專利名稱：高頻可變增益放大器件、控制器件及變頻器件和通訊器件的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及高頻可變增益放大器器件，控制器件，高頻可變增益頻率變換器件，和通訊器件。尤其，本發(fā)明涉及能夠用于防止在低增益操作過程中失真特性變差的高頻可變增益放大器器件，控制器件，高頻可變增益頻率變換器件，和通訊器件。
背景技術：
在包括移動電話之類的接受單元的無線電通訊系統(tǒng)中，為了使接收單元能夠接受到微弱的需要信號，就需要第一級放大器必須具有低噪聲特性和高增益特性。另外，為了使接受單元能夠接受到大的需要信號，第一級放大器就必須具有低增益特性和低失真特性。特別是，在最近移動通訊中，認為接受的場強使隨著在基站和終端設備之間的距離而變化的。所以，接受單元就必須具有大的動態(tài)范圍。因此，在接受前端結束部分的低噪聲放大器就必須具有增益控制功能。
在具有增益控制功能的放大器件中，電流消耗的增加/減小都會引起增益的變化(見，例如，日本特許公開專利公告No.2002-016462)。


圖17顯示了日本特性公開公告No.2002-016462中所披露的具有增益控制功能的常規(guī)接受電路900結構的方框圖。正如圖17所示，常規(guī)接受電路900包括一個放大元件901，恒阻元件902和903，以及一個與恒阻元件902向并聯(lián)的可變電阻器904。如果接受信號的電平非常高，則接受電路900就增加可變電阻器904的電阻阻值，以減小電流消耗，從而減小增益。對相同輸入功率來說，這就減小了輸出功率，從而減小了三階互調失真(IM3)。
在日本特許公開公告No.2002-536859中披露了一個類似的常規(guī)技術。
正如以上所討論額，常規(guī)接受電路可以減小電流消耗來減小IM3。然而，電流的減小也減小了接受電路的增益，使得所需的信號增益也減小了，從而降低了失真特性，例如，三階截取點(IP3)，該三階截取點可以通過IM3與所需信號的相對比較而獲得。
圖18A和18B解釋了在常規(guī)接受電路中三階輸出截取點(OIP3)是如何隨著電流消耗的減小而減小的。正如在圖18A中從點a至點b的轉移過程所示，在常規(guī)接受電路中，可通過減小電流消耗來減小增益。然而，正如在圖18B中從點a至點b的轉移過程所示，僅僅減小電流信號只能減小OIP3。因此，三階失真會隨著輸入信號電平而增加，使得三階失真變成決定性的。正如以上所討論的，常規(guī)接受電路所存在的問題是，電流消耗的減小也許使得失真特性與增益一起減小。減小電流消耗并不能與避免失真特性降低相兼容。
高頻可變增益頻率變換器件包括一個放大元件，它同樣存在著類似于以上所討論的問題。

發(fā)明內容
本發(fā)明的一個目的是提供一種高頻可變增益放大元件，一種控制器件，一種高頻可變增益頻率變換器件，以及一種通訊器件，這些器件能夠避免失真特性的降低，同時可減小電流消耗。
本發(fā)明具有獲得上述性能的下列性能。
本發(fā)明的第一方面是提出了一種高頻可變增益放大器件，它能夠使得增益隨著外部向其提供的控制信號變化，并且能夠放大輸入的高頻信號。該高頻可變增益放大器件包括一個放大器，用于放大所輸入的高頻信號；一個反饋電路，它能夠使得反饋阻抗隨著控制信號變化并且使得放大器的輸出信號反饋到放大器的輸入端；和一個電流消耗調節(jié)電路，用于根據控制信號來調節(jié)放大器的電流消耗。
較佳的是，如果所輸入的控制信號表示所需要的信號功率電平超過了所需要的信號預定數值，則反饋電路可以增加反饋阻抗；反之，如果所輸入的控制信號表示所需要的信號功率電平沒有超過所需要的信號預定數值，則反饋電路可以減小反饋阻抗。較佳的是，在所需要的信號功率電平超過所需要的信號預定數值的情況下，如果所輸入的控制信號表示不需要的信號功率電平超過了不需要的信號預定數值，則電流消耗調節(jié)電路可以調節(jié)放大器的電流消耗，使之不降低失真特性；如果所輸入的控制信號表示不需要的信號功率電平沒有超過不需要的信號預定數值，則電流消耗調節(jié)電路就可以減小放大器的電流消耗。
另外，高頻可變增益放大器件還可以包括一個截止電路，用于一旦接受到表示所需要信號功率電平超過預定容差的控制信號時就截止放大器；以及一個帶通電路，用于衰減所輸入的高頻信號，同時一旦接受到表示所需要的信號功率電平超過了預定容差的控制信號時，就輸入高頻信號使之旁通放大器，以流向放大器的輸出端。
例如，反饋電路可以包括多個相互并聯(lián)連接的阻抗電路，多個阻抗相互不同的阻抗電路，以及多個阻抗電路中的每一個電路都具有一個可控的開關電路，使之可以根據控制信號導通和介質。
例如，多個阻抗電路中的每一個電路都可以是一個并聯(lián)電路，它包括相互并聯(lián)連接的一個電阻器和一個電容器，多個阻抗電路在電阻器的阻值方面都是相互不同的，并且并聯(lián)電路可以在相位上反相反饋信號。
例如，開關電路可以包括兩個開關且連接在阻抗電路的兩端，以及兩個開關可根據控制信號同時截止或導通。
例如，反饋電路可以包括一個變容二極管，并且可以通過調節(jié)變容二極管的反向偏置電壓來調節(jié)反饋阻抗。
例如，放大器可以包括第一和第二雙極型晶體管，第一雙極型晶體管的集電極連接著第二雙極型晶體管的發(fā)射極，并且輸入到第一雙極型晶體管基極的輸入信號從第二雙極型晶體管的集電極輸出。
例如，電流消耗調節(jié)電路可以包括多個相互并聯(lián)連接的阻抗電路，且多個阻抗電路中的每一個電路都具有一個可控的開關電路，使之可以根據控制信號導通或截止。
