專利名稱：字長減少電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字字長減少電路，尤其盡管并非專用于處理數(shù)字音頻信號；且尤其用于數(shù)字放大器中的PCM-PWM轉(zhuǎn)換器。
背景技術(shù)：
數(shù)字放大器通常用于高效率應用裝置，譬如用在隨身聽之類的便攜裝置中的音頻放大，其中要著重考慮電池的壽命。它們還用在大功率放大中，在此高效率意味著可以減少電源和散熱器的尺寸和成本。這些放大器通常利用脈沖寬度調(diào)制(PWM)或者脈沖密度調(diào)制(PDM)驅(qū)動開關(guān)功率級。然而，例如，源信號通常在諸如CD-ROM之類的載體上存儲為編碼的抽樣信號，或者在存儲裝置上存儲為MP3聲跡。脈沖編碼調(diào)制(PCM)是一種編碼CD存儲的音樂抽樣的標準，并且因此需要PCM-PWM轉(zhuǎn)換器把多電平的PCM輸入信號轉(zhuǎn)換成兩或者三電平的PWM信號。
用于數(shù)字音頻且使用PCM-PWM轉(zhuǎn)換器的數(shù)字放大器的原理圖示于圖1，放大器包括一個過抽樣濾波器1、一個轉(zhuǎn)換器2、一個功率開關(guān)3、一個低通濾波器4，和一個耳機或者揚聲器負載5。
對數(shù)字D類放大器的輸入是串列(例如PCM的)表達時間上的信號幅度電平的數(shù)字字。過抽樣或者說內(nèi)插濾波器通過在實際的抽樣之間內(nèi)插從輸入的音頻源抽樣添加附加的抽樣，從而有效地增加抽樣頻率，如所公知的。過抽樣的音頻信號饋送到轉(zhuǎn)換器2，所述的轉(zhuǎn)換器2包含一調(diào)制器，用于把這些字轉(zhuǎn)換成串列的比特，(PDM)或者適于切換開關(guān)元件3的變寬度的通/斷脈沖(PWM)。輸入信號在脈沖寬度調(diào)制器的情況下調(diào)制輸出脈沖寬度，或者在∑-Δ調(diào)制器的情況下調(diào)制輸出脈沖(比特)密度。功率開關(guān)3把大得多的輸出電壓切換進低通濾波器4，所述低通濾波器4把該信號轉(zhuǎn)變成模擬信號，以施加在耳機或者揚聲器負載5上。開關(guān)元件3或完全地導通或者完全地截止，并且以高頻切換，帶有與輸入信號的幅度成比例的占空比。
參見2，圖中示出一個PCM-PWM轉(zhuǎn)換器，所述的PCM-PWM轉(zhuǎn)換器接收串列表達在時間上的信號幅度抽樣的數(shù)字字(PCM)。PCM-PWM轉(zhuǎn)換器2使用一個線性化電路6、一個字長減少電路(WLR)7和一個PWM調(diào)制器8。
脈沖寬度調(diào)制器8產(chǎn)生一個輸出，所述的輸出或完全地導通或者完全地截止(在雙相位或者雙電平的應用中)，并且所述的輸出以高頻率切換，并且?guī)в信c輸入信號的幅度成比例的脈沖寬度。調(diào)制器8使用鋸齒調(diào)制波型，所述鋸齒調(diào)制波型與輸入的信號比較以確定輸出脈沖的寬度，如圖3中的均勻抽樣的PWM波型所示。具體地，輸入信號的抽樣與鋸齒波型比較，鋸齒波型的豎直部分確定脈沖相應于該抽樣的開始。該抽樣的脈沖的結(jié)束發(fā)生在波型的傾斜部分交叉或者等于抽樣的值時。可以看出，在輸入信號幅度為高時，這只有在接近脈沖的全部脈寬處才發(fā)生；從而將輸出一寬的脈沖。相反，在輸入信號為低時，鋸齒波型將較早交叉輸入抽樣值，產(chǎn)生窄的脈沖寬度。這公知為均勻抽樣的脈沖寬度調(diào)制。鋸齒波用數(shù)字計數(shù)器電路產(chǎn)生，并且因此包括離散的階越。
然而伴隨數(shù)字抽樣的信號的PWM轉(zhuǎn)換的問題是，由于把數(shù)字抽樣要保持到其交叉鋸齒波型，而等效的模擬信號這時還在變化，所以產(chǎn)生誤差。因此在均勻抽樣的PWM中發(fā)生寬度誤差。這可以在圖3中看出，圖3還示出自然抽樣的脈沖寬度調(diào)制，其中相應的模擬輸入波型與鋸齒波型相比較。這在理論上沒有諧波失真。在均勻抽樣的PWM中，輸入波型已經(jīng)在所示的點規(guī)則地進行抽樣，并且因為抽樣的幅度與自然抽樣的PMW在所保持抽樣交叉鋸齒波型的點處不同，脈沖的寬度也不同，如圖中所示。
因此，抽樣過程引進一些抽樣誤差，導致諧波失真和噪音互調(diào)。噪音互調(diào)是高頻噪音成分互相調(diào)制，或者與高頻的周期性成分調(diào)制的過程，產(chǎn)生折返進基帶的噪音產(chǎn)物。這降低了系統(tǒng)的基帶信噪比(SNR)。
為了降低諧波失真和噪音互調(diào)，常常使用線性化電路6預矯正輸入信號，以有效地消除由于輸入源的抽樣性質(zhì)引起的失真。線性化電路修改饋入調(diào)制器8的抽樣的幅度，從而最小化調(diào)制器產(chǎn)生的脈沖寬度與由等效的模擬輸入的(自然抽樣的)調(diào)制器應當產(chǎn)生的寬度之間的誤差，并且因此最小化上述的交點誤差。這通常這樣進行通過確定鄰接輸入抽樣值，推導輸入信號的斜率，并且調(diào)節(jié)這兩個值之一或者全部，以得到在交點處更加準確的模擬信號的表達值，并且因此得到相應脈沖的結(jié)束點。這使得轉(zhuǎn)換器2較接近于理想的自然抽樣的PWM，產(chǎn)生較低的諧波失真和噪音互調(diào)電平。
普通類型的線性化算法模擬自然抽樣的PWM。首次公開的模擬自然抽樣的PWM的技術(shù)稱為強化抽樣，并且是在P.H Mellor、S.P Leigh和B.M.GCheetham等的“Reduction of spectral distortion in class D amplifiers by anenhanced pulse width modulation sampling process(通過強化的脈沖寬度調(diào)制抽樣過程降低D類放大器中的頻譜失真)”(IEE Proceedings G，Circuits，Circuits，Devices and Systems(IEE處理G、電路、裝置和系統(tǒng))，卷138，第4期，441-448頁，1991年8月)中介紹的。該算法使用鄰接抽樣之間的直線插入估算輸入信號交叉基準波型的時間。該交叉時間再用于計算每個脈沖的寬度，如圖4中所示。可以看出，該脈沖寬度較接近于自然抽樣的PWM近似值。
