遲上都與分頻器輸出的路徑匹配，為此，優(yōu)選在分頻器內(nèi)部消除誤差。雖然該優(yōu)先方案已經(jīng)在現(xiàn)有技術(shù)中得到認(rèn)可，但這并不損害在分頻器內(nèi)部減去誤差與從一個(gè)取自分頻器輸出的信號(hào)中減去誤差之間的一般等效性。
在其他已知裝置中，提供了一個(gè)單獨(dú)的相位誤差消除電路，例如，它完全在分?jǐn)?shù)分頻器的內(nèi)部，或者包括一些在分?jǐn)?shù)分頻器內(nèi)部的器件和其它在分?jǐn)?shù)分頻器外部的器件。但是，一般來說，盡管這些已知的相位誤差消除電路提供小于高頻分頻器輸入信號(hào)一個(gè)周期的校正，它們卻要利用一個(gè)周期性的誤差衰減信號(hào)，結(jié)果，使該誤差校正信號(hào)和由此產(chǎn)生的的輸出信號(hào)或者分頻信號(hào)容易產(chǎn)生沖擊，例如，周期性發(fā)生的相位誤差。
一個(gè)傳統(tǒng)的分頻器在分頻器輸出的每個(gè)周期都會(huì)有一個(gè)上升沿和一個(gè)下降沿。許多相位檢測(cè)器都只對(duì)這兩個(gè)沿中的一個(gè)，即“活動(dòng)”沿，響應(yīng)。在這種情況下，分頻器的周期是兩個(gè)連續(xù)活動(dòng)沿之間的時(shí)間。通過在分頻器輸入端的輸入信號(hào)周期數(shù)的計(jì)算與分頻器輸出的活動(dòng)沿的延遲進(jìn)行相結(jié)合可以獲得分?jǐn)?shù)分頻，例如通過以下步驟可以獲得51/4分頻(1)計(jì)算5個(gè)周期并將活動(dòng)沿延遲1/4個(gè)周期；(2)再計(jì)算5個(gè)周期并將活動(dòng)沿延遲1/2個(gè)周期；(3)再計(jì)算5個(gè)周期并將活動(dòng)沿延遲3/4個(gè)周期；(4)再計(jì)算6個(gè)周期同時(shí)不對(duì)活動(dòng)沿進(jìn)行延遲。
然后重復(fù)這些步驟。
一個(gè)受控延遲分頻器可以被用來實(shí)施這些步驟。一個(gè)受控延遲器分頻器(CDD)可以從一個(gè)或者多個(gè)有某一頻率Of的高頻輸入信號(hào)中產(chǎn)生一個(gè)一定頻率(有一個(gè)周期和一個(gè)受控延遲)的輸出脈沖FDIV。該周期可以是預(yù)定的，或者受一個(gè)外部輸入N控制，以使輸出脈沖的每個(gè)周期是輸入頻率的周期與一定附加受控延遲之和的N倍。在一個(gè)CDD中，該延遲可以由一個(gè)延遲控制輸入R來控制，它使附加延遲是dT的R倍，其中dT典型地為高頻輸入周期的某個(gè)預(yù)定分?jǐn)?shù)1/Np。在上面的例子中，Np＝4，有序?qū)?N，R)可取值為(5，1)、(5，2)、(5，3)或者(6，0)?，F(xiàn)有技術(shù)已經(jīng)承認(rèn)R值序列可以由一個(gè)模Np的累加器來提供，并將累加器的進(jìn)位數(shù)增加要求的分頻系數(shù)的整數(shù)部分。應(yīng)該注意到輸入信號(hào)N是使分頻器進(jìn)行N分頻的信號(hào)，而不必是數(shù)字N的二進(jìn)制表示形式例如，一個(gè)裝入二進(jìn)制數(shù)K、再從K到255遞增計(jì)數(shù)、然后重新裝入一個(gè)新的K值的分頻器，將被N＝256-K分頻。
有些分頻器結(jié)構(gòu)會(huì)有一個(gè)更加復(fù)雜的使分頻器進(jìn)行N分頻的輸入。再如，為獲得低功耗而設(shè)計(jì)的高速分頻器可以有兩個(gè)二進(jìn)制字來產(chǎn)生一個(gè)使分頻器進(jìn)行N分頻的合成輸入，這兩個(gè)字中的一個(gè)字被送到一個(gè)M計(jì)數(shù)器中，另一個(gè)字被送到一個(gè)A計(jì)數(shù)器中，且分頻系數(shù)N還取決于一個(gè)預(yù)定的預(yù)引比例值。盡管這些關(guān)系可能比較復(fù)雜，但是它們?cè)诂F(xiàn)有技術(shù)中已經(jīng)得到了適當(dāng)?shù)亩x，并能夠被精通該技術(shù)的人掌握。類似地，延遲控制輸入R是使延遲為dT的R倍的輸入，而不管信號(hào)R是如何表示的或者信號(hào)R是如何控制受控延遲的。為了進(jìn)一步弄清楚實(shí)踐一個(gè)CDD的意義并解釋實(shí)踐一個(gè)CDD的衰減，舉兩個(gè)例子。US5,448,191(Meyer)描述了一個(gè)沿選擇受控延遲分頻器，讀者可以作為參考。在Meyer的裝置中，高頻分頻器輸入的三個(gè)相位Φ1，Φ2和Φ3由一個(gè)在一定頻率Of下振蕩的3級(jí)壓控環(huán)路振蕩器(VCO)產(chǎn)生。這使分頻器的輸出可以被延遲0個(gè)、1/3個(gè)或者2/3個(gè)VCO周期。理想情況下，這三個(gè)相位應(yīng)該有精確的0°、120°和240°相移，但是環(huán)路振蕩器各級(jí)之間的不匹配或者(更一般地)通過分頻器的不匹配的各個(gè)延遲會(huì)導(dǎo)致一定的延遲誤差。在保持相移的平均分配方面或者(更一般地)在保持延遲控制輸入與受控延遲之間的線性的合適比例關(guān)系方面的困難，限制了這種型號(hào)的分?jǐn)?shù)分頻器的應(yīng)用。提高延遲線性度的技術(shù)也已經(jīng)被現(xiàn)有技術(shù)公開。
由Chan-Hong Park，et al.在電氣與電子工程師協(xié)會(huì)固態(tài)電路期刊(2001年5月)上發(fā)表的“一個(gè)具有精確I/Q匹配的1.8GHz自校準(zhǔn)鎖相環(huán)”一文對(duì)一種具有分別校準(zhǔn)過的延遲的改進(jìn)型環(huán)路振蕩器進(jìn)行了說明，讀者可以作為參考。這個(gè)例子還解釋了受控延遲是如何借助一個(gè)圍繞每個(gè)單獨(dú)的延遲級(jí)的反饋回路實(shí)現(xiàn)線性化的。
在這兩個(gè)受控延遲分頻器的例子中，不同的相位都是在分頻器外部產(chǎn)生的，但是，對(duì)一個(gè)受控延遲分頻器來說，這一般是不必要的。
這兩個(gè)例子還解釋了包括一個(gè)受控延遲分頻器的分?jǐn)?shù)分頻器是如何被用在一個(gè)鎖相環(huán)(PLL)中以產(chǎn)生一個(gè)分?jǐn)?shù)N合成器的。這種基于受控延遲分頻器的PLL合成器的局限在于它們將分辨率限制為被按照可得到的相位數(shù)分頻過的參考頻率。如果它們僅使用可得到的相位數(shù)通過對(duì)累加器值進(jìn)行量化被用來提供更高的分辨率，就會(huì)產(chǎn)生沖擊(spur)，即假的輸出音調(diào)。甚至在不同相位的受控延遲沒有誤差時(shí)，這種情況也會(huì)發(fā)生。正如Chan-Hong Park，et al.在文章中所解釋的，甚至當(dāng)這些誤差被分別補(bǔ)償時(shí)，這些假音調(diào)也會(huì)發(fā)生。