本發(fā)明的第二方面是針對一種控制器件，它用于控制一種高頻可變增益放大器件，該高頻可變增益放大器件包括一個放大器和一個反饋電路，反饋電路能夠將放大器的輸出信號反饋到放大器的輸入端；高頻可變增益放大器件能夠調節(jié)放大器的電流消耗和反饋電路的阻抗?？刂瓢ㄒ粋€所需信號功率電平檢測單元，用于檢測輸入到高頻可變增益放大器件的高頻信號中的所需信號功率電平；一個不需要信號功率電平檢測單元，用于檢測從高頻可變增益放大器件輸出信號中所包含的不需要分量中的不需要信號功率電平；一個反饋阻抗控制單元，用于根據由所需信號功率電平檢測單元檢測到的所需信號功率電平來控制高頻可變增益放大器件的反饋阻抗；以及一個電流消耗控制單元，用于根據由不需要信號功率電平檢測單元檢測到的不需要信號功率電平來控制高頻可變增益放大器件的電流消耗。如果所需從信號功率電平超過了所需信號的預定數值，則反饋阻抗控制單元控制高頻可變增益放大器件，使之增加反饋阻抗；如果所需從信號功率電平沒有超過所需信號的預定數值，則反饋阻抗控制單元控制高頻可變增益放大器件，使之減小反饋阻抗。在所需從信號功率電平超過了所需信號的預定數值的情況下，如果不需要的信號功率電平超過不需要信號的預定數值，則電流消耗控制單元控制高頻可變增益放大器件，使之將電流信號減小至不降低失真特性的范圍內，并且如果不需要的信號功率電平沒有超過不需要信號的預定數值，則電流消耗控制單元控制高頻可變增益放大器件，使之減小電流消耗。
較佳的是，該控制器件還可以包括一個截止單元，用于如果需要信號功率電平超過預定容差就使高頻可變增益放大器件截止；以及一個帶通單元，用于衰減輸入信號，且如果所需信號功率電平超過預定容差就使輸入信號能夠旁通放大器使之流到放大器的輸出端。
本發(fā)明的第三方面針對了一種高頻可變增益頻率變換器件，用于根據外部向其提供的控制信號來變化增益，并從而頻率變換輸入高頻信號。高頻可變增益頻率變換器件包括一個頻率變換器，用于頻率變換輸入高頻信號；一個反饋電路，用于根據控制信號來變化反饋阻抗，并使得頻率變換器的輸出信號反饋到頻率變換器的輸入端；以及一個電流消耗調節(jié)電路，用于根據控制信號來調節(jié)頻率變換器的電流消耗。
本發(fā)明的第四方面是針對一種用于接受高頻信號的通訊器件，它可以包括一個高頻可變增益放大器件，它用于放大由通訊系統(tǒng)的天線所接受到的高頻信號并且輸出所放大的高頻信號。高頻可變增益放大器件可以是任何一種以上所討論的高頻可變增益放大器件。
此外，該通訊器件還可以包括一個頻率變換器，用于頻率變換由高頻可變增益放大器件輸出的信號；并且可變增益放大器件用于將頻率變換器輸出信號的增益調節(jié)到預定電平。
本發(fā)明的第五方面是提出了一種用于接受高頻信號的通訊器件，該通訊器件包括一個高頻可變增益放大器件，用于放大由通訊器件的天線所接受到的高頻信號，并輸出所放大的高頻信號；以及一個高頻可變增益頻率變換器件，用于頻率變換高頻可變增益放大器件的輸出信號。該高頻可變增益頻率變換器件可以相同于以上所討論的。
在本發(fā)明的高頻可變增益放大器件、高頻可變增益頻率變換器件以及控制器件中，調節(jié)反饋阻抗是調節(jié)反饋信號的量，從而調節(jié)放大器的增益。增加反饋阻抗可減小增益，從而改善失真特性。因此，如果隨著增益來減小電流消耗，則失真特性就不會降低。因此，就有可能提供能夠防止避免失真特性降低同時又能減小電流消耗的高頻可變增益放大器件。此外，也有可能提供能夠改善失真特性而不增加電流消耗的高頻可變增益放大器件。
此外，在高頻可變增益放大器件還包括一個旁通電路的情況下，如果所需信號功率電平超過容差，所需信號能夠旁通放大器，使之流向放大器的輸出端。因此，有可能避免由于輸入信號過載而引起飽和所產生的失真。
如果反饋電路包括開關和多個阻抗電路，其中，阻抗電路相互并聯(lián)連接并具有相互不同的阻抗，反饋電路的阻抗可由通過開關的選擇性導通來調節(jié)。如果多個阻抗電路中的每一個都是包括一個電阻器和一個電容器且相互并聯(lián)連接著并聯(lián)電路，就有可能使反饋信號的相位反向，以抵消所不需要的信號。此外，如果在兩個開關之間具有阻抗電路，則有可能減小熱噪聲的影響。此外，如果反饋電路包括一個可變電容二極管，就有可能精細調節(jié)反饋阻抗。
第一和第二雙極型晶體管都以級聯(lián)結構方式連接著放大器，可以用于放大高頻信號。在第二雙極型晶體管的基極電位接近于零，就有可能使得第二雙極型晶體管不能工作，即使高場強的信號輸入到第一雙極型晶體管。
如果電流消耗調節(jié)電路包括開關和多個阻抗電路，阻抗電路相互并聯(lián)連接著且阻抗相互不同，則可以通過選擇性導通開關調節(jié)放大器的電流消耗。
從以下結合附圖的本發(fā)明詳細討論中，本發(fā)明的上述和其它目的、性能、方面和優(yōu)點將變得更加顯而易見。
附圖簡要說明圖1是顯示根據本發(fā)明第一實施例的放大電路1結構的方框圖；圖2是顯示反饋電路103的內部結構的電路方框圖；圖3是顯示放大器101和電流消耗調節(jié)電路102各自內部結構的電路方框圖；
圖4是根據第一實施例的控制電路201操作的流程圖；圖5A是顯示根據圖4所示流程圖控制放大器101增益的轉移過程的圖形；圖5B是顯示根據圖4所示流程圖控制放大器101OIP3的轉移過程的圖形；圖6是顯示另一例反饋電路的典型結構的方框圖；圖7是顯示還有一例反饋電路的典型結構的方框圖；圖8是顯示另外一例反饋電路的典型結構的方框圖；圖9是顯示根據本發(fā)明第二實施例的放大電路2結構的方框圖；圖10是顯示放大器111和電流消耗調節(jié)電路102各自內部結構的電路方框圖；圖11是根據第二實施例的控制電路211操作的流程圖；圖12是顯示根據本發(fā)明第三實施例的放大電路3結構的方框圖；圖13是顯示根據本發(fā)明第四實施例的放大電路4結構的方框圖；圖14是顯示頻率變換器800和電流消耗調節(jié)電路102各自內部結構的電路方框圖；圖15是顯示在使用平衡頻率變換800的情況下，頻率變換器800、增益調節(jié)電路102a和電流消耗調節(jié)電路102b各自內部結構的電路方框圖；圖16是顯示包括在本發(fā)明的第一和第二實施例中所討論的放大電路1、2或3的通訊器件70結構的方框圖；圖17是顯示具有在日本特許專利公開公告No.2002-016462中所披露的增益控制功能的常規(guī)接受電路900結構的方框圖；圖18A是用于解釋在常規(guī)接受電路中隨著電流消耗的減小如何減小OIP3的圖形；以及，圖18B是用于解釋在常規(guī)接受電路中隨著電流消耗的減小如何減小OIP3的另一圖形。