伴隨強化抽樣的問題是，直線內(nèi)插在確定準確的交叉時間上不是非常精確。因此這種基本算法已經(jīng)用多種方式得以加強，例如使用多項式內(nèi)插，如在M.Sandler、J.Goldberg、R.Hiorns、R.Bowman、W.Watson、P.Ziman的“Ultra Low Distortion Digital Power Amplification(超低失真數(shù)字功率放大)”，(1991年10月AES第91次會議，預印本3115)，和C.Pascual、B.Roeckner的“Computationally Efficient Conversion from Pulse-Code Modulation toNaturally Sampled Pulse-Width Modulation(脈沖編碼調(diào)制向自然抽樣的脈沖寬度調(diào)制的計算機效率)”(2000年9月AES第109次會議)中所討論。
在M.S.Pedersen、M.Shajaan的“All Digital Power Amplifier Based onPulse-Width Modulation(基于脈沖寬度調(diào)制的全數(shù)字功率放大器)”(1994年2月AES第96次會議，預印本3809)中使用內(nèi)插濾波器導出中心點而增加抽樣頻率。其后，在中心點和原點之間使用直線內(nèi)插以推導出更加精確的交點。由此可以使抽樣過程更加緊密地匹配原來的自然抽樣波型，因此大幅地降低地了諧波失真。
然而伴隨數(shù)字脈沖寬度調(diào)制的問題是，它們需要使用高頻率時鐘以精確地定時脈沖邊緣。時鐘的頻率取決于PWM輸入的字長。因為每個輸入幅度都由不同的脈沖寬度表達，對于N比特的輸入和過抽樣頻率Fs，所要求的時鐘頻率是Fs.2N，在標準的CD音樂應用中這意味著352.8kHz x216＝23GHz。這樣高的時鐘頻率是不可行的。
為了減少輸入字長并且因此降低時鐘頻率，在PWM調(diào)制器8前通常使用噪音整形器或者∑-Δ調(diào)制器(SDM)結(jié)構(gòu)，作為字長減少電路(WLR)7。兩個技術(shù)都在WLR內(nèi)部使用反饋以把由于減少字長引起的量化噪音重新分布到較高的頻率，在所述較高的頻率不太可聽得到，并且在所述較高的頻率可以通過功率開關(guān)級的輸出濾波器4濾除。
為了確保通過這種噪音重新分布把足夠的量化噪音從基帶中鏟除，優(yōu)選WLR中的高階環(huán)路濾波器，通常是第四或第五階。對于這樣高的階，環(huán)路濾波器的實施效率變得重要。
在高階，通常使用∑-Δ調(diào)制，所述的∑-Δ調(diào)制對于環(huán)路濾波器通常使用級聯(lián)積分器結(jié)構(gòu)，這對于系數(shù)量化有非常低的靈敏度。實踐中，可量化系數(shù)到只有1或2個比特而無損于調(diào)制器的性能。然后，可以用少量加法替代乘法器，降低硅片設(shè)計的復雜性。
然而，在線性化電路6和調(diào)制器8之間使用SDM WLR電路7時，線性化算法失效，并且在輸出信號中存在失真。這是因為SDM(7)過濾輸入信號，有效地修改已經(jīng)用線性化算法計算出的交點。
這個問題已經(jīng)通過結(jié)合∑-Δ調(diào)制器和線性化電路應對，從而線性化電路直接“審視”SDM的輸出，并且可因此提供必要的幅度校正，如P.Craven的“Towards the 24-bit DAC.Novel Noise-Shaping Topologies IncorporatingCorrection for the Nonlinearity in a PWM Output Stage(結(jié)合PWM輸出級中的非線性矯正的向24比特DAC進發(fā)的新型噪音整形技術(shù)。”(AES，41卷，1993年5月第5期)。然而該方案實施復雜。
可選擇地，可以使用一種噪音整形器，這種噪音整器不濾波輸入信號，并且從而不影響線性化電路的性能。一種普遍使用的高階類噪音整形器WLR電路討論于S.K.Terwkersbury的“Oversampled，Linear Predictive andNoise-Shaping Coders ofOrder N＞1(過抽樣、線性預測和階N＞1的噪音整形編碼器)”(IEEE Trans.Circuits and Systems(IEEE傳輸電路與系統(tǒng))，CAS-25卷，436-477頁，1978年7月。)盡管可以有效地實施，這種WLR電路的缺點是在高頻率處具有高增益，產(chǎn)生高電平的帶外噪音。這增加了PWM調(diào)制器8引起的噪音互調(diào)量，在轉(zhuǎn)換器2的輸出產(chǎn)生較差的SNR。
較普通的IIR濾波器可以在噪音整形WLR電路中用作環(huán)路濾波器，例如直接式實施，這種實施可以設(shè)計成在高頻率有低增益。然而這些濾波器具有高的系數(shù)靈敏度，因此需要有較大系數(shù)字長的完全乘法器，這種乘法器實施費用高并且要求額外的硅片投資。

發(fā)明內(nèi)容
總而言之，本發(fā)明的一個方面提供一種PCM-PWM轉(zhuǎn)換器的字長減少電路(WLR)，所述的字長減少電路包括一種結(jié)合基于∑-Δ調(diào)制器濾波器的反饋通路的、基于噪音整形器的信號通路。設(shè)有噪音整形器電路結(jié)構(gòu)，所述的噪音整形電路結(jié)構(gòu)帶有外部反饋回路中的閉環(huán)濾波器，所述的外部反饋環(huán)路另外具有圍繞所述環(huán)路濾波器的局部環(huán)路或者說內(nèi)部反饋環(huán)路。