所以，仍需要不使用大誤差信號(hào)就可以減小由沖擊引起的相位誤差的相位消除電路。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是消除或者至少緩和這樣的不利因素。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供一個(gè)分頻器裝置，它具有一個(gè)用于需要分頻的輸入信號(hào)(FO)的輸入端，一個(gè)用于已分頻信號(hào)(FDIV)的輸出端，用來提供一個(gè)可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)和一個(gè)殘余量化誤差信號(hào)(R)，將可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)施加到分頻器的控制端，并利用殘余量化誤差信號(hào)(R)去消除分頻信號(hào)中的相位誤差的裝置，其中可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)和殘余量化誤差信號(hào)(R)都是高頻振動(dòng)的(dithered)。
用來提供可變分頻系數(shù)信號(hào)和殘余量化誤差信號(hào)的裝置包括用來提供分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)的常數(shù)部分(N)的裝置，用來提供分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)的高頻振動(dòng)的可變部分(C)的裝置，和用來將常數(shù)部分(N)和高頻振動(dòng)可變部分(C)結(jié)合以形成可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)的求和裝置。
優(yōu)選的，用來提供高頻振動(dòng)可變部分(C)的裝置包括一個(gè)對(duì)一個(gè)高頻振動(dòng)可變值(D)響應(yīng)的德爾塔-西格瑪調(diào)制器以提供高頻振動(dòng)可變部分(C)和高頻振動(dòng)殘余量化信號(hào)(R)。
德爾塔-西格瑪調(diào)制器可以是一個(gè)一階的德爾塔-西格瑪調(diào)制器。
根據(jù)本發(fā)明的第二個(gè)方面，提供一種利用一個(gè)分頻器對(duì)一個(gè)輸入信號(hào)(FO)進(jìn)行分頻以得到一個(gè)分頻信號(hào)(FDIV)的方法，它包括提供一個(gè)可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)和一個(gè)殘余量化誤差信號(hào)(R)，將可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)施加到分頻器的控制端，和利用殘余量化誤差信號(hào)(R)去消除分頻信號(hào)中的相位誤差的步驟，其中可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)和殘余量化信號(hào)(R)都是高頻振動(dòng)的。
提供一個(gè)可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)的步驟可以包括提供分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)的常數(shù)部分(N)，提供分頻系數(shù)控制信號(hào)的高頻振動(dòng)可變部分(C)，和將常數(shù)部分(N)和高頻振動(dòng)可變部分(C)相加以形成可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)的步驟。
優(yōu)選的，提供高頻振動(dòng)可變部分(C)的步驟利用一個(gè)對(duì)一個(gè)高頻振動(dòng)可變值(D)響應(yīng)的德爾塔-西格瑪調(diào)制器去提供高頻振動(dòng)可變部分(C)和高頻振動(dòng)殘余量化信號(hào)(R)。
根據(jù)本發(fā)明第二個(gè)方面的一種優(yōu)選的實(shí)施形式，對(duì)一個(gè)輸入信號(hào)(FO)按照一個(gè)非整數(shù)值進(jìn)行分頻的方法包括步驟(1)提供一個(gè)整數(shù)值(N)和一個(gè)分?jǐn)?shù)值(K/M)，它們一起與非整數(shù)值(N+K/M)相對(duì)應(yīng)；(2)分離分?jǐn)?shù)值(K/M)使之成為一個(gè)高于預(yù)置分辨率的第一部分(K/MMSB)和低于所述預(yù)置分辨率的第二部分(K/MLSB)；(3)利用噪聲整形過的量化，以等效于所述第一部分(K/MMSB)的最低有效位的量化分辨率對(duì)第二部分(K/MLSB)進(jìn)行量化以產(chǎn)生一個(gè)噪聲整形量化過的值；(4)將所述第一部分(K/MMSB)和噪聲整形量化過的值相加以產(chǎn)生一個(gè)高頻振動(dòng)值(D)；(5)量化高頻振動(dòng)值(D)以提供一個(gè)具有等效于整數(shù)值(N)的最低有效位的分辨率的量化過的高頻振動(dòng)值(C)和一個(gè)取整后的殘余值(R)；(6)將所述量化過的高頻振動(dòng)值(C)和所述整數(shù)值(N)相加以提供一個(gè)分頻系數(shù)值(N+C)；和(7)根據(jù)所述殘余值(R)對(duì)輸入信號(hào)頻率(FO)按照所述分頻系數(shù)值(N+C)進(jìn)行分頻以提供一個(gè)輸出頻率(FDIV)。
對(duì)輸入信號(hào)(FO)進(jìn)行分頻的步驟可以利用殘余值(R)去控制輸出信號(hào)(FDIV)的相位。
對(duì)輸入信號(hào)頻率(FO)進(jìn)行分頻的步驟可以包括從所述輸入信號(hào)(FO)產(chǎn)生多個(gè)相位互不相同的信號(hào)的步驟，和根據(jù)所述殘余值(R)選擇多個(gè)信號(hào)中的一個(gè)作為所述輸出信號(hào)(FDIV)的步驟。
對(duì)第二部分(K/MLSB)進(jìn)行量化的步驟可以利用二階或者更高階的噪聲整形過的量化。
根據(jù)本發(fā)明的第三個(gè)方面，提供一個(gè)可調(diào)整的延遲線，它具有多個(gè)延遲元件，多個(gè)相應(yīng)的輸入和單個(gè)輸出，根據(jù)一個(gè)控制信號(hào)(Vc)可調(diào)整的平均元件延遲，和通過比較通過延遲線的實(shí)際延遲和周期等于通過延遲線的規(guī)定延遲的參考(FO)，對(duì)平均元件延遲進(jìn)行校準(zhǔn)并根據(jù)它們之間的差值提供控制信號(hào)(Vc)的裝置，其中校準(zhǔn)裝置包括用來從參考信號(hào)(FO)得到被所述周期分開的第一脈沖(P2)和第二脈沖(P3)，將第一脈沖(P2)經(jīng)過延遲線提供給相位檢測(cè)器并將第二脈沖(P3)不通過延遲線提供給相位檢測(cè)器的裝置，相位檢測(cè)器將第一和第二脈沖到達(dá)時(shí)間之間的差值確定為所述差值。
通過以下的詳細(xì)說明，并結(jié)合附圖，本發(fā)明的前述和其它目的、特征、方面和優(yōu)點(diǎn)會(huì)變得更加明顯。僅舉例說明本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施形式。


圖1標(biāo)為現(xiàn)有技術(shù)，是已知的3步受控延遲分頻器的框圖；圖2說明了一個(gè)16步受控延遲分頻器的典型延遲誤差；圖3(a)和圖3(b)說明了周期性地改變圖2中的受控延遲分頻器的延遲控制對(duì)延遲誤差造成的影響；圖4是體現(xiàn)本發(fā)明的一個(gè)分?jǐn)?shù)分頻器的框圖；圖5(a)和圖5(b)說明了將圖4中的分?jǐn)?shù)分頻器的延遲控制隨機(jī)化對(duì)延遲誤差造成的影響；圖6是圖4中的分?jǐn)?shù)分頻器的一個(gè)第一一階德爾塔-西格瑪調(diào)制器的框圖；圖7是圖4中的分?jǐn)?shù)分頻器的一個(gè)可編程延遲受控延遲分頻器的框圖；圖8是具有額外細(xì)節(jié)顯示的圖7中的可編程延遲受控延遲分頻器的框圖；圖9是通過包含一個(gè)延遲過的分頻器輸出時(shí)鐘進(jìn)行改變后的圖7中的可編程延遲受控延遲分頻器的框圖；和圖10是體現(xiàn)本發(fā)明的一個(gè)頻率合成器的示意框圖。