具體實施例方式
(實施例1)圖1是顯示根據本發(fā)明第一實施例的放大電路1結構的方框圖。圖1所示的放大電路1是所謂的外差式，并且包括一個高頻可變增益放大器件100，一個控制器件200，一個頻率變換器300，以及一個信道選擇濾波器400。
高頻可變增益放大器件100用于放大輸入信號并輸出放大的信號?？刂破骷?00用于根據所需信號的功率電平和不需要信號的功率電平來控制高頻可變增益放大器件的電流消耗和增益。頻率變換器300用于頻率變換和輸出由高頻可變增益放大器件100輸出的放大信號。信道選擇濾波器400是帶寬限制濾波器，用于允許頻率變換器300輸出信號的所需信號分量可以通過，而衰減在相同信號中的不需要信號分量。
高頻可變增益放大器件100包括一個輸入端P1，一個輸出端P2，一個放大器101，一個電流消耗調節(jié)電路102，以及一個反饋電路103。放大器101是一個包括一個晶體管等等的電路，用于放大所輸入的信號。電流消耗調節(jié)電路102用于調節(jié)放大器101的電流消耗。反饋電路103用于將放大器101的輸出信號反饋至放大器101的輸入端。反饋電路103可根據控制器件200輸出的控制信號來調節(jié)它的阻抗(本文稱之為“反饋阻抗”)，從而控制高頻可變增益放大器件100的增益。
控制器件200包括一個控制電路201，一個第一功率檢測器件202，以及一個第二功率檢測器件203。第一功率檢測器件202用于檢測輸入信號的功率電平。由第一功率檢測器件202所檢測到的功率電平對應于在高頻可變增益放大器件100的輸入端上的所需信號功率電平和不需要信號功率電平的和。第二功率檢測器件203用于檢測在高頻可變增益放大器件100的輸出端上的功率電平。由第二功率檢測器件203所檢測到的功率電平對應于由高頻可變增益放大器件100所放大的所需信號的功率電平和由信道選擇濾波器400所衰減的不需要信號的功率電平的和。
控制電路201用于根據由第一和第二功率檢測器件202和203所檢測到的功率電平來計算在高頻可變增益放大器件100輸入端上的所需信號的絕對數值和在高頻可變增益放大器件100的輸出端上的不需要信號的絕對數值。基于該計算的結果，控制電路201就向電流消耗調節(jié)電路102發(fā)送用于控制電流消耗的控制信號，以及向反饋電路103發(fā)送用于控制反饋阻抗的控制信號，從而控制高頻可變增益放大器件100的電流消耗和增益。
圖2是顯示反饋電路103的內部結構的電路方框圖。在圖2中，反饋電路103包括第一和第二開關113a和113b，以及第一和第二電阻器123a和123b。第一開關113a和第一電阻器123a相互串聯(lián)連接，形成了一個阻抗電路。第二開關113b和第二電阻器123b相互串聯(lián)連接，形成了另一個阻抗電路。這些阻抗電路相互并聯(lián)連接。端點P3連接著放大器101的輸入端。端點P4連接著放大器101的輸出端。在下列描述中，假定第一電阻器123a的阻抗阻值小于第二電阻器123b的阻抗阻值。
控制電路201控制著第一和第二開關113a和113b的導通/截止，以便于調節(jié)整個反饋電路103的反饋阻抗。反饋阻抗可以三個電平來調節(jié)。在下列描述中，假定第一電平的反饋阻抗是最高，反饋阻抗可以依次減小至第二和第三電平。
如果需要將反饋阻抗增加至第一電平，則控制電路201就向開關控制端P6發(fā)送一個信號，以截止第一開關113a；還向開關控制端P7發(fā)送一個信號。以截止第二第二開關113b。這就允許整個反饋電路103的反饋阻抗可以無限制地增加。結果是，從放大器的輸出端到輸入端的反饋信號基本抵消，因此，放大器101的增益就最大。假定最大增益的數值為G1。
如果需要將反饋阻抗從第一電平減小到第二電平，則控制電路201就向開關控制端P6發(fā)送一個信號，使得第一開關113a截止，還向開關控制端P7發(fā)送一個信號，使得第二開關113b導通。結果是，整個反饋電路103的反饋阻抗就可減小至數值等于只有第二電阻器123b的阻值。反饋阻抗的減小增加了反饋信號量，因此就減小了放大器101的增益。在這種情況下，假定放大器101的增益數值為G2(G2＜G1)。
如果需要將反饋阻抗從第二電平減小到第三電平，則控制電路201就向開關控制端P6發(fā)送一個信號，使得第一開關113a導通，還向開關控制端P7發(fā)送一個信號，使得第二開關113b截止。結果是，整個反饋電路103的反饋阻抗就可減小至數值等于只有第一電阻器123a的阻值。反饋阻抗的減小增加了反饋信號量，因此就減小了放大器101的增益。在這種情況下，假定放大器101的增益數值為G3(G3＜G2＜G1)。
圖3是顯示放大器101和電流消耗調節(jié)電路102各自內部結構的電路方框圖。在圖3中，放大器101包括一個雙極型晶體管T1，一個第二雙極型晶體管T2，以及一個接地電容器CS。雙極型晶體管T1的基極連接著輸入端P1。雙極型晶體管T1的發(fā)射極接地。雙極型晶體管T1的集電極連接著第二雙極型晶體管T2的發(fā)射極。第二雙極型晶體管T2的集電極連接著輸出端P2。在高頻時，第二雙極型晶體管T2的基極通過接地電容器CS接地。這樣，第一和第二雙極型晶體管T1和T2以級聯(lián)結構的方式連接在一起。