這具有把環(huán)路濾波器G(z)取出輸入信號通路的作用，如在基于噪音整形器結(jié)構(gòu)的WLR的情況那樣。換言之，所述的WLR結(jié)構(gòu)具有對輸入信號的非濾波的傳輸函數(shù)，因而不影響線性化電路的交點計算，從而減少失真。同時，它提供1/(1+G(z))的噪音傳輸函數(shù)(NTF)，在此G(z)是環(huán)路濾波器。這是與基于∑-Δ結(jié)構(gòu)的WLR相同的NTF，但是使得能夠使用易于實施的環(huán)路濾波器G(z)，諸如其用于基于∑-Δ的結(jié)構(gòu)中，而沒有其對輸入信號通路的有害影響，并且具體來說沒有其對線路化電路的預矯形作用的有害影響。換言之，用簡單的環(huán)路濾波器利用誤差反饋整形量化噪音。
在一個實施例中，這使得能夠用基于積分器的濾波器電路作為噪音整形環(huán)路濾波器，并且因此提供由噪音整形器結(jié)構(gòu)中的這樣的濾波器結(jié)構(gòu)提供的實施優(yōu)勢。例如，級聯(lián)積分器結(jié)構(gòu)提供非常低的系數(shù)量化靈敏度。這意味著可以用單個移位器，或者附加2或3個移位器輸出，替換乘法器，大大地減少了設(shè)計的硅片面積。
具體地，在本發(fā)明的一個方面提供了一種用于把N比特的輸入信號抽樣量化成n比特的輸出信號抽樣的字長減少電路，所述電路包括一個輸入端，用于接收所述N比特輸入信號抽樣；一個量化器，所述量化器耦連于所述輸入端，并且安排用于輸出對應于N比特抽樣信號的n比特信號；一個外反饋環(huán)路，所述的外反饋環(huán)路包括耦連在量化器的輸出端與減法裝置之間的環(huán)路濾波器，所述的減法裝置耦連在字長減少電路的輸入端，并且用于從輸入信號中減去反饋信號，環(huán)路濾波器具有耦連在其輸出端與輸入端之間的內(nèi)部反饋環(huán)路。
優(yōu)選地，所述環(huán)路濾波器是級聯(lián)積分器類型的。優(yōu)選地，這是∑-Δ類型的環(huán)路濾波器。優(yōu)選地用移位器實施環(huán)路濾波器系數(shù)。這是一種方便實施和低成本實施的濾波器類型，并且提供對系數(shù)的低靈敏度。
具體在另一個方面，本發(fā)明提供一種用于減少數(shù)字音頻放大器的字長的噪音整形器電路，所述電路包括在帶有環(huán)路濾波器的反饋環(huán)路中的量化器，所述電路安排得使輸入信號不被濾波，并且噪音傳輸函數(shù)是1/(1+G(z))，其中G(z)是環(huán)路濾波器。環(huán)路濾波器優(yōu)選地在基帶頻率有高增益，并且在高或者說非基帶的頻率有高的衰減。所述環(huán)路濾波器優(yōu)選地是級聯(lián)積分器類型。優(yōu)選地所述環(huán)路濾波器位于反饋環(huán)路中并且具有耦連在其輸入和輸出之間的內(nèi)部反饋環(huán)路。
還提供了一種減少抽樣字長的相應方法，特別是用于數(shù)字放大器的轉(zhuǎn)換器中的應用。還提供了用于實施所提供的方法的相應的計算機程序。
總之，在本發(fā)明的另一個方面提供了一種用于PWM數(shù)字音頻放大器用轉(zhuǎn)換器的線性化電路，所述的線性化電路安排用于，確定在其由兩個輸入抽樣定義的輸入信號波型交叉或者等于與PWM調(diào)制器使用的波型等效的基準波型的點上的交點幅度。然后，相對所述交點幅度調(diào)節(jié)輸入信號波型抽樣幅度。例如，這通過使用內(nèi)插濾波器，確定兩個另外的鄰接輸入信號抽樣之間的中點抽樣或者中間抽樣實現(xiàn)。然后，取決于中點抽樣的極性用中點抽樣或者輸入抽樣之一進行計算，以確定由所述輸入抽樣和中點抽樣確定的波型之間的交點。這個計算取決于中點抽樣幅度的極性進行，即對于負的中點抽樣幅度有一種計算公式或者算法，而對于正的中點抽樣幅度有另一種計算公式或者算法。這樣，輸入抽樣具有調(diào)節(jié)到相應于交點的幅度的幅度。
由于使用調(diào)節(jié)的或者說線性化了的抽樣與基準波型比較得出與用自然抽樣可達到的脈沖寬度較接近的脈沖寬度，這在調(diào)制器中確定交點時提供了提高的精確度。
具體地，在本發(fā)明的一個方面提供了一種轉(zhuǎn)換器用的線性化電路，其中所述的線性化電路接收輸入信號抽樣，并且包括用于內(nèi)插所述的輸入信號以確定兩個鄰接的輸入信號抽樣之間的中間抽樣的裝置；用于確定中間點的極性的裝置；用于通過取決于中間抽樣的極性施加兩個估算法之一，確定在什么信號幅度由輸入和中間抽樣的定義的輸入信號波型交叉基準波型的裝置；用于輸出與所述輸入信號抽樣對應的輸出信號抽樣的裝置，其中輸出抽樣之一具有對應于所確定的信號幅度的值。
具體地，在另一個方面，本發(fā)明提供一種用于轉(zhuǎn)換器的線性化電路，其中所述線性化電路接收輸入信號抽樣，并且包括用于內(nèi)插所述的輸入信號以產(chǎn)生內(nèi)插的抽樣的裝置；
用于確定內(nèi)插點之間的線性近似的裝置；確定在什么信號幅度由線性內(nèi)插確定的輸入信號波型交叉基準波型的裝置；用于輸出與所述輸入信號抽樣對應的輸出信號抽樣的裝置，其中輸出抽樣具有對應于所確定的信號幅度的值。
還提供有相應于以上的定義的線性化數(shù)字輸入信號的方法，以及相應的軟件或者說計算機程序。
有利地，例如，以上定義的線性化電路和以上定義的字長減少電路可以結(jié)合在用于以基于PWM的數(shù)字放大器的轉(zhuǎn)換器中。


下面參照附圖，以舉例而非限制的方式，說明實施形式，在附圖中圖1是數(shù)字放大器的原理圖；圖2是結(jié)合在圖1所示的轉(zhuǎn)換器中中的PCM-PWM轉(zhuǎn)換器的原理圖；圖3是示出自然和均勻抽樣的PWM的圖表；圖4是示出自然抽樣的PWM和模擬自然抽樣的PWM的圖表；圖5示出∑-Δ調(diào)制器字長減少電路結(jié)構(gòu)的原理圖；圖6示出噪音整形器字長減少電路結(jié)構(gòu)的原理圖；圖7示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的字長減少電路的原理圖；圖8a、8b、8c分別示出∑-Δ環(huán)路濾波器、噪音整形器濾波器、和IIR濾波器；圖9示出圖7的字長減少電路的4階實施；圖10說明線性化算法；及圖11示出實施10所示算法的電路。
具體實施例方式