具體實(shí)施例方式
在附圖中，不同圖中的同一個(gè)器件或者相應(yīng)的器件具有相同的參考編號(hào)，適合時(shí)，用“′”表示一種改變。
為便于理解本發(fā)明，首先參照?qǐng)D1，圖2和圖3說明已知的分?jǐn)?shù)分頻器及它們的工作方式。因而圖1，復(fù)制了US5,448,191(Meyer)中的圖5，說明了一個(gè)受控延遲分頻器，其中一個(gè)3級(jí)壓控環(huán)路振蕩器10-2提供3個(gè)具有120°相位差的信號(hào)Ph1，Ph2和Ph3，它們又被“再生”以產(chǎn)生具有3個(gè)不同延遲的3個(gè)分頻器輸出信號(hào)NF1，NF2和NF3。選擇信號(hào)NF1，NF2和NF3中合適的一個(gè)可以允許三個(gè)按1/3個(gè)VCO周期變化的可能的相位值被選擇作為分頻器的輸出脈沖。理想情況下，這三個(gè)相位應(yīng)該有精確的0°、120°和240°相移，但是環(huán)路振蕩器各級(jí)之間的不匹配或者(更一般地)通過分頻器的不匹配的各個(gè)延遲會(huì)導(dǎo)致一定的延遲誤差。在保持相移的平均分配方面或者(更一般地)在保持延遲控制輸入與受控延遲之間的線性的合適的比例關(guān)系方面的困難，限制了這種型號(hào)的分?jǐn)?shù)分頻器的應(yīng)用。
圖2舉例說明了受控延遲，作為一個(gè)已知的受控延遲分頻器(Np＝16)的延遲控制的函數(shù)，是如何變化的，其中由延遲控制產(chǎn)生的延遲不是理想的而是有一定誤差的。圖3(a)顯示了延遲控制的時(shí)序，圖3(b)顯示了以現(xiàn)有技術(shù)教導(dǎo)的方式加以使用的一個(gè)受控延遲分頻器產(chǎn)生的誤差的有效時(shí)序。如圖3(a)所示的延遲控制的周期性變化導(dǎo)致了如圖3(b)所示的延遲誤差的周期性變化。為改善受控延遲分頻器的延遲線性度，必須付出更多設(shè)計(jì)上的努力和使用更多的片內(nèi)元件，而且最后能夠獲得多少改善畢竟受到根本的限制。所以，本發(fā)明提供了一種分?jǐn)?shù)分頻器設(shè)計(jì)，它對(duì)受控延遲分頻器的延遲非線性度更不敏感。
現(xiàn)在參照?qǐng)D4說明本發(fā)明的更優(yōu)實(shí)施形式。如圖4所示的分?jǐn)?shù)分頻器包括一個(gè)受控延遲分頻器11，它對(duì)頻率為FO的高頻輸入信號(hào)進(jìn)行分頻以提供一個(gè)具有對(duì)第一個(gè)加法器12提供的分頻系數(shù)值N+C響應(yīng)的周期和一個(gè)對(duì)一個(gè)第一德爾塔-西格瑪調(diào)制器13提供的殘余量化誤差信號(hào)R響應(yīng)的延遲的頻率為FDIV的輸出信號(hào)。第一加法器12根據(jù)由第一德爾塔-西格瑪調(diào)制器13提供的一個(gè)量化過的高頻振動(dòng)值C和經(jīng)一個(gè)端口14輸入的整數(shù)值N來提供分頻系數(shù)控制值N+C。第一德爾塔-西格瑪調(diào)制器根據(jù)由一個(gè)第二加法器15提供的一個(gè)高頻振動(dòng)值D來提供量化過的高頻振動(dòng)值C和殘余量化誤差R。第二加法器將由一個(gè)總線分離器16提供的一個(gè)分?jǐn)?shù)輸入值的最高有效部分K/MMSB和由一個(gè)第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器17提供的一個(gè)噪聲整形量化過的值Y相加。第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器17對(duì)來自總線分離器16的最低有效分?jǐn)?shù)值K/MLSB進(jìn)行量化以形成噪聲整形量化過的值Y?？偩€分離器16通過分離經(jīng)一個(gè)第二端口18輸入的分?jǐn)?shù)值K/M得到最高有效位K/MMSB和最低有效位K/MLSB。第一和第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器13和17由一個(gè)來自一個(gè)時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器19的德爾塔-西格瑪時(shí)鐘，即DS時(shí)鐘計(jì)時(shí)。圖4中所示的時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器19利用輸出脈沖Fdiv去得到德爾塔-西格瑪時(shí)鐘，即DS時(shí)鐘。然而，有可能用其它方式得到該時(shí)鐘信號(hào)，例如，從一個(gè)鎖相環(huán)的參考時(shí)鐘信號(hào)或者從受控延遲分頻器內(nèi)部。
如圖4所示的分頻器工作如下高頻信號(hào)基本上是正弦的，頻率Fo為2GHz。受控延遲分頻器11可以提供16個(gè)增量為高頻輸入信號(hào)Fo周期的1/16倍的可能的延遲。變化范圍為0～15的殘余量化誤差R的不同二進(jìn)制值將選擇變化范圍為輸入頻率Fo的1/16個(gè)周期到1個(gè)周期的相應(yīng)的延遲。
來自第一加法器12的分頻系數(shù)值N+C是由第一加法器12通過將一個(gè)2補(bǔ)碼的4位二進(jìn)制數(shù)C(-4到+3)加到一個(gè)無符號(hào)的7位二進(jìn)制數(shù)N(67到123)上而產(chǎn)生的一個(gè)介于64到127之間的7位無符號(hào)的二進(jìn)制數(shù)。C可能要求有符號(hào)擴(kuò)展。Y的LSB被加以同于以與K/MMSB的LS相同的權(quán)，即數(shù)字C和N從各自的LSB開始逐個(gè)位相加。
第一德爾塔-西格瑪調(diào)制器13從一個(gè)8位有符號(hào)(2補(bǔ)碼的)的輸入D產(chǎn)生一個(gè)4位有符號(hào)的值C和一個(gè)4位無符號(hào)的值R。第一個(gè)德爾塔-西格瑪調(diào)制器13是一個(gè)具有一個(gè)多位量化器的一階德爾塔-西格瑪調(diào)制器。應(yīng)該注意，對(duì)一些K/MLSB與Y的組合來說，一個(gè)累加器(與一個(gè)具有一個(gè)單位量化器的一階德爾塔-西格瑪調(diào)制器等效)是不夠的。
第二加法器15將一個(gè)8位有符號(hào)的二進(jìn)制數(shù)Y和一個(gè)4位無符號(hào)的二進(jìn)制數(shù)K/MMSB相加以產(chǎn)生一個(gè)8位有符號(hào)的輸出D。與C和N的情形相同，Y的LSB被與K/MMSB的LSB相同的權(quán)相加。因?yàn)镵/MMSB是無符號(hào)的，所以K/MMSB可以不需要符號(hào)擴(kuò)展。
總線分離器16提供無符號(hào)的2 4位輸入K/M的4個(gè)MSB作為K/MMSB并且提供所述24位輸入K/M的20個(gè)LSB作為一個(gè)無符號(hào)的20位值K/MLSB。第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器17對(duì)無符號(hào)的20位值K/MLSB進(jìn)行隨機(jī)化和噪生整形以產(chǎn)生8位輸出值Y。R的4個(gè)位和K/MMSB與受控延遲分頻器中的受控延遲的16個(gè)可能的值相對(duì)應(yīng)。