值得注意的是，第一和第二雙極型晶體管T1和T2中至少一個可以是場效應晶體管(FET)。
在圖3中，電流消耗調節(jié)電路102包括一個第三雙極型晶體管T3，一個第四雙極型晶體管T4，第一至第四電阻器R1至R4，一個第一電容器C1，以及第一至第三DC開關S1至S3。在圖3所示的實例中，假定第二電阻器R2的電阻阻值大于第三電阻器R3的電阻阻值。
第一電阻器R1的一端連接著第一雙極型晶體管T1的基極，而另一端連接著第四電阻器R4的一端和第四雙極型晶體管T4的發(fā)射極。第四電阻器R4的另一端連接著第三雙極型晶體管T3的基極。第三雙極型晶體管T3的發(fā)射極接地。第一電容器C1和第一DC開關S1并聯(lián)連接在第三雙極型晶體管T3的集電極和第三雙極型晶體管T3的發(fā)射極之間。第三雙極型晶體管T3的集電極連接著第四雙極型晶體管T4的基極。由第二電阻器R2和第二DC開關S2形成的串聯(lián)電路和由第三電阻器R3和第三DC開關S3形成的串聯(lián)電路并聯(lián)連接在第三雙極型晶體管T3的集電極和電源提供端P5之間。例如，第一至第三DC開關S1至S3各自都是N溝道的FET開關。第四雙極性晶體管T4的發(fā)射極連接在第一至第四電阻器R1至R4之間。第四雙極性晶體管T4的集電極連接著電源提供端P5。值得注意的是，反饋電路103的端點P3連接在輸入端P1和第一雙極型晶體管T1的基極之間。端點P4連接在輸出端P2和第二雙極型晶體管T2的集電極。
控制電路201控制這第二和第三DC開關的導通/截止，以便于調節(jié)放大器101的電流消耗。電流消耗可以三個電平來調節(jié)。在下列描述中，假定在第一電平上的電流消耗是最大的，并且電流消耗可以減小至第二和第三電平的等級上。假定在初始狀態(tài)，電流消耗是處于第二電平上，并且第一DC開關S1是處于截止狀態(tài)。值得注意的是，第一DC開關S1也可以不提供。
如果需要將電流消耗增加至第一電平，則控制電路201就導通第二DC開關S2，以及也導通第三DC開關S3。結果是，包括第二和第三電阻器R2和R3的并聯(lián)電路的阻抗就減小到小于第二和第三電阻器R2和R3的各自阻抗。并聯(lián)電路的阻抗減小就增加了流過第一雙極型晶體管T1基極的電流量，從而就有可能增加放大器101的電流消耗。
如果需要將電流消耗從第一電平減小至第二電平，則控制電路201就截止第二DC開關S2，以及導通第三DC開關S3。結果是，包括第二和第三電阻器R2和R3的并聯(lián)電路的阻抗就增加到等于第三電阻器R3的阻抗。并聯(lián)電路的阻抗增加就減小了流過第一雙極型晶體管T1基極的電流量，并因此就有可能減小放大器101的電流消耗。
如果需要將電流消耗從第二電平減小至第三電平，則控制電路201就導通第二DC開關S2，以及截止第三DC開關S3。結果是，包括第二和第三電阻器R2和R3的并聯(lián)電路的阻抗就增加到等于第二電阻器R2的阻抗。并聯(lián)電路的阻抗增加就進一步減小了流過第一雙極型晶體管T1基極的電流量，并因此就有可能進一步減小放大器101的電流消耗。
圖4是顯示根據第一實施例的控制電路201操作的流程圖。圖5A是顯示根據圖4所示流程控制放大器101的增益的轉移過程的圖形。圖5B是顯示根據圖4所示流程控制放大器101的0IP3的轉移過程的圖形。值得注意的是，可以從參照圖18a和圖18b所描述的常規(guī)電路實例中更好的理解其差異，常規(guī)電路的增益和OIP3分別在圖5A和5B由點b所表示。此外，在圖5A和圖5B中，處于第一至第三電平的反饋阻抗分別表示為FI1，F(xiàn)I2和FI3，并且電平的三個等級分別由HIGH，MIDDLE和LOW表示。以下，參照圖4，5A和5B討論控制高頻可變增益放大器件100的方法。
最初，控制電路201根據第一功率檢測電路202所檢測到的輸入端功率電平，第二功率檢測器件203所檢測到輸出端功率電平，放大器101的放大倍數，以及信道選擇濾波器400的衰減倍數來計算所需信號功率電平。特別是，控制電路201將輸入端功率電平與放大倍數和衰減倍數相乘。從輸出端功率電平中減去所產生的乘積，從而獲得在輸出端上所不需要的功率電平。所獲得的輸出端上不需要信號的功率電平與可接受的放大倍數的倒數和可接受的衰減倍數的倒數相乘，從而進行反向計算，以獲得在輸入端上的不需要功率電平。隨后，從輸入端功率電平中減去所獲得的輸入端不需要信號功率電平，從而檢測到在輸入端上的所需要信號功率電平。之后，控制電路201就確定所獲得的輸入端所需要的信號功率電平是否小于和等于預定數值(步驟S101和圖4)。本文中，預定數值t1是可交替稱之為“第一所需信號預定數值”。如果在輸入端的所需信號功率電平小于或者等于指定數值t1，則接受到的信號就需要以高的增益來放大，并因此控制電路201控制反饋電路103，使之增加放大器101的增益(步驟S102)。
值得注意的是，在輸入端可以設置一個只允許所需信號通過的濾波器，使得第一功率檢測器件202計算通過該濾波器的信號功率電平，從而計算所需信號功率電平。
特別是，在步驟S102，為了能夠將反饋的阻抗減小到最低電平，即，減小到第三電平，則控制電路201就向開關控制端P6發(fā)送一個控制信號，以截止反饋電路103的第一開關113a，以及向開關控制端P7也發(fā)送一個控制信號，以截止反饋電路103的第二開關113b。結果是，放大器101的增益增加至G1。在這種情況下，放大器101的增益和OIP3分別如圖5A和5B的點a所指示。
接著，控制電路201就從第二功率檢測器件203所檢測到的輸出端功率電平減去在步驟S101中將輸入端的所需信號功率電平與放大器101的放大倍數相乘所獲得的數值，從而可以獲得輸出端的不需要功率電平(典型的是，三階互調失真(IM3))，以確定所獲得不需要信號功率電平是否超過預定的數值E1(步驟S103)。下文中，可互換地將預定數值E1稱之為“第一不需要信號預定數值”。