對于脈沖寬度調(diào)制的情況請再次參見圖1和2，圖中示出從CD播放器或者類似物接收PCM源信號的數(shù)字放大器。該信號由內(nèi)插濾波器1過抽樣或者內(nèi)插，所述的內(nèi)插濾波器通過在實際抽樣之間內(nèi)插對輸入音頻源抽樣而添加附加的抽樣。這有效地提高了抽樣頻率，從而為噪音整形提供額外的帶寬。
過抽樣的音頻信號饋送到PCM-PWM轉(zhuǎn)換器2，所述的PCM-PWM轉(zhuǎn)換器2包括脈沖寬度調(diào)制器8。調(diào)制器8把所述信號轉(zhuǎn)換成串列脈沖，即輸入信號調(diào)制輸出脈沖的脈沖寬度。如上所述，這通常使用鋸齒調(diào)制波型實現(xiàn)，所述鋸齒調(diào)制波型與當前抽樣比較以確定其相應的輸出脈沖寬度。該脈沖串列或者說比特控制功率開關(guān)3，所述的功率開關(guān)3把大得多的輸出電壓切換進低通濾波器4，所述低通濾波器4把該信號轉(zhuǎn)換成模擬信號，如所公知地，用于施加在耳機或者揚聲器負載5上。
轉(zhuǎn)換器2優(yōu)選地還包括線性化電路6，所述線性化電路6調(diào)節(jié)PCM字的輸入抽樣流，以改進如以上所述根據(jù)多種線性化算法之一得出的模擬波型的PWM表達。具體地，所述線性化電路6修改饋入調(diào)制器8的抽樣的幅度，從而最小化調(diào)制器產(chǎn)生的脈沖寬度與由等效的模擬輸入(自然抽樣的)調(diào)制器應當產(chǎn)生的脈沖寬度之間的誤差。
因為高的抽樣頻率和輸入信號的字長，PCM-PWM轉(zhuǎn)換器2還需要字長減少電路(WLR)7，用以減少抽樣的字長，并且因此降低對如前文所討論的PWM調(diào)制器8的時鐘頻率要求。如下文要討論的，可以得到各種WLR電路7結(jié)構(gòu)。這些包括噪音整形器和∑-Δ結(jié)構(gòu)，這兩個技術(shù)都在WLR中使用反饋，用于把由于字長減少產(chǎn)生的量化噪音重新分布到不太可聽到、并且可以通過功率開關(guān)級的輸出濾波器濾除的較高的頻率。
盡管時鐘速度要求對于PWM調(diào)制器是最繁重的，在脈沖密度調(diào)制器中還是可以由在PCM-PDM轉(zhuǎn)換器電路中包括WLR電路7而受益。在此情況下，PDM調(diào)制器8可以具有∑-Δ調(diào)制器結(jié)構(gòu)，并且類似地WLR電路也可以具有∑-Δ調(diào)制器或者噪音整形器結(jié)構(gòu)。對于兩個電路可選擇的替換包括比特翻轉(zhuǎn)的∑-Δ調(diào)制器。
圖5示出用于WLR電路7的∑-Δ結(jié)構(gòu)。輸出的n比特信號從輸入的N比特信號中減去，并且得出的誤差傳送經(jīng)過環(huán)路濾波器G(z)，然后由量化器Q從N比特中減去，成為n比特表達，通常只是通過截去最不重要的比特，引起輸入和Q的輸出之間的誤差E(z)。對于輸入X(z)，調(diào)制器的輸出由下式給出Y(z)=X(z)G(z)1+G(z)+E(z)11+G(z)]]>從式中可見，誤差由傳輸函數(shù)1/(1+G(z))濾波，傳輸函數(shù)1/(1+G(z))是提供低頻(基帶)信號衰減的噪音整形函數(shù)。然而輸入信號通過傳輸函數(shù)G(z)/(1+G(z))濾波，由于它干擾線性化電路6對輸入信號的作用，該傳輸函數(shù)G(z)/(1+G(z))是有問題的。由于線性化電路的輸出由∑-Δ調(diào)制器濾波，有效地修改了用線性化算法計算出的交點。由于移動了交點，消除了否則將通過由于線性化電路在輸入信號上的預矯形作用提供的PWM性能的改善，導致失真增加。
圖6示出WLR電路7的噪音整形器結(jié)構(gòu)。在此結(jié)構(gòu)中，由于內(nèi)部量化器電路Q中的字長截取引起的誤差E(z)在從輸入信號中減去以前通過環(huán)路濾波器H(z)濾除。對于輸入X(z)，該調(diào)制器的輸出為Y(z)＝X(z)+E(z)(1-H(z))請注意來自線性化電路6的信號不再被濾波。然而與性能對環(huán)路濾波器G(z)中的系數(shù)平滑不太靈敏的∑-Δ調(diào)制器WLR結(jié)構(gòu)比較，事實表明，在環(huán)路濾波器復雜性或者系數(shù)字長與噪音整形器結(jié)構(gòu)中對環(huán)路濾波器H(z)要求的性能之間存在更好的使用折衷。如果使用帶有諸如(1-Z-1)N這樣的傳輸函數(shù)的簡單環(huán)路濾波器，得出的量化噪音傳輸函數(shù)(1-H(z))具有在高頻有高噪音增益的缺點，引起高電平的帶外噪音。這增加了由PWM調(diào)制器8引起的噪音互調(diào)的量，在轉(zhuǎn)換器2的輸出產(chǎn)生較差的SNR。較普通的IIR濾波器，例如可以設(shè)計成在高頻率有低增益的直接式實施，可以用于減輕這種問題。然而這些濾波器具有高的系數(shù)靈敏度，并且因此需要完全乘法器，完全乘法器實施費用高并且需要額外的硅片投資。
圖7示出根據(jù)一個實施例的修改的WLR電路。噪音整形電路結(jié)構(gòu)修改成結(jié)合這樣一種環(huán)路濾波器G(z)，所述的環(huán)路濾波器G(z)與本來在∑-Δ實施中，會在其自身的(內(nèi)部)的反饋環(huán)路中在WLR電路7的(外部)反饋環(huán)路或者噪音環(huán)路中用的相同。從而通常的噪音整形器環(huán)路濾波器H(z)由局部的或者說內(nèi)部的反饋環(huán)路中的∑-Δ環(huán)路濾波器替代。這修改了噪音整形器的傳輸函數(shù)，根據(jù)公式Y(jié)(z)=X(z)+E(z)11+G(z)]]>從該式可以看出，該噪音傳輸函數(shù)與∑-Δ調(diào)制器的噪音傳輸函數(shù)相同，并且還沒有濾波(來自線性化電路的)輸入信號。從而，由于使用了誤差反饋(而不是在標準∑-Δ調(diào)制器情況下的信號反饋)，線性化算法的性能不受影響。這使得∑-Δ環(huán)路濾波器G(z)及其良好的高頻增益性能易于(并且因此低費用)實現(xiàn)，可用于代替較難實現(xiàn)的(或較高高頻增益的)噪音整形器環(huán)路濾波器。