第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器17很方便地包括一個(gè)由T.P.Kenny、T.A.D.Riley、N.M.Filiol和M.A.Copeland在電氣和電子工程師協(xié)會(huì)汽車技術(shù)會(huì)報(bào)(1999年3月)上發(fā)表的“用于分?jǐn)?shù)-n的頻率合成的一個(gè)數(shù)字德爾塔-西格瑪調(diào)制器的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)”一文中所說明型號(hào)的MASH型德爾塔-西格瑪調(diào)制器，讀者可以作為進(jìn)一步詳細(xì)內(nèi)容的參考。US5495206對(duì)一個(gè)4階的MASH型德爾塔-西格瑪調(diào)制器進(jìn)行了說明，并解釋了如何將它擴(kuò)展到更高階。優(yōu)選地，第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器17最好是7階的。
增加第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器17的階數(shù)可以改善殘余量化誤差信號(hào)R的隨機(jī)化從而減小沖擊。如果使用更高階的調(diào)制器，必須增加Y，D，C和N+C的值的范圍，可能需要更寬的總線以滿足這些信號(hào)的使用。相應(yīng)地，必須增加受控延遲分頻器11允許的N+C的范圍，或者減小N的范圍。
提供德爾塔-西格瑪時(shí)鐘(DS時(shí)鐘)的時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器19必須提供驅(qū)動(dòng)能力去為兩個(gè)德爾塔-西格瑪調(diào)制器13和17中的所有觸發(fā)器提供時(shí)鐘，并確保時(shí)鐘不對(duì)稱性滿足觸發(fā)器定時(shí)公差的要求。
工作時(shí)，將如圖5(a)所示的隨機(jī)殘余量化誤差R用作分頻器11的延遲控制使分頻器輸出信號(hào)Fdiv的延遲誤差也變得隨機(jī)化，如圖5(b)所示。既然延遲誤差是隨機(jī)出現(xiàn)的而不是周期性出現(xiàn)的，所以沖擊被減小了。
如圖6中更詳細(xì)顯示的，圖4中的第一德爾塔-西格瑪調(diào)制器包括第二總線分離器20，它提供一個(gè)延遲過的和信號(hào)X1的一個(gè)預(yù)定數(shù)目的LSB作為殘余量化誤差信號(hào)R，并將延遲過的和信號(hào)X1剩下的MSB作為量化過的高頻振動(dòng)值C。第二總線分離器20提供4個(gè)LSB以允許對(duì)受控延遲分頻器11的16個(gè)可能的延遲進(jìn)行選擇。延遲裝置21通過將來自第三加法器22的和信號(hào)X延遲德爾塔-西格瑪時(shí)鐘即DS時(shí)鐘的一個(gè)周期得到一個(gè)延遲過的和信號(hào)X1。其中第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器17是7階的，延遲過的和信號(hào)X1是一個(gè)8位有符號(hào)的二進(jìn)制數(shù)，該延遲可以用8個(gè)由德爾塔-西格瑪時(shí)鐘“DS時(shí)鐘”提供時(shí)鐘信號(hào)的觸發(fā)器來實(shí)現(xiàn)。
第三加法器22通過將來自第二加法器15(圖4)的高頻振動(dòng)值D與從第二總線分離器20的LSB輸出得到的殘余量化誤差R相加來得到和信號(hào)X。其中第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器17是7階的，和信號(hào)X是一個(gè)8位有符號(hào)的二進(jìn)制數(shù)并能用一個(gè)8位加法器實(shí)現(xiàn)。因?yàn)闅堄嗔炕`差信號(hào)R僅為4個(gè)位寬，所以該8位加法器的部分段可以簡(jiǎn)化為半加器而不是全加器。
受控延遲分頻器11最好為如圖7所示的可編程延遲受控延遲分頻器，它包括一個(gè)多輸入單輸出(MISO)的延遲線23，一個(gè)分頻器單元24和一個(gè)將來自分頻器24的輸出選擇性地傳輸給MISO延遲線23的輸入的控制單元25。一個(gè)這樣的受控延遲分頻器11能夠有利地同一個(gè)只產(chǎn)生一個(gè)輸出相位的VCO一起使用。這使得具有一個(gè)片外(off-chip)VCO或者任何不產(chǎn)生多個(gè)相位的VCO，如一個(gè)基于一個(gè)LC諧振器的VCO，變得很方便?？删幊萄舆t受控延遲分頻器11根據(jù)殘余量化誤差R在分頻信號(hào)FDIV的上升沿產(chǎn)生一個(gè)受控延遲并產(chǎn)生一個(gè)取決于分頻控制信號(hào)N+C的周期。當(dāng)該延遲僅在上升(或者下降)沿受控時(shí)，用在任何PLL合成器中的相位檢測(cè)器都應(yīng)該設(shè)為上升((或者下降)沿觸發(fā)。
MISO延遲線23有多個(gè)輸入和一個(gè)輸出且其輸出與輸入中的一個(gè)有關(guān)，以致當(dāng)激活輸入保持為高電平時(shí)，輸出最終也會(huì)為高電平(另一種方法為低電平)；當(dāng)激活輸入保持為低電平時(shí)，輸出最終也會(huì)為低電平(另一種方法為高電平)。盡管MISO延遲線的邏輯輸出不是取決于從輸入到輸出的傳輸路徑，但是通過MISO延遲線的每條路徑會(huì)有一個(gè)不同的延遲。
MISO延遲線23提供一個(gè)延遲，該延遲由被用作激活輸入的輸入決定。這可以通過使該延遲線內(nèi)有多個(gè)級(jí)、每個(gè)級(jí)都有一個(gè)輸入且每級(jí)提供一定的延遲的方法來獲得。然后，延遲線末端附近的級(jí)將會(huì)有少一些的延遲，而延遲線起始端附近的級(jí)將會(huì)有多一些的延遲。于是，再參照?qǐng)D7，MISO延遲線23的級(jí)包括邏輯或門261，...，26n，每個(gè)或門的第一輸入與前面門的輸出端相連，第二輸入與控制單元2 5耦合以接收多個(gè)延遲控制信號(hào)xb1，...，xbn之中各自的一個(gè)。因?yàn)榛蜷T261，...，26n是串聯(lián)的，所以延遲控制信號(hào)xbn將只通過一個(gè)或門26n產(chǎn)生一個(gè)延遲TO/n，而延遲控制信號(hào)xbn-1會(huì)通過兩個(gè)或門26n-1和26n產(chǎn)生一個(gè)延遲2To/n，依次類推。一個(gè)延遲控制信號(hào)xb1將會(huì)通過所有或門261，...，26n產(chǎn)生一個(gè)延遲TO。因而，舉例來說，如果MISO延遲線23有16個(gè)從xb1到xb16的輸入和16個(gè)或門261，...，2616，那么每一級(jí)將提供一個(gè)延遲dT＝To/16＝1/16FO。
控制單元25通過從MISO延遲控制信號(hào)xb1，xb2，...，xbn中選擇合適的一個(gè)以將其施加到MISO延遲線23的相應(yīng)級(jí)來控制通過MISO 23的延遲。如圖7所示，控制單元25包括一組與門271，...，27n，每個(gè)與門有一個(gè)輸入與分頻器單元24的輸出耦合，另一個(gè)輸入與使與門271，...，27n選擇性地依賴殘余量化誤差R的邏輯單元28相連。與門271，...，27n的輸出分別與邏輯或門261，...，26n的第二輸入耦合。