在所獲得的不需要信號功率電平超過預定數值E1的情況下，為了改善失真特性，控制電路201就控制電流消耗調節(jié)電路102，使之增加放大器101的電流消耗(步驟S104)，隨之流程就返回到步驟S101。
特別是，在步驟S104，控制電路201使得電流消耗調節(jié)電路102的第二和第三開關S2和S3導通，從而將電流消耗增加至第一電平。這就增加了放大器101的電流消耗，從而改善了失真特性。在這種情況下，放大器101的增益和OIP3分別由圖5A和5B中的點g所指示。正如圖5A和5B所顯示的那樣，增益和OIP3將隨著電流消耗而增加。
在以上所獲得的不需要信號功率電平沒有超過預定數值E1的情況下，控制電路201就控制電流消耗調節(jié)電路102，使之保持電流消耗恒定(步驟S105)，并隨之過程返回至步驟S101。在這種情況下，放大器101的增益和OIP3都保持在圖5A和5B的點a上。特別是，控制電路201工作保持著電流消耗調節(jié)電路102的第二和第三DC開關S2和S3的狀態(tài)。
如果在步驟S101中確定在輸入端所需信號功率電平超過了預定數值t1，則控制電路201就確定在輸入端的所需信號功率電平是否小于或等于預定數值t2(步驟S106)。下文中，將預定數值t2可互換地稱之為“第二所需信號預定數值“。
如果在輸入端的所需信號功率電平是小于或等于預定數值t2，則控制電路201就控制反饋電路103，使得放大器101的增益變成為G2(G1＞G2)(步驟S107)。特別是，為了能將反饋阻抗的電平變換到第二電平，控制電路201就向開關控制端P6發(fā)送截止反饋電路103的第一開關113a的控制信號，以及向開關控制端P7也發(fā)送導通反饋電路103的第二開關113b的控制信號。與第一和第二開關113a和113b都截止的情況相比，反饋電路103就能夠具有高的阻抗數值，并因此就有可能將放大器101的增益設置在小于G1的G2上。在這種情況下，放大器101的增益和OIP3分別由圖5A和5B中的點c所指示。正如圖5B所顯示的，使用反饋可以改善OIP3。
接著，控制電路201確定以上所獲得不需要信號功率電平是否超過預定數值E2(步驟S108)。下文中，將預定值E2可互換的稱之為“第二不需要信號預定數值”。在不需要信號功率電平超過預定數值E2的情況下，就需要更加滿意的失真特性(例如，OIP3就需要更大)。因此，控制電路102就控制電流消耗調節(jié)電路102，使之不減小電流消耗(步驟S109)，并隨之流程返回至步驟S101。特別是，控制電路201工作保持著電流消耗調節(jié)電路102的第二和第三DC開關S2和S3的狀態(tài)。在這種情況下，放大器101的增益和OIP3各自保持在圖5A和5B的點c上。
在不需要信號功率電平沒有超過預定數值E2的情況下，失真特性是滿意的。因此，控制電路201控制電流消耗調節(jié)電路102，從而減小電流消耗(步驟S110)，并隨之過程返回至步驟S101。特別是，為了將電流消耗減小至第三電平，控制電路201導通第二DC開關S2，并截止第三DC開關S3。在這種情況下，放大器101的增益和OIP3分別由圖5A和5B中的點d所指示。特別是，正如圖5A所示，增益是減小的，而OIP3則保持在與圖5B所示的點a相同的電平上。因此，第二電阻器R2所具有的電阻阻值只需要能夠將電流消耗減小到不減小OIP3電平的范圍中。值得注意的是，在輸入端的所需信號功率電平是高的情況下，就不會產生減小高頻可變增益放大器件100增益的實際問題。
如果在步驟S106中確定在輸入端的所需信號功率電平超過預定數值t2，則控制電路201控制反饋電路103，使得放大器101的增益變成G3(G2＞G3)(步驟S111)。特別是，為了使得反饋阻抗增加至第一電平，控制電路201向開關控制端P6發(fā)送用于導通第一開關113a的控制信號，并且也向開關控制端P7發(fā)送用于截止第二開關113b的控制信號。這就能夠使得放大器的增益增加至G3。在這種情況下，放大器的增益和OIP3分別由圖5A和5B中的點f所指示。正如圖5B所顯示的，OIP3就陡然增加。
接著，控制電路201確定不需要信號功率電平是否超過預定數值E3(E2＜E3)(步驟S112)。下文中，預定數值E3可交替稱之為“第三不需要預定數值”。如果不需要信號功率電平超過預定數值E3，就需要更加滿意的特性。因此，控制電路201控制電流消耗調節(jié)電路102，使之不減小電流消耗(步驟S113)，并隨之流程返回至步驟S101。特別是，控制電路201操作使之保持在電流消耗調節(jié)電路102的第二和第三DC開關S2和S3的狀態(tài)。在這種情況下，放大器101的增益和OIP3各自保持在圖5A和5B中的點f上。
在不需要信號功率電平沒有超過預定數值E3的情況下，失真特性是滿意的。因此，控制電路201就控制電流消耗調節(jié)電路102，使之減小電流消耗(步驟S114)，并隨之流程返回至步驟S101。特別是，為了將電流消耗減小至第三電平，控制電路201就導通第二DC開關S2，并且截止第三DC開關S3。在這種情況下，放大器101的增益和OIP3分別由圖5A和5B中的點e所指示。特別是，增益減小，如圖5A所示，而OIP3就保持在相同的電平上，如圖5B所示的點a所示。因此，在電流消耗減小至第三電平之后，第二和第三電阻器R2和R3各自所具有的阻值只需要將其阻值可以保持在OIP3的相同電平的阻值上。
正如以上所討論的，在第一實施例中，可根據接受到的所需信號的功率電平來控制反饋電路，從而調節(jié)放大器的增益。此外，可根據不需要信號功率電平控制電流消耗，從而調節(jié)OIP3的數值。