具體地，這種安排使之能夠有效使用實施積分器級聯(lián)結(jié)構(gòu)，所述的積分器級聯(lián)結(jié)構(gòu)可以利用移位器取代乘法器，并且因此使用較少的硅片面積。它還提供較低的系數(shù)靈敏度，使之能夠方便和低費用地實施。另外，∑-Δ結(jié)構(gòu)提供良好的高頻增益響應，從而不同于噪音整形環(huán)路濾波器，沒有產(chǎn)生互調(diào)和較差的SNR的同樣的高電平的帶外噪音。另一個優(yōu)點是，公知的設(shè)計∑-Δ環(huán)路濾波器的技術(shù)可以直接地用于該新型的WLR電路技術(shù)。
因此，該WLR電路對PWM提供減少了字長的PCM字，同時最小化量化噪音。同時還最少化了噪音整形對線性化電路的預矯形作用的影響。并且這都用相對易于實施的電路結(jié)構(gòu)實現(xiàn)。
在圖8a、8b和8c中可以看到標準的二階濾波器結(jié)構(gòu)，分別是∑-Δ環(huán)路濾波器G(z)、噪音環(huán)路濾波器H(z)和IIR濾波器，所述的IIR濾波器也可以用在噪音整形器電路結(jié)構(gòu)中。
圖8a示出一種∑-Δ環(huán)路濾波器G(z)，所述的∑-Δ環(huán)路濾波器G(z)包括兩個積分器結(jié)構(gòu)(在反饋環(huán)路中的延遲的z-1)和多個系數(shù)a1、a0和b1。由于積分結(jié)構(gòu)，這樣的濾波器結(jié)構(gòu)G(z)通常在低頻率具有的高增益，這是所要求的，因為這轉(zhuǎn)化為在低(基帶)頻率的高量化噪音衰減。而且這樣的安排具有對系數(shù)改變的低靈敏度，這意味著諸如1.2334這樣的高字長系數(shù)可以量化成1之類的整數(shù)系數(shù)或者1.25之類的簡單分數(shù)，這可以用移位器實施而不是用乘法器，使這樣的結(jié)構(gòu)易于實施。
圖8b示出具有兩個延遲和兩個系數(shù)a1和a0的噪音整形環(huán)路濾波器H(z)結(jié)構(gòu)。這些系數(shù)通常也是易于實施的數(shù)字，在此情況下是1和2，從而可以用移位器實施，因此降低了實施成本。然而這樣的濾波器結(jié)構(gòu)具有較大的高頻增益，導致以上討論的互調(diào)問題。
圖8c示出有限脈沖響應濾波器結(jié)構(gòu)H’(z)，所述的有限脈沖響應濾波器結(jié)構(gòu)H’(z)可以在噪音整形器WLR電路中用作環(huán)路濾波器。使用這樣的直接式濾波器的優(yōu)點是降低了高頻增益，從而類似地減少了互調(diào)問題。然而實施其所要求的系數(shù)通常是棘手或難于實施的數(shù)(例如1.05896)，因此需要乘法器實施此系數(shù)。然而乘法器實施費用高，因此，這樣的電路成本較高并且實施需要較多的硅片面積。
在這些實施例的反饋安排中可以采用各種公知的∑-Δ類型環(huán)路濾波器實施方式。例如，對于SDM所公知的多重反饋(MFB)環(huán)路濾波器結(jié)構(gòu)，譬如在Steven R.Norsworthy、Richard Schreies、Gbor Temes的“∑-Δdata Converters，Theory，Design，and Simulation(∑-Δ數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，理論、設(shè)計和模擬)”(IEEE出版社-ISBN0-7803-1045-4)中的圖10.24中所示。
可選擇地，還可以使用各種其它的濾波器結(jié)構(gòu)，特別是那些使用積分器結(jié)構(gòu)的濾波器結(jié)構(gòu)，所述的積分結(jié)構(gòu)通常使得能夠用移位器代替乘法器實現(xiàn)，并且因此降低實施復雜性和成本。其它的基于積分器的濾波器結(jié)構(gòu)包括Zolzer結(jié)構(gòu)和Kingsbury結(jié)構(gòu)。
盡管優(yōu)選基于積分器的濾波器，也可以使用其它濾波器結(jié)構(gòu)，然而會降低實施優(yōu)勢。在一個極端的例子中可以實施直接式濾波器。量化電路的誤差傳輸函數(shù)應當在基帶上提供高的衰減，并且在噪音整形器反饋環(huán)路內(nèi)部的圍繞環(huán)路濾波器電路G(z)的“內(nèi)部”反饋安排提供這樣做所需要的1/(1+G(z))項。這種內(nèi)部反饋安排還有利地提供要集成到如圖7所示的噪音整形器電路結(jié)構(gòu)中的、易于實施的濾波器電路?；诜e分器的濾波器電路G(z)通常提供低頻率處的高增益，低頻率處的高增益顯然適用于基于∑-Δ的WLR電路，在基于∑-Δ的WLR電路中環(huán)路濾波器是信號通路，然而這些不太適用于反饋環(huán)路中的噪音整形器環(huán)路濾波器電路。然而，所述電路具有以上討論的有利的實施特性，并且在噪音整形器內(nèi)部使用內(nèi)部反饋環(huán)路或者使用外部反饋環(huán)路使得這些濾波器電路可以在本文的意義上使用。這與通常地對噪音整形器量化電路結(jié)構(gòu)所要求直接式IIR類型濾波器的公知方法相比是較為有利的，并且公知的方法一般需要實施乘法器，以施加所要求的系數(shù)。
圖9示出根據(jù)一個實施例優(yōu)選的四階調(diào)制器的實施。A0是輸入加法器，而A10是形成繞環(huán)路濾波器G(z)的環(huán)路的附加的加法器。來自量化器的誤差信號直接從量化器LSB確定，即這些比特不傳送到輸出端。使用來自量化器的最不重要比特(LSB)作反饋信號，并用來自量化器的最重要比特(MSB)作為減少的字長信號，這等效于取量化器的輸入和輸出之間的差作反饋信號(如圖6和7所示)。環(huán)路濾波器函數(shù)G(z)由其余的加法器A1-A9和相關(guān)的延遲實施，如對基于積分器級聯(lián)的結(jié)構(gòu)所公知的那樣。這提供對系數(shù)量化的低靈敏度并且可以不用乘法器得以實施。系數(shù)b實施噪音整形函數(shù)的極點，而系數(shù)a實施零點。限幅器防止電路變得不穩(wěn)定，例如如果超過最大輸入電平時。比例因數(shù)標定信號的動態(tài)范圍，從而每個節(jié)點具有相似的最高信號電平。環(huán)路濾波器G(z)的內(nèi)部或局部反饋環(huán)路由標號1-f-b標示出。