邏輯單元28根據(jù)殘余量化誤差R為與門提供使能(Enable)信號(hào)，優(yōu)選將R編碼為一個(gè)二進(jìn)制碼，因?yàn)檫@將簡(jiǎn)化第一德爾塔-西格瑪調(diào)制器13(圖6)。邏輯單元28將R的二進(jìn)制碼解碼以提供信號(hào)xa1，xa2，...，xan-1，xan，以使得，當(dāng)R要求最小延遲時(shí)，來自分頻器單元24的輸出信號(hào)P1到延遲線的傳輸將通過與門27n；當(dāng)R要求最大值時(shí)，輸出信號(hào)P1到延遲線的傳輸將通過與門271。例如，若R是一個(gè)二進(jìn)制編碼的4位數(shù)，邏輯單元28會(huì)將R＝0譯碼為xan，將R＝14譯碼為xa2，將R＝15譯碼為xa1，依次類推。邏輯單元28可以不是必須的，例如，當(dāng)R直接為溫度計(jì)編碼而不是二進(jìn)制編碼時(shí)。
分頻器24包括一個(gè)7位可裝定的減法計(jì)數(shù)器29和一個(gè)用來確定計(jì)數(shù)器29是否在它的計(jì)數(shù)值的最后16個(gè)周期內(nèi)的第一譯碼器30。減法計(jì)數(shù)器29在非0狀態(tài)下進(jìn)行減法計(jì)數(shù)，在0狀態(tài)下裝入一個(gè)新的值N+C。減法計(jì)數(shù)器29在頻率為Fo的高頻信號(hào)的每個(gè)上升沿進(jìn)入下一個(gè)狀態(tài)。
譯碼器30提供一個(gè)定時(shí)信號(hào)S1，當(dāng)計(jì)數(shù)器29的狀態(tài)小于或者等于某個(gè)預(yù)定狀態(tài)時(shí)，S1為邏輯1，否則為邏輯0。信號(hào)S1可以直接用作分頻器24的輸出，但是優(yōu)選用觸發(fā)器31對(duì)S1信號(hào)重新定時(shí)，這樣可以減小由譯碼器單元30引起的定時(shí)誤差。所以譯碼器30的輸出最好與高頻輸入信號(hào)FO是再同步的，這種再同步可以減小計(jì)數(shù)器29和譯碼器30中與電源有關(guān)的延遲的影響。這種再同步可以通過由高頻信號(hào)FO為觸發(fā)器31提供時(shí)鐘的方式來提供。譯碼器30的輸出被提供給觸發(fā)器31的數(shù)據(jù)輸入端D，觸發(fā)器31的輸出提供分頻器24的輸出脈沖P1。
邏輯塊28包括一系列二進(jìn)制譯碼器，被設(shè)置用來將一個(gè)R＝0的二進(jìn)制輸入解碼以僅將xan設(shè)置為邏輯1，從而允許一條從P1通過xbn的路徑以產(chǎn)生一個(gè)最小延遲。類似地，二進(jìn)制譯碼器會(huì)將R＝-1譯碼以僅將xa1設(shè)置為高電平從而允許一條通過xb1的路徑以得到一個(gè)最大延遲。為獲得中間延遲，二進(jìn)制譯碼器會(huì)對(duì)相應(yīng)的R值譯碼以選擇中間或門262，...，26n-1中合適的一個(gè)。
只允許與門271，...，27n中的一個(gè)使輸出信號(hào)P1僅能通過1條路徑到達(dá)受控延遲分頻器11的FDiv輸出端。(對(duì)基于或門的延遲線，例如，僅允許xa3與允許xa3及xa1或者xa2的任何組合等效；只允許xa3更有指導(dǎo)意義。)對(duì)一個(gè)具有n級(jí)的理想的MISO延遲線來說，每級(jí)的延遲是一樣的。對(duì)用在可編程延遲受控延遲分頻器上的一個(gè)理想MISO延遲線來說，最小延遲與最大延遲之間的差值應(yīng)該精確地等于有頻率Fo的高頻輸入信號(hào)周期的(n-1)/n倍。但是，由于延遲級(jí)之間的不匹配，實(shí)際的延遲線有不相等的延遲。過程變化還會(huì)使所有的延遲變得更慢或者更快。與理想行為之間的偏差導(dǎo)致了來自合成器的偽造的輸出頻率。但是，這一點(diǎn)借助第二德爾塔-西格瑪量化器的偽隨機(jī)性得到了緩和。這可能要求“裝箱(binning)”或者根據(jù)過程變化選擇為特定頻率所使用而制造的裝置，或者要求良好的過程控制以得到在允許的極限范圍內(nèi)的變化。
為了獲得最低水平的沖擊，必須盡一切努力確保每級(jí)的延遲匹配并確保最小延遲與最大延遲之間的差值對(duì)規(guī)定的工作頻率FO而言與理想情況足夠接近。
還有必要控制延遲線周圍的環(huán)境溫度以消除溫度變化或者利用溫度或者電壓去控制延遲。用來控制延遲的電壓或者溫度可以用一個(gè)反饋回路來控制。
圖8是與如圖7所示相似的但有兩個(gè)改變的可編程延遲受控延遲分頻器11′的框圖，一個(gè)改變是對(duì)延遲變化問題尋址，另一個(gè)是提供一個(gè)延遲過的輸出脈沖?？删幊淌芸匮舆t分頻器11′包括一個(gè)可控延遲的MISO延遲線23′，一個(gè)控制單元25和一個(gè)分頻器單元24?？刂茊卧?5和分頻器單元24與圖7所示的控制單元和分頻器單元是完全相同的。而MISO延遲線23′的差別在于它所有的延遲都可以借助控制信號(hào)Vc進(jìn)行增加或者減小。
正常工作時(shí)，可編程延遲受控延遲分頻器11′以與參考圖7所描述的相同的方式工作，但是可編程延遲受控延遲分頻器11′會(huì)周期性地執(zhí)行一個(gè)校正循環(huán)以確定由MISO延遲線23′提供的延遲的變化并對(duì)延遲26′1，...，26′n作適當(dāng)?shù)恼{(diào)整以進(jìn)行補(bǔ)償。校準(zhǔn)電路包括一個(gè)第二譯碼器32，第二和第三觸發(fā)器33和34，三個(gè)附加與門35，36和37，一個(gè)相位檢測(cè)器38和一個(gè)反相器39，現(xiàn)在說明它們的工作過程。
如前所述，計(jì)數(shù)器29裝入一個(gè)初始值I，在頻率為Fo的高頻信號(hào)的每個(gè)周期將計(jì)數(shù)值減1。計(jì)數(shù)值從由N+C決定的初始值I開始，通過狀態(tài)I，I-1，...，S2+2，S2+1，S2，S1被減小，最后被減為0，于是計(jì)數(shù)器29裝入一個(gè)又由N+C決定的新的I值，并繼續(xù)。代表計(jì)數(shù)器狀態(tài)(或者它的一些MSB)的數(shù)值被提供給第一譯碼器塊30，如前所述，被提供給第二譯碼器塊32。第二譯碼器塊32產(chǎn)生一個(gè)第二定時(shí)信號(hào)S2，當(dāng)該數(shù)值等于某個(gè)高于與上面描述的S1對(duì)應(yīng)的狀態(tài)的預(yù)定狀態(tài)時(shí)，S2為高電平。如前所述，第一譯碼器塊30產(chǎn)生一個(gè)定時(shí)信號(hào)S1，當(dāng)分頻器為狀態(tài)S1或者為低電平時(shí)，S1為高電平。
第二重新定時(shí)觸發(fā)器33對(duì)定時(shí)信號(hào)S2重新定時(shí)，產(chǎn)生一個(gè)被施加到MISO延遲線23′的輸入端的延遲線輸入脈沖P2。第三觸發(fā)器34將來自第二觸發(fā)器33的脈沖P2延遲頻率為Fo的高頻信號(hào)的一個(gè)周期，同時(shí)產(chǎn)生一個(gè)被提供給與門36的一個(gè)輸入端的校準(zhǔn)脈沖P3。第二和第三觸發(fā)器33和34由高頻輸入信號(hào)FO提供時(shí)鐘。