如果所需信號功率電平和不需要信號功率電平都在它們各自容差的范圍之內(即，如果高頻可變增益放大器件100接受到來自控制電路200的表示所需信號功率電平沒有超過第一所需信號預定數值t1和不需要信號功率電平沒有超過第一不需要信號預定數值E1的控制信號)，則反饋電路103就減小反饋阻抗，從而增加高頻可變增益放大器件100的增益(見，圖4中的步驟S105和在圖5A和5B中的點a)。
如果所需信號功率電平是在其容差的范圍之內，但是不需要的信號功率電平超過了其容差范圍(例如，如果高頻可變增益放大器件100接受到了控制器件200表示所需信號功率電平沒有超過第一所需信號預定數值t1，和不需要信號功率電平超過第一不需要信號預定數值E1)，則反饋電路103就減小反饋阻抗，從而增加高頻可變增益放大器件100的增益。此外，電流消耗調節(jié)電路102就增加電流消耗，從而增加OIP3的數值(見圖4中的步驟S104，以及如圖5A和圖5B所示的點a至點g的轉移)。
如果所需信號功率電平超過了其容差范圍(例如，如果高頻可變增益放大器件100接受到了控制電路200表示所需信號功率電平超過第一所需信號預定數值t1的控制信號)，則由分級刻度來確定所需的信號功率電平。
所需信號功率電平是在第一所需信號預定數值t1和第二所需信號預定數值t2之間范圍內的情況可認為所需信號功率電平超過了第一所需信號預定數值t1但沒有超過第二所需信號預定數值t2，(下文中，這類情況稱之為“第一功率狀態(tài)”)。在第一功率狀態(tài)中，如果不需要的信號功率電平超過了第二不需要信號預定數值E2(即，如果高頻可變增益放大器件100接受到了控制電路200表示不需要信號功率電平超過了第二不需要信號預定數值E2)，則反饋電路103就增加反饋阻抗，從而減小高頻可變增益放大器件100的增益，同時增加OIP3的數值(見，圖4中的步驟S109，以及在圖5A和5B中點a)。于是，就減小了增益，同時改善了失真特性。
在第一功率狀態(tài)中，如果不需要的信號功率電平沒有超過第二不需要信號預定數值E2(即，如果高頻可變增益放大器件100接受到了控制電路200表示不需要信號功率電平沒有超過第二不需要信號預定數值E2)，則不需要信號的波動就不會很明顯，并因此可以減小電流消耗。所以，反饋電路103就增加反饋阻抗，從而減小高頻可變增益放大器件100的增益。此外，電流消耗調節(jié)電路102就減小電流消耗，直至OIP3的數值接近于容差電平(見，圖4中的步驟S110，以及在圖5A和圖5B中所示的從點c至點d的轉移過程)。于是，就減小了增益，同時保持著失真特性。
接著，所需信號功率電平超過第二所需信號預定數值t2可以認為是所需信號功率電平超過第一所需信號預定數值t1以及還超過第二所需信號預定數值t2，(下文中，這類情況稱之為“第二功率狀態(tài)”)。在第二功率狀態(tài)中，如果不需要信號功率電平超過第三不需要信號預定數值E3，(即，如果高頻可變增益放大器件100接受到了控制電路表示不需要信號功率電平超過第三不需要信號預定數值E3)，則反饋電路103再增加反饋阻抗，從而再減小高頻可變增益放大器件100的增益，同時增加OIP3的數值(見，圖4中的步驟S113，以及圖5A和5B中所示的點f)。于是減小了增益，同時改善了失真特性。
在第二功率狀態(tài)中，如果不許亞信號功率電平沒有超過第三信號預定數值E3(即，如果高頻可變增益放大器件100接受到了控制電路200表示不需要信號沒有超過第三不需要信號預定數值E3)，則不需要信號的波動就不明顯，因此就可以減小電流消耗。所以，反饋電路103進一步增加反饋阻抗，從而進一步減小高頻可變增益放大器件100的增益。此外，電流消耗調節(jié)電路102減小電流消耗，直至OIP3的數值達到容差電平(見，圖4中的步驟S114，以及在圖5A和5B中所示的從點f至點g的轉移過程)。于是，就減小了增益，同時保持著失真特性。
值得注意的是，一般來說，如果增加了所接受的信號功率電平，就會減小接受到的信號中IM3的波動，并因此有可能設置第三不需要信號預定數值E3，使之大于第二不需要信號預定數值E2。因此，在E2和E3之間的關系可以是E2＜E3。當不需要信號低于預定數值時，不需要信號的波動就不明顯，并因此就有可能減小電流消耗。
在第一實施例中，在步驟S114中減小的電流消耗量對應于在圖5A中所示的從點c至點d轉移的量。然而，就有可能減小大于轉移量的電流消耗量。這一原因是正如圖5B所示，在點e上的OIP3是足夠的高，并因此即使如果電流消耗進一步減小，OIP3仍可以保持在如點a的相同電平上。在這種情況下，就需要在四個電平中調節(jié)電流消耗，并因此就需要提供包括DC開關和電阻器的其它串聯(lián)電路，使之并聯(lián)連接著包括第二DC開關S2和第二電阻器R2的串聯(lián)電路和包括第三DC開關S3和第三電阻器R3的串聯(lián)電路。值得注意的是，在其它串聯(lián)電路中的電阻器阻值是不同于第二和第三電阻器R2和R3的電阻阻值。已經參考開關113a和114a不同時導通的情況討論了第一實施例。然而，開關113a和114a可以同時導通。提供同時導通開關113a和114a，反饋電路103就具有包括第一和第二電阻器123a和123b的電阻器電路的作用。因此，反饋電路103的阻抗變得小于第一電阻器123a的阻抗，并因此反饋阻抗就可減小至小于第三電平的第四電平。這樣，在通過同時導通兩個開關電路來形成包括兩個阻抗電路和兩個開關電路的反饋電路的情況下，就有可能以四個電平來調節(jié)反饋阻抗。
還可以提供另一種包括一個DC開關和一個電阻器的串聯(lián)電路，以將電流消耗分成更多的電平(例如，5個和更多電平)。在這種情況下，可以沒有DC開關、只有一個DC開關，或者所有DC開關選擇型導通，從而允許反饋阻抗可以使用更小數值的元件分成相當數量的電平。