即使隨著增加直接式濾波器的階而增加實施復雜性，可以看出，隨著階的增加，實施優(yōu)勢也在增加。例如十階調(diào)制器用直接式濾波器極難實施，但是通過擴展上述實施形式相對易于實施。實施上，任何大于一的階都可以通過施用實施例中所示的安排而有所受益。
盡管相對PCM-PWM轉(zhuǎn)換器討論了實施例，但還可以用其它數(shù)字放大器安排，例如包括接收超級音頻編碼的抽樣信號的和/或使用PDM來驅(qū)動功率開關(guān)3的轉(zhuǎn)換器。
此外，盡管相對數(shù)字放大器系統(tǒng)討論了多個WLR電路的實施例，WLR電路還可以用在其它的應用中，譬如用于DSD(直接流數(shù)字)調(diào)制。在此情況下電路結(jié)構(gòu)應當使用1比特量化器。
本發(fā)明還提供了一種線性化電路或者線性化算法，所述線性化電路或者線性化算法可有利地與與以上討論的WLR安排和轉(zhuǎn)換器的脈沖寬度調(diào)制器結(jié)合。線性化電路調(diào)節(jié)發(fā)來的輸入信號抽樣的值，以在PWM調(diào)制器提供較好的交點計算，并且因此提供較接近于用自然抽樣本可以得到的脈沖寬度調(diào)制信號的脈沖寬度調(diào)制信號，如前所討論。這是通過估計交點應當在由兩個鄰接的輸入信號的輸入抽樣之間、并且把(第一)抽樣的幅度調(diào)節(jié)到交點的幅度而實現(xiàn)。所述的交點是在該處輸入波型交叉基準波型(通常鋸齒波型或者三角波型)的點(在時間上和幅度上)，對應于調(diào)制器使用的基準波型，確定抽樣的脈沖持續(xù)時間或者說寬度。
公知的各種方法，包括確定兩個抽樣點之間的直線波型，再確定在此波型與基準波型之間的交點。一個實施例參照圖10和11進行說明，并涉及抽樣周期為T的第一插入輸入抽樣…、w(n-1)、w(n)、…，以推導出一組周期為T/2的抽樣…、x(n-1)、xm(n)、x(n)…。然后在這些抽樣之間使用分段線性信號近似，以得出對通過自然抽樣應在交點得到的信號的幅度的良好近似。一種簡單的實施可以通過使用泰勒級數(shù)近似計算以避免除法(除法用硅片實施費用高)，及通過融合內(nèi)插和交點估算要求的計算或者硬件而得到。
圖10示出一種交點算法，其中，中間點抽樣xm(n)通過兩個鄰接的相應于x(n-1)的輸入抽樣w(n-1)和相應于x(n)的輸入抽樣w(n)推導出。然后用這些(x)值確定交點(y(n)，t2)或(y(n)，t1)，以及其相應的幅度，以線性化輸入抽樣。圖中示出一從t＝0至tT的持續(xù)時間為T的一個輸入抽樣周期。假定把輸入信號標稱化以處于-1與+1之間。該輸入信號由在t＝0的輸入抽樣x(n-1)和在t＝T的輸入抽樣x(n)確定，以及通過內(nèi)插在t＝T/2的中點或者中間“抽樣”xm(n)而確定，如以下所討論。該輸入信號還進一步由這些點之間的分段線性近似表達。在同一個圖中示出兩個可能性實線示出xm(n)＞0的情況，而虛線示出xm(n)＜0的情景。鋸齒基準波型s(t)對應于將由調(diào)制器用于確定每個抽樣的脈沖寬度的波型即信號的值y(n)對應于對信號的分段線性近似的s(t)的插入。
因為x(n-1)＞-1，它將處在直線s(t)上方。類似地x(n)＜1，所以它將處在s(t)的另一側(cè)。如果xm(n)＝0，交點將在T/2。如果xm(n)＜0，那么xm(n)處在直線s(t)下方，即與x(n)在s(t)的同側(cè)，但是對于x(n-1)在s(t)的對側(cè)，從而交點必須處在連接x(n-1)和xm(n)的直線的線段上。類似地，如果xm(n)＞0，交點必須處在連接xm(n)和x(n)線的線段上。從圖10的幾何狀態(tài)可見，因為直線的各個線段的公式不同，在每種情況下可能夠會需要不同的計算。從直線公式可見，對于兩個各自的交點t1和t2，可以得出以下的兩個公式。
t1=(T/2)2xm(n)-x(n)+11-x(n)+xm(n)]]>t2=x(n-1)+11-xm(n)+x(n-1)]]>這些公式可以代回s(t)的公式中，以推導對應于交點的抽樣幅度的公式。
y(m)=xm(n)1-x(n)+xm(n)]]>如果xm(n)<0
y(n)=xm(n)1-xm(n)+x(n-1)]]>否則為了簡單化，最好是單個中間點，對于精確度增加的實施例，可以得到采用兩個或多個中間抽樣點并且在每個點之間使用不同的直線公式的實施例。
為了避免在硬件實施中就部件數(shù)量和芯片面積而言高費用的除法，所述表達式可以通過使用泰勒級數(shù)的三個項擴充以上表達式，得出表達式y(tǒng)(n)＝xm(n)(1-(xm(n)-x(n)+xm(n)-x(n))2)如果xm(n)＜0y(n)＝xm(n)(1-x(n-1)-xm(n))+(x(n-1)-xm(n))2)否則從而基于值x(n-1)、xm(n)、x(n)，可以推導出信號抽樣y(n)的“線性化的”值。
對于從輸入信號抽樣w(n)推導出內(nèi)插的抽樣xm(n)，使用簡單的二階線性內(nèi)插器達到可接受的性能。這通過零插入輸入實施內(nèi)插，優(yōu)選地按照用以下傳輸函數(shù)的濾波進行V(z)=(1+z-1)24]]>需要注意的是，對三個輸入全部濾波就能達到最佳的性能，而不是只用以上公式從x(n-1)和x(n)計算xm(n)。優(yōu)選地輸入序列是零插入的，從而使進入濾波器的輸入序列是…、w(n-1)、0、w(n)、0、…，然后傳送過濾波器V(z)以推導出輸出抽樣序列。這些輸出抽樣的三項形成x(n-1)、xm(n)和x(n)。
可以示出對于內(nèi)插器的輸入w(n)，可以用以下表達式計算這三個輸出x(n-1)=w(n-1)+3w(n-2)4]]>