MISO延遲線的輸出被提供給另一個(gè)與門35的一個(gè)輸入端。與門35和36的輸出被施加到相位檢測(cè)器38各自的輸入端。與門35和36的另一個(gè)輸入端共同與反相器39的輸出相連，反相器39的輸入端與第一重新定時(shí)觸發(fā)器31的輸出耦合。相位檢測(cè)器的輸出是控制信號(hào)VC，它被提供給MISO 23′并用來調(diào)節(jié)它的延遲。MISO延遲線23′的輸出與第一重新定時(shí)觸發(fā)器31的輸出被提供給與門37的各個(gè)輸入端，與門37的輸出為輸出信號(hào)FDIV。
在本實(shí)施形式中，在產(chǎn)生每個(gè)輸出脈沖前都要執(zhí)行一次校準(zhǔn)。緊隨前一個(gè)脈沖的輸出，反相器39使與門35和36將延遲線23′的輸出傳送到相位檢測(cè)器38并使第三重新定時(shí)觸發(fā)器34的輸出被施加到相位檢測(cè)器38，相位檢測(cè)器檢測(cè)延遲線23′的輸出是在第三重新定時(shí)觸發(fā)器34的輸出之前還是之后到達(dá)的并以相同的量調(diào)整每個(gè)延遲級(jí)以減小任何差值。
在下一個(gè)周期中，反相器39將禁止與門35和36以使來自MISO延遲線23′的下一個(gè)脈沖將經(jīng)與門37被作為輸出脈沖FDIV。
相位檢測(cè)器38提供的反饋是一個(gè)能產(chǎn)生一個(gè)穩(wěn)定的延遲鎖定環(huán)的負(fù)反饋。例如，如果延遲線23′的輸出比校準(zhǔn)脈沖先到達(dá)，那么延遲應(yīng)該增加，相反地，如果延遲線23′的輸出比校準(zhǔn)脈沖后到達(dá)，那么延遲應(yīng)該減小。
如前面提到的，第二個(gè)修改是提供一個(gè)延遲過的輸出脈沖。所以第三譯碼器40將它的輸入與計(jì)數(shù)器29的輸出相連，并根據(jù)計(jì)數(shù)器29的狀態(tài)，當(dāng)所述數(shù)值為0狀態(tài)時(shí)，提供一個(gè)第三定時(shí)信號(hào)S0。因?yàn)檫@一狀態(tài)在狀態(tài)S1之后發(fā)生，所以，當(dāng)計(jì)數(shù)器29遞減計(jì)數(shù)時(shí)，譯碼器40的輸出(SO)可以被用作信號(hào)D0，即作為可編程延遲受控延遲分頻器11′的一個(gè)額外輸出。如與圖4類似的圖9所示，該第二分頻器的輸出DO可以被德爾塔-西格瑪時(shí)鐘源19′(圖4)用來產(chǎn)生一個(gè)DS時(shí)鐘為數(shù)字邏輯提供時(shí)鐘，即第一德爾塔-西格瑪調(diào)制器13和第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器17(圖4)同時(shí)從觸發(fā)相位檢測(cè)器38的沿被稍微延遲，這減小了數(shù)字邏輯對(duì)相位檢測(cè)器38的干擾。
圖10是用于一個(gè)PLL中以形成一個(gè)頻率合成器的圖9中的分?jǐn)?shù)分頻器的框圖說明。在這種情況下，德爾塔-西格瑪時(shí)鐘信號(hào)DS時(shí)鐘從第二分頻器的輸出DO得到，盡管它可以用如圖4所示的方式得到。分?jǐn)?shù)分頻器在一個(gè)鎖相環(huán)中的應(yīng)用允許頻率為FO的高頻信號(hào)作為合成器的輸出，這一點(diǎn)，當(dāng)本發(fā)明被用作收音機(jī)里的一個(gè)本地振蕩器的一部分時(shí)，是有用的。該P(yáng)LL包括一個(gè)相頻檢測(cè)器(PFD)41，一個(gè)充電泵42，一個(gè)環(huán)路濾波器43和一個(gè)VCO 44。從參考源45得到的頻率為FREF的信號(hào)被施加到相頻檢測(cè)器41的基準(zhǔn)輸入端，取自分?jǐn)?shù)分頻器的信號(hào)FDIV被施加到相頻檢測(cè)器的另一個(gè)分頻器輸入端，PFD 41的起伏(up and down)輸出信號(hào)被施加到充電泵42去控制它的輸出電流ICP，環(huán)路濾波器將ICP轉(zhuǎn)換成一個(gè)相應(yīng)的控制電壓VCP并用它來調(diào)節(jié)VCO 44的頻率，并提供同時(shí)為頻率合成器輸出和分?jǐn)?shù)分頻器輸入的高頻信號(hào)FO。
PLL還提供濾波以去掉由第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器引起的噪聲整形過的量化誤差。
在本發(fā)明多個(gè)方面的任何一方面的實(shí)施形式中，通過增加第二DSM的分辨率(位數(shù))可以獲得任意高的分辨率。
本發(fā)明還包括一種可自調(diào)節(jié)的延遲線本身，它具有通過比較由延遲線提供的實(shí)際總延遲和周期等于規(guī)定的總延遲的參考來校準(zhǔn)平均元件延遲的裝置。
工業(yè)應(yīng)用本發(fā)明的實(shí)施形式可以有利地用在頻率合成器中，尤其當(dāng)它們是具有片內(nèi)基于諧振的振蕩器或者片外基于諧振的振蕩器的更大的集成電路的組成部分時(shí)。
其延遲線可以校準(zhǔn)的可編程延遲受控延遲分頻器的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于它可以增加頻率范圍(FO)，在該頻率范圍內(nèi)，延遲線對(duì)給定的芯片采樣和溫度是合適的。它還可以用來修正更寬的溫度范圍或者用來修正過程變化。
有利地，在本發(fā)明的實(shí)施形式中，與已知的德爾塔-西格瑪合成器相比，量化噪聲的步長(zhǎng)減小了，與已知的基于分頻器的受控延遲分頻器相比，受控延遲分頻器的延遲非線性度的影響減小了。而且，本發(fā)明的實(shí)施形式減小了由對(duì)受控延遲進(jìn)行隨機(jī)化從而使延遲誤差隨機(jī)化所引起的沖擊水平。
權(quán)利要求
1.一種分頻器裝置(11)，其特征在于，含有一個(gè)用于需要分頻的輸入信號(hào)(FO)的輸入端，一個(gè)用于分頻信號(hào)(FDIV)的輸出端，還包括用來提供一個(gè)可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)和一個(gè)殘余量化誤差信號(hào)(R)，將可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)施加在分頻器的控制端，和利用殘余量化誤差信號(hào)(R)消除分頻信號(hào)中的相位誤差的裝置(12～19)，其中，可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)和殘余量化誤差信號(hào)(R)都是高頻振動(dòng)的。
2.如權(quán)利要求書1中所述的分頻器，其特征在于，所提供的裝置(12～19)包括用于提供分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)的常數(shù)部分(N)的裝置(14)，用于提供分頻系數(shù)控制信號(hào)的高頻振動(dòng)可變部分(C)的裝置(13，15～19)，和將常數(shù)部分(N)和高頻振動(dòng)可變部分(C)相結(jié)合以形成可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)的求和裝置(12)。
3.如權(quán)利要求書2中所述的分頻器，其特征在于，用于提供高頻振動(dòng)可變部分(C)的裝置(13，15～19)包括一個(gè)對(duì)一個(gè)高頻振動(dòng)可變值(D)響應(yīng)的德爾塔-西格瑪調(diào)制器(13)，以提供所述高頻振動(dòng)可變部分(C)和所述殘余高頻振動(dòng)量化誤差(R)。