在第一實施例中，所需信號功率電平可以分成兩個部分，例如，第一和第二所需信號預定數值，以及如果所需信號信號功率電平超過第二所需信號預定數值，則反饋阻抗就增加。然而，所需信號功率電平可以保持在第一輸入預定數值的常數上。另外，所需信號功率電平可以精細地分成若干個部分，例如，三個或者更多個部分，使得反饋阻抗可以根據精細劃分地部分來調節(jié)。在這種情況下，反饋電路可以包括多組電阻器和開關，或者反饋阻抗可以由諸如可變電阻器來調節(jié)。
值得注意的是，在高頻可變增益放大器件100和信道選擇濾波器400之間并不一定要設置頻率變換器300。
值得注意的是，信道濾波器400可以設置在高頻可變增益放大器件100的輸出端和頻率變換器300的輸入端之間。在這種情況下，由第二功率檢測器件203所檢測到的功率電平對應于由高頻可變增益放大器件100放大的所需信號的功率電平和由信道選擇濾波器400所衰減不需要信號的功率電平的和。
值得注意的是，第一功率檢測器件202可以連接著高頻可變增益放大器件100的輸出端P2。在這種情況下，控制電路201就有可能根據信道選擇濾波器400的衰減在高頻可變增益放大器件100的輸出端獲得所需信號的幅值。可以根據所獲得幅值來控制高頻可變增益放大器件100。
值得注意的是，反饋電路103的結構并不限制于圖2所示的結構。圖6是顯示反饋電路103的另一典型結構的方框圖。圖6所示的典型反饋電路包括由第一電阻器123a和第一電容器133a所形成且相互并聯(lián)連接著的一個阻抗電路，以及由第1電阻器123a和第一電容器133a所形成且相互并聯(lián)連接著的另一阻抗電路。圖6所示的反饋電路結構能夠調節(jié)反饋信號的相位，使得反饋信號具有與輸入信號相差接近180度的相位差。于是，就有可能抵消失真分量，從而進一步改善失真特性。
值得注意的是，盡管圖6所示的典型反饋并聯(lián)電路是由一個電阻器和一個電容器組合而形成的，但是各個并聯(lián)電路也都可以由一個電阻器和一個電感器的組合來形成。
圖7是顯示反饋電路103的另一典型結構的方框圖。在圖7所示的典型反饋電路中，將并聯(lián)電路夾在中間的一對第一和第三反饋路徑開關143a和153a可同時導通/截止，而將并聯(lián)電路夾在中間的另一對第二和第四反饋路徑開關143b和153b可同時導通/截止。這就改善了反饋電路的噪聲特性。特別是，在第一和第三反饋路徑開關143a和153a導通和第二和第四反饋路徑開關143b和153b截止的典型情況下，由第一電阻器123a所產生的熱噪聲就不會通過放大器的輸入端P3輸入到放大器101，因為第四反饋路徑開關153b是截止的。于是，就改善了噪聲的特性。
圖8是顯示反饋電路103的另一典型結構的方框圖。圖8所示的典型反饋電路包括第一和第二直流(DC)電容器163和173，一個可變電容器二極管183，以及一個連接著可變電容二極管183兩端的可變電壓源193?？勺冸妷涸?93的工作向可變電容二極管183提供了可變電壓。如果提供給放大器101輸入端P1輸入信號的場強是弱的，則控制電路201就調節(jié)施加在可變電容二極管的反向偏置電壓，使之減小可變電容二極管的電容，從而增加反饋電路的反饋阻抗。其結果是，減小了反饋信號量，從而允許放大器101具有高增益。如果所需信號增加，控制電路201就可調節(jié)由可變電壓源193所施加的電壓，以增加可變電容二極管的電容，從而減小反饋電路的阻抗，以減小放大器101的增益。第一和第二DC電容器163和173分離了施加到放大器101的偏置電壓和反相施加到可變電容二極管183的偏置電壓，允許放大器101和可變電容二極管183穩(wěn)定工作，而不存在施加在兩者之間的電壓波動。
值得注意的是，由控制電路201所提供的控制信號可以是用于直接驅動變容二極管183的可變電壓。在這種情況下，不提供可變電壓源193。
值得注意的是，在第一實施例中，端點P1至P7可以是焊盤電極或結點，例如，導線的元件連接。
值得注意的是，盡管第一實施例已經討論了有關包括以級聯(lián)方式相連接的晶體管的情況，但是晶體管也可以不是采用級聯(lián)方式連接的。
值得注意的是，盡管第一實施例已經討論了有關包括兩組串聯(lián)電路且各組都包括相互并聯(lián)連接著的一個DC開關和一個電阻器的情況，但是本發(fā)明并不限制于這類電流消耗調節(jié)電路。例如，電流消耗調節(jié)電路可以如圖6、7和8所示方式構成，以調節(jié)反饋阻抗，從而調節(jié)電流消耗。
值得注意的是，盡管第一實施例已經討論了有關步驟S101的情況，控制電路200確定了所輸入所需信號的功率電平，可以為調節(jié)反饋阻抗確定所輸入信號的功率電平，該功率電平包含著一個不需要的信號和一個輸入的需要信號的功率電平。
(第二實施例)
圖9是顯示根據本發(fā)明第二實施例的放大電路2結構的方框圖。該圖9所示的放大電路包括高頻可變增益放大器件110，控制器件210、頻率變換器300，以及信道選擇濾波器400。在圖9中，類似于在根據第一實施例的放大器電路中所包括的這些元件都采用相同的參考數值來標注，并且本文省略了對其的詳細討論的。
高頻可變增益放大器件110包括一個輸入端P1，一個輸出端P2，一個放大器111，電流消耗調節(jié)電路102，一個反饋電路103，一個模式變化開關114，以及一個衰減器115。模式變化開關114的工作可根據來自控制電路211的指令使得輸入信號旁通放大器111并流到放大器111的輸出端。衰減器115的工作使得輸入信號可在放大器111的輸出端輸出。模式變化開關114和衰減器115連接成一個旁通電路。
控制器件210包括一個控制電路211，第一功率檢測器件202，以及第二功率檢測器件203。功率電路211的工作使之根據第一和第二功率檢測器件202和203檢測到的功率電平來控制電流消耗調節(jié)電路102，反饋電路103，以及模式變化開關114。