xm(n)=3·w(n-1)+w(n-2)4]]>x(n)=w(n)+3w(n-1)4]]>請注意這些計算只需要每輸入抽樣計算一次。
把這些公式代回y(n)的公式中我們得到公式 式中a=w(n-1)-w(n-2)2]]>b＝w(n-1)-a/2c=w(n)-w(n-2)4]]>請注意到通過取泰勒級數(shù)表達式中更多的項可以得到改進的精確度，例如使得在y的計算中使用b(1+c(1+c(1+c)))。
通過內(nèi)插原輸入抽樣w(n)和通過使用內(nèi)插的抽樣之間的線性近似，并確定基準波型交叉這些抽樣之一處的交點估算，可以達到精確、簡單實施的線性化電路。在一個中間抽樣點的簡單情況下，該點的極性可以用于確定使用哪個線性近似。使用泰勒級數(shù)近似進一步地簡化計算。從而通過結(jié)合內(nèi)插和交點估算公式，提供了一種算法以得到適用于對PWM調(diào)制器的輸入的、修正的估算自然抽樣的信號抽樣y(n)的序列。所述的算法提供比直線近似方法更加精確的交點計算，同時，因為暗含地融合了內(nèi)插和交點估算硬件，因此實施簡單且成本低。
該線性化算法的實施示于圖11中。該實施使用非常低復雜性的內(nèi)插濾波器推導中點。內(nèi)插濾波器和交點算法相結(jié)合產(chǎn)生低的實施成本。輸人交點W(n)傳送到兩個延遲器中，以產(chǎn)生信號w(n-1)和w(n-2)。加法器A0、A1、A2和相關(guān)聯(lián)的右移位實施用于a、b和c的公式。乘法器根據(jù)b的符號實施判斷邏輯。乘法器M1、M2和加法器A3、A4實施泰勒級數(shù)表達式。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員將認識到上述的裝置和方法可以體現(xiàn)為處理器控制代碼，例如在諸如磁盤、CD或DVD-ROM之類的載體上、諸如只讀存儲器(固件)之類的編程存儲器上，或者在諸如光或電信號載體之類的數(shù)據(jù)載體上。對于許多應用，本發(fā)明的實施例將實施在DSP(數(shù)字信號處理器)、ASIC(應用特定集成電路)或者FPGA(場可編程門陣列)上的代碼。從而，所述代碼可以包括常規(guī)程序代碼或者微代碼或，例如設(shè)定或控制ASIC或者FPGA。所述代碼還可以包括用于動態(tài)地配置諸如可再編程的邏輯門陣列之類的可再配置裝置的代碼。類似地，所述代碼還可以包括用于VerilogTM或VHDL(非常高速度集成電路硬件說明語言)之類的硬件說明語言的代碼。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員將能夠理解，所述的代碼可以分布在多個相互通信地耦連的部件之間。在適當?shù)膱龊?，所述實施例還可以使用運行在場-可(再)編程的模擬陣列或者類似裝置上的代碼得以實施，以配置模擬硬件。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員還將理解，各個實施例和相對它們說明的具體特征可以自由地與其它實施例，或者與大體根據(jù)上述說明的具體特征結(jié)合。本領(lǐng)域的技術(shù)人員還將認識到，可以對所說明的具體例子進行各種改變和修改而不偏離所附權(quán)利要求書的范圍。
權(quán)利要求
1.一種字長減少電路，用于把N比特輸入信號抽樣量化成n比特輸出信號抽樣，所述電路包括輸入端，用于接收所述N比特輸入信號抽樣；量化器，所述量化器耦連到所述輸入端，并且安排用于輸出對應于N比特抽樣信號的n比特信號；外反饋環(huán)路，所述的外反饋環(huán)路包括耦連在所述量化器的輸出端與一減法裝置之間的環(huán)路濾波器，所述的減法裝置耦連在所述字長減少電路的輸入端，并且用于從輸入信號中減去反饋信號，所述環(huán)路濾波器具有耦連在所述環(huán)路濾波器的輸出端與輸入端之間的內(nèi)部反饋環(huán)路。
2.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述環(huán)路濾波器包括積分器結(jié)構(gòu)。
3.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述環(huán)路濾波器是∑-Δ環(huán)路濾波器。
4.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，第一反饋環(huán)路安排用于接收輸入信號抽樣的最不重要的N-n比特。
5.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，用于進行減法的器件是用于把外部反饋環(huán)路耦連到電路輸入端的加法器。
6.如權(quán)利要求5所述的電路，其特征在于，還包括用于把所述外部反饋環(huán)路耦連到所述環(huán)路濾波器的輸入端的第二加法器，從而使得從量化器發(fā)出的反饋信號中減掉第二反饋環(huán)路信號。
7.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，用移位器實施環(huán)路濾波器系數(shù)。
8.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述環(huán)路濾波器還包括限制信號電平的限幅器和標稱化信號動態(tài)范圍的比例系數(shù)。
9.一種轉(zhuǎn)換器，用于把脈沖編碼調(diào)制(PCM)數(shù)字音頻信號轉(zhuǎn)換成脈沖寬度調(diào)制(PWM)的數(shù)字音頻信號，以在數(shù)字放大器中放大；所述轉(zhuǎn)換器包含如權(quán)利要求1所述的字長減少電路；調(diào)制器，用于把PCM信號轉(zhuǎn)換成PWM信號，所述的調(diào)制器耦連在量化電路的輸出端。
10.如權(quán)利要求9所述的轉(zhuǎn)換器，其特征在于，還包括線性化電路及輸出端，所述線性化電路用于接收輸入信號抽樣，所述輸出端耦連到所述字長減少電路的輸入端，用于提供線性化了的信號抽樣。