4.如權(quán)利要求書3中所述的分頻器，其特征在于，德爾塔-西格瑪調(diào)制器(13)是一個(gè)一階的德爾塔-西格瑪調(diào)制器。
5.如權(quán)利要求書3或者4中所述的分頻器，其特征在于，用于提供高頻振動(dòng)可變值(D)的裝置包括用來提供一個(gè)二進(jìn)制字(K/M)的最高有效部分(MSB)和最低有效部分(LSB)的裝置(16，18)，用來高頻振動(dòng)最低有效部分(LSB)以提供一個(gè)高頻振動(dòng)最低有效部分(Y)的裝置(17)，和將高頻振動(dòng)最低有效部分(Y)和最高有效部分(MSB)相加的求和裝置(15)。
6.如權(quán)利要求書5中所述的分頻器，其特征在于，用來高頻振動(dòng)最低有效部分(LSB)的裝置(17)包括一個(gè)第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器。
7.如權(quán)利要求書6中所述的分頻器，其特征在于，第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器是二階的或者更高階的。
8.如權(quán)利要求書3～7中任何一條所述的分頻器，其特征在于，第一德爾塔-西格瑪調(diào)制器(13)由一個(gè)頻率為分頻信號(hào)(FDIV)頻率的時(shí)鐘信號(hào)計(jì)時(shí)。
9.如權(quán)利要求書8中所述的分頻器，其特征在于，時(shí)鐘信號(hào)是直接或者間接從輸入信號(hào)(FO)獲得的。
10.如權(quán)利要求書8中所述的分頻器，其特征在于，時(shí)鐘信號(hào)是從分頻信號(hào)(FDIV)獲得的。
11.如權(quán)利要求書8，9或者10中所述的分頻器，其特征在于，第二個(gè)德爾塔-西格瑪調(diào)制器由一個(gè)頻率為分頻信號(hào)(FDIV)頻率的時(shí)鐘信號(hào)計(jì)時(shí)。
12.如權(quán)利要求書11中所述的分頻器，其特征在于，第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器是由一個(gè)直接或者間接從輸入信號(hào)(FO)獲得的時(shí)鐘信號(hào)計(jì)時(shí)的。
13.如權(quán)利要求書12中所述的分頻器，其特征在于，第二個(gè)時(shí)鐘信號(hào)是從分頻信號(hào)(FDIV)獲得的。
14.如權(quán)利要求書11，12或者13中所述的分頻器，其特征在于，第一和第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器是由同一個(gè)時(shí)鐘信號(hào)計(jì)時(shí)的。
15.如權(quán)利要求書1到14之一所述的分頻器，其特征在于，分頻器(11)是一個(gè)可編程延遲的受控延遲分頻器(PDDD)。
16.如權(quán)利要求書15中所述的分頻器，其特征在于，PDDD包括一個(gè)分頻器單元(24)，它對(duì)輸入信號(hào)(FO)按照所述可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)分頻以提供一個(gè)未延遲過的分頻器輸出信號(hào)(P1)，一個(gè)具有多個(gè)輸入和單個(gè)輸出的延遲線(23；23′)，和一個(gè)對(duì)殘余量化誤差信號(hào)(R)響應(yīng)的控制單元(25)，將無延遲的分頻器輸出信號(hào)(P1)施加到被選擇的延遲線(23；23′)的其中一個(gè)輸入端以在所述延遲線(23；23′)的輸出端提供相對(duì)于未延遲過的分頻器輸出信號(hào)(P1)延遲了一個(gè)預(yù)定數(shù)量的所述分頻信號(hào)(FDIV)。
17.如權(quán)利要求書15或者16中所述的分頻器，其特征在于，延遲線(23′)有多個(gè)延遲元件(261，...，26N)，PDDD(11)包括用來校準(zhǔn)平均元件延遲的裝置(32～38)。
18.如權(quán)利要求書16中所述的分頻器，其特征在于，延遲線(23′)包括根據(jù)一個(gè)控制信號(hào)(Vc)調(diào)整平均元件延遲的裝置，PDDD(11)還包括用來對(duì)通過延遲線(23)的實(shí)際延遲與一個(gè)參考(FO)進(jìn)行比較以及根據(jù)兩者之間的差值提供一個(gè)控制信號(hào)(Vc)的裝置(32～38)。
19.如權(quán)利要求書18中所述的分頻器，其特征在于，該參考是輸入信號(hào)(FO)。
20.如權(quán)利要求書16到19之一所述的分頻器，其特征在于，控制單元(25)包括門裝置(271，...，27N)和用來產(chǎn)生多個(gè)延遲控制信號(hào)(xb1，xb2，xb3，...，xbn)并將這些延遲信號(hào)施加到所述門裝置(271，...，27N)上的對(duì)殘余量化誤差信號(hào)(R)響應(yīng)的邏輯裝置(28)，所述門裝置根據(jù)延遲控制信號(hào)將所述未延遲過的分頻器輸出信號(hào)(P1)選擇性地施加到延遲線(23′)的輸入端。
21.一個(gè)可調(diào)的延遲線(23′)，其特征在于，含有多個(gè)延遲元件(261，...，26N)，多個(gè)相應(yīng)的輸入端和單個(gè)輸出端，根據(jù)一個(gè)控制信號(hào)(Vc)可調(diào)的平均元件延遲，和通過比較通過延遲線(23′)的實(shí)際延遲與一個(gè)周期等于通過延遲線(23′)的規(guī)定延遲的參考(FO)來校準(zhǔn)平均元件延遲并根據(jù)兩者之間的差值提供一個(gè)控制信號(hào)(Vc)的裝置(34～38)，其中校準(zhǔn)裝置包括從參考信號(hào)(FO)得到被所述周期分開的第一脈沖(P2)和第二脈沖(P3)，將第一脈沖(P2)通過延遲線(23)提供給相位檢測(cè)器(38)，將第二脈沖(P3)不通過延遲線(23′)供給相位檢測(cè)器(38)的裝置(33，34)，相位檢測(cè)器(38)將第一脈沖與第二脈沖到達(dá)時(shí)間之間的差值確定為所述差值。
22.一種利用一個(gè)分頻器(11)對(duì)輸入信號(hào)(FO)進(jìn)行分頻以得到一個(gè)分頻信號(hào)(FDIV)的方法，其特征在于，包括步驟提供一個(gè)可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)和一個(gè)殘余量化誤差信號(hào)(R)，利用可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)去控制分頻器，和利用殘余量化誤差信號(hào)(R)去消除分頻信號(hào)中的相位誤差，其中可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)和殘余量化誤差信號(hào)(R)都是高頻振動(dòng)的。
23.如權(quán)利要求書22中所述的方法，其特征在于，提供可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)的步驟包括提供可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)中的常數(shù)部分(N)和可變分頻系數(shù)控制信號(hào)的高頻振動(dòng)可變部分(C)，和對(duì)常數(shù)部分(N)和高頻振動(dòng)可變部分(C)求和以形成可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)。