圖10是顯示放大器111和電流信號調節(jié)電路102內部結構的電路。在圖10中，與圖3所示元件相類似的元件采用相同的參考數值，并且省略其詳細描述。
在圖10中，放大器111包括第一雙極型晶體管T1，第二雙極型晶體管T2，第五至第七雙極型晶體管T5至T7，接地電容器CS，第二電容器C2，第五至第八電阻器R5至R8，以及第四和第五DC開關S4和S5。
第五雙極型晶體管T5的發(fā)射極通過第八電阻器R8接地。第五雙極型晶體管T5集電極連接著第二雙極型晶體管T2的基極和第六雙極型晶體管T6的發(fā)射極。第六雙極型晶體管T6的基極連接著相互串聯(lián)的第五和第六電阻器R5和R6的公用端。第五電阻器R5的另一端通過第四DC開關S4連接著電源端P5。第六電阻器R6的另一端連接著第七雙極型晶體管T7的集電極。
第七雙極型晶體管T7的基極聯(lián)系著第五雙極型晶體管T5的基極。第七雙極型晶體管T7的基極和集電極相互連接著。在第七雙極型晶體管T7的集電極和發(fā)射極之間的連接是一個并聯(lián)電路，它包括第二電容器C2和第五DC開關S5。第七雙極型晶體管T7的發(fā)射極通過第七電阻器R7接地。
第四和第五DC開關S4和S5都是，例如，n-溝道FET開關。
在圖10所示的電路中，第一和第二雙極型晶體管T1和T2都是在放大操作和由第一和第五DC開關S1和S5控制導通/截止的截止操作之間的開關。
為了使第一和第二雙極型晶體管T1和T2切換到放大操作，就必須使第一和第五DC開關S1和S5導通，第四DC開關截止，以及至少第二和第三DC開關中至少一個DC開關導通。
為了使第一和第二雙極型晶體管T1和T2切換到截止操作，就必須使第一和第五DC開關S1和S5導通，以及第二至第四DC開關截止。使開關進入截止操作的開關電路以下稱之為“截止電路”。
以下詳細討論放大和截止操作。
在以上述討論方式在切換到進行放大操作的情況下，第一雙極型的基極偏置電壓變成接近于0.7V。如果第五至第七電阻器R5至R7的電阻阻值分別為r5，r6和r7，則第二雙極型晶體管T2的偏置基極電壓Vb可以下列公式(1)表示Vb＝(Vcc-0.7)(r6+r7)/(r5+r6+r7)(1)值得注意的是，這里假定第三DC開關S3是導通的。
正如以上所討論的基極偏置電壓使得第一和第二雙極型晶體管T1和T2導通，并因此放大器111允許放大輸入信號以及輸出放大的輸入信號。
在這種情況下，如果第一、第二和第四電阻器R1，R2和R4的阻值分別為r1，R和r4，并且第一和第三雙極型晶體管T1和T3各自的電流放大倍數為hfe，放大器111的電流消耗為I，其中放大器包括了與級聯(lián)方式相連接的第一和第二雙極型晶體管T1和T2，放大器111的電流消耗I，可以下列公式(2)來表示I＝(r4/r1)(Vcc-1.4)/(R+r4+hfe)(2)值得注意的是，這里假定第二DC開關S2是導通的，并且在任何導通的雙極型晶體管的基極和發(fā)射極之間的電壓，為0.7V。
以上公式(2)清楚顯示級聯(lián)放大器的電流消耗取決于R的數值。于是，很顯然，R的阻值允許通過連接相互并聯(lián)的第二和第三電阻器R2和R3來變化，正如圖10所示。為了能選擇電阻數值R，第二和第三DC開關S2和S3中至少一個是導通的。例如，在第二DC開關S2導通的情況下，在以上公式(2)中的R對應于連接著第二DC開關S2的第二電阻器R2的電阻阻值。在第三DC開關S3導通的情況下，在以上公式(2)中R對應于連接著第三DC開關S3的第三電阻器R3的電阻阻值。在第二和第三DC開關S2和S3都導通的情況下，在以上公式(2)中的R對應于當第二和第三電阻器R2和R3相互并聯(lián)連接時電阻阻值。第二和第三電阻器R2和R3可設置成相互不同的電阻阻值，并因此而有可能允許電阻阻值R變化，從而調節(jié)放大器111的電流消耗。為了減小電流消耗，兩個電流消耗調節(jié)DC開關中的一個，即，連接著具有較大電阻阻值的，是導通的。
在切換到截止操作的情況下，第一和第五DC開關S1和S5導通，并且第二至第四DC開關截止，使得第一和第二雙極型晶體管T1和T2的基極偏置電壓變成接近于0V。在這種情況下，放大器111截止，并因此就不存在著任何電流消耗。
圖11是顯示根據第二實施例的控制電路211操作的流程圖。下文中，參照圖11來討論控制高頻可變增益放大器件110的方法。在圖11中，與第一實施例中所討論的步驟相類似的步驟都采用圖4所示的相同步驟標注來表示。
最初，控制電路211確定由第一功率檢測器件202所檢測到的所需信號功率電平小于或等于容差T(步驟S201)。可采用與第一實施例所討論的方法來獲得所需信號功率電平。
如果確定所需信號功率電平小于或等于容差T，則控制電路211就執(zhí)行開關，使得放大器111進行放大操作(步驟S203)。以上所討論的放大器101執(zhí)行放大操作的情況稱之為“高增益操作模式”。特別是，正如以上所討論的，第一和第五DC開關導通以及第四DC開關截止。因此，正如第一實施例，控制電路211可根據所需信號功率電平和不需要信號功率電平控制反饋電路103和電流消耗調節(jié)電路102(步驟S101至S114)，從而可避免失真特性變差。
在確定所需信號功率電平超過容差T，即，所需功率電平相當高，就不需要放大所需信號功率電平。因此，控制電路211就控制放大器101，反饋電路103，以及模式改變開關114，使得放大器101執(zhí)行截止操作，反饋電路103變成開路，并且模式改變開關114就導通(步驟S202)。因此，過程就返回到步驟S201。在放大器101執(zhí)行截止操作的模式中，模式改變開關114就導通，并且所需信號可通過衰減器115輸出