11.如權(quán)利要求10所述的轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述的線性化電路包括用于確定兩個鄰接的輸入信號抽樣之間的中間抽樣的裝置；用于確定中間抽樣的極性的裝置；用于通過取決于中間抽樣的極性施加兩個估算法之一，確定在什么信號幅度由所述輸入抽樣和中間抽樣的確定的輸入信號波型交叉基準波型的裝置；用于輸出幅度與所確定的交叉幅度對應的、線性化了的信號抽樣的裝置。
12.如權(quán)利要求11所述的轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述中間抽樣確定裝置是內(nèi)插器。
13.如權(quán)利要求12所述的轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述內(nèi)插器是帶有零插入的輸入端的濾波器。
14.如權(quán)利要求11所述的轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述估算法是線性近似或者說直線近似。
15.如權(quán)利要求14所述的轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述確定中間抽樣的裝置和所述確定的信號幅度的裝置通過實施以下的估算法融合 式中a=w(m-1)-w(n-2)2]]>b＝w(n-1)-a/2c=w(n)-w(n-2)4]]>w(n)＝在抽樣時間n的輸入信號抽樣。
16.如權(quán)利要求11所述的轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述信號幅度確定裝置包括實施泰勒級數(shù)計算。
17.一種數(shù)字放大器，其包括如權(quán)利要求1所述的字長減少電路或者如權(quán)利要求9所述的轉(zhuǎn)換器。
18一種字長減少方法，用于把N比特輸入信號抽樣量化成n比特輸出信號抽樣，包括接收所述N比特輸入信號抽樣；量化輸入信號抽樣，以輸出對應于N比特抽樣信號的n比特信號；從輸入信號中減去反饋信號，所述反饋信號從量化器的輸出得出，并且用環(huán)路濾波器濾波反饋信號，所述的環(huán)路濾波器具有耦連在環(huán)路濾波器的輸出端與輸入端之間的內(nèi)部反饋環(huán)路。
19.如權(quán)利要求18所述的方法，其特征在于，所述環(huán)路濾波器包括積分器結(jié)構(gòu)。
20.如權(quán)利要求18所述的方法，其特征在于，所述環(huán)路濾波器是∑-Δ環(huán)路濾波器。
21.如權(quán)利要求18所述的方法，其特征在于，反饋信號從輸入信號抽樣的最不重要的N-n比特得出。
22.一種方法，用于把脈沖編碼調(diào)制(PCM)數(shù)字音頻信號轉(zhuǎn)換成脈沖寬度調(diào)制(PWM)的數(shù)字音頻信號，以在數(shù)字放大器中放大；所述方法包括如權(quán)利要求18所述的把字長從N比特輸入信號抽樣減少到n比特輸出信號抽樣；把所述字長減少了的PCM信號調(diào)制成PWM信號。
23.如權(quán)利要求22所述的方法，其特征在于，還包括在所述的字長減少以前線性化所述接收的輸入信號抽樣。
24.如權(quán)利要求23所述的方法，其特征在于，所述線性化包括確定兩個鄰接的輸入信號抽樣之間的中間抽樣；確定中間抽樣的極性；通過取決于中間抽樣的極性施加兩個估算法之一，確定在什么信號幅度由所述輸入抽樣和中間抽樣的定義的輸入信號波型交叉基準波型；輸出幅度與所確定交叉幅度對應的、線性化了的信號抽樣。
25.如權(quán)利要求24所述的方法，其特征在于，所述中間抽樣確定包括內(nèi)插。
26.如權(quán)利要求24所述的方法，其特征在于，所述估算法是線性近似或者說直線近似。
27.如權(quán)利要求26所述的方法，其特征在于，所述確定中間抽樣和確定的信號幅度通過實施以下的估算法融合 式中a=w(m-1)-w(n-2)2]]>b＝w(n-1)-a/2c=w(n)-w(n-2)4]]>w(n)＝在抽樣時間n的輸入信號抽樣。
28.如權(quán)利要求24所述的方法，其特征在于，所述信號幅度確定包括實施泰勒級數(shù)計算。
29.一種數(shù)字放大音頻信號的方法，包括如權(quán)利要求18所述的字長減少方法或者如權(quán)利要求22所述的轉(zhuǎn)換方法。
30.一種承載控制處理器執(zhí)行如權(quán)利要求18所述方法的處理器可讀代碼的載體媒介。
31.一種噪音整形器電路，用于減少數(shù)字音頻放大器的字長，所述電路包括在帶有環(huán)路濾波器的反饋環(huán)路中的量化器，所述電路安排得使輸入信號不被濾波，并且噪音傳輸函數(shù)是1/(1+G(z))，其中G(z)是環(huán)路濾波器。
全文摘要
本發(fā)明涉及字長減少電路。本發(fā)明提供一種轉(zhuǎn)換器，用于把PCM數(shù)字音頻信號轉(zhuǎn)換成PWM數(shù)字音頻信號；所述轉(zhuǎn)換器包括字長減少電路，用于把字長從N比特輸入信號抽樣減少到n比特輸出信號抽樣；所述電路包括輸入端，用于接收所述N比特輸入信號抽樣；量化器，所述量化器耦連到所述輸入端；外反饋環(huán)路，包括耦連在量化器的輸出端與減法裝置之間的環(huán)路濾波器，所述環(huán)路濾波器具有耦連在環(huán)路濾波器的輸出端與輸入端之間的第二反饋環(huán)路；和調(diào)制器，用于把PCM信號轉(zhuǎn)換成PWM信號，所述的調(diào)制器耦連在量化電路的輸出端。還提供一種改進了的線性化電路，所述線性化電路結(jié)合一種內(nèi)插器以確定中間抽樣和所有抽樣之間的直線近似。
文檔編號H03F3/217GK1625055SQ200410059088
公開日2005年6月8日 申請日期2004年7月22日 優(yōu)先權(quán)日2003年12月5日
發(fā)明者安東尼·詹姆斯·麥葛雷斯 申請人:沃福森微電子股份有限公司