24.如權(quán)利要求書23中所述的方法，其特征在于，提供高頻振動(dòng)可變部分(C)的步驟利用一個(gè)對(duì)一個(gè)高頻振動(dòng)可變值(D)響應(yīng)的德爾塔-西格瑪調(diào)制器，以提供所述高頻振動(dòng)可變部分(C)和所述高頻振動(dòng)殘余量化誤差(R)。
25.如權(quán)利要求書24中所述的方法，其特征在于，所述德爾塔-西格瑪調(diào)制器是一個(gè)一階德爾塔-西格瑪調(diào)制器。
26.如權(quán)利要求書24或者25中所述的方法，其特征在于，提供高頻振動(dòng)可變值(D)的步驟包括提供一個(gè)二進(jìn)制字(K/M)的最高有效部分(MSB)和最低有效部分(LSB)，高頻振動(dòng)最低有效部分(LSB)以提供一個(gè)高頻振動(dòng)最低有效部分(Y)，和對(duì)高頻振動(dòng)的最低有效部分(Y)和最高有效部分(MSB)求和。
27.如權(quán)利要求書26中所述的方法，其特征在于，高頻振動(dòng)最低有效部分(LSB)的步驟利用一個(gè)第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器。
28.如權(quán)利要求書27中所述的方法，其特征在于，用一個(gè)二階的或者更高階的第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器實(shí)現(xiàn)對(duì)最低有效部分(LSB)的高頻振動(dòng)。
29.如權(quán)利要求書24到28之一所述的方法，其特征在于，第一德爾塔-西格瑪調(diào)制器由一個(gè)頻率為分頻信號(hào)(FDIV)頻率的時(shí)鐘信號(hào)計(jì)時(shí)。
30.如權(quán)利要求書29中所述的方法，其特征在于，時(shí)鐘信號(hào)是直接或者間接從輸入信號(hào)(FO)獲得的。
31.如權(quán)利要求書29中所述的方法，其特征在于，時(shí)鐘信號(hào)是從分頻信號(hào)(FDIV)獲得的。
32.如權(quán)利要求書29，30或者31中所述的方法，其特征在于，第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器由一個(gè)頻率為分頻信號(hào)(FDIV)頻率的時(shí)鐘信號(hào)計(jì)時(shí)。
33.如權(quán)利要求書32中所述的方法，其特征在于，第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器由一個(gè)直接或者間接從輸入信號(hào)(FO)獲得的時(shí)鐘信號(hào)計(jì)時(shí)。
34.如權(quán)利要求書33中所述的方法，其特征在于，第二時(shí)鐘信號(hào)是從分頻信號(hào)(FDIV)獲得的。
35.如權(quán)利要求書32，33或者34中所述的方法，其特征在于，第一和第二德爾塔-西格瑪調(diào)制器是由同一個(gè)時(shí)鐘信號(hào)計(jì)時(shí)。
36.如權(quán)利要求書22到35之一所述的方法，其特征在于，所述分頻器(11)是一個(gè)可編程延遲受控延遲分頻器(PDDD)。
37.如權(quán)利要求書36中所述的方法，其特征在于，輸入信號(hào)(FO)被按所述可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)進(jìn)行分頻，以提供一個(gè)未延遲過的分頻器輸出信號(hào)(P1)，被一個(gè)具有多個(gè)輸入和單個(gè)輸出的延遲線延遲，未延遲過的分頻器輸出信號(hào)(P1)根據(jù)殘余量化誤差信號(hào)(R)被施加到被選擇的延遲線(23；23′)的其中一個(gè)輸入端以在所述延遲線(23；23′)的輸出端提供相對(duì)于未延遲過的分頻器輸出信號(hào)(P1)延遲了一個(gè)預(yù)定數(shù)量的所述分頻信號(hào)(FDIV)。
38.如權(quán)利要求書36到37之一所述的方法，其特征在于，所述延遲線(23′)有多個(gè)延遲元件(261，...，26N)，并包括校準(zhǔn)平均元件延遲的步驟。
39.如權(quán)利要求書37所述的方法，其特征在于，包括根據(jù)一個(gè)控制信號(hào)(Vc)調(diào)整延遲線的平均元件延遲，將通過延遲線(23)的實(shí)際延遲與參考(FO)進(jìn)行比較并根據(jù)兩者之間的差值提供控制信號(hào)(Vc)的多個(gè)步驟。
40.如權(quán)利要求書39所述的方法，其特征在于，該參考是輸入信號(hào)(FO)。
41.如權(quán)利要求書37到40之一所述的方法，其特征在于，包括根據(jù)殘余量化誤差信號(hào)(R)產(chǎn)生多個(gè)延遲控制信號(hào)(xb1，xb2，xb3，...，xbn)并根據(jù)延遲控制信號(hào)將所述未延遲過的分頻器輸出信號(hào)(P1)選擇性地施加到延遲線(23′)的輸入的步驟。
42.一種按照非整數(shù)值對(duì)輸入信號(hào)(FO)進(jìn)行分頻的方法，其特征在于，包括以下步驟(1)提供一個(gè)整數(shù)值(N)和一個(gè)分?jǐn)?shù)值(K/M)，它們一起與非整數(shù)值(N+K/M)相對(duì)應(yīng)；(2)分離分?jǐn)?shù)值(K/M)使之成為一個(gè)高于預(yù)置分辨率的第一部分(K/MMSB)和低于所述預(yù)置分辨率的第二部分(K/MLSB)；(3)利用噪聲整形過的量化，以等效于所述第一部分(K/MMSB)的最低有效位的量化分辨率對(duì)第二部分(K/MLSB)進(jìn)行量化以產(chǎn)生一個(gè)噪聲整形量化過的值；(4)將所述第一部分(K/MMSB)和噪聲整形量化過的值相加以產(chǎn)生一個(gè)高頻振動(dòng)值(D)；(5)量化高頻振動(dòng)值(D)以提供一個(gè)具有等效于整數(shù)值(N)的最低有效位的分辨率的量化過的高頻振動(dòng)值(C)和一個(gè)取整后的殘余值(R)；(6)將所述量化過的高頻振動(dòng)值(C)和所述整數(shù)值(N)相加以提供一個(gè)分頻系數(shù)值(N+C)；和(7)根據(jù)所述殘余值(R)對(duì)輸入信號(hào)頻率(FO)按照所述分頻系數(shù)值(N+C)進(jìn)行分頻以提供一個(gè)輸出頻率(FDIV)。
全文摘要
一個(gè)分頻器電路(11)，具有一個(gè)用于需要分頻的輸入信號(hào)(FO)的輸入端，一個(gè)用于分頻信號(hào)(FDIV)的輸出端，和用來提供一個(gè)可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)和一個(gè)殘余量化信號(hào)(R)的，將可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)施加到分頻器的控制端，并利用殘余量化誤差信號(hào)(R)去消除分頻信號(hào)中的相位誤差的裝置(12～19)。可變分頻系數(shù)控制信號(hào)(N+C)和殘余量化信號(hào)(R)都是高頻振動(dòng)的。
文檔編號(hào)H03L7/197GK1643794SQ03807243
公開日2005年7月20日 申請(qǐng)日期2003年3月28日 優(yōu)先權(quán)日2002年3月28日
發(fā)明者T·A·D·賴?yán)?申請(qǐng)人:凱奔研究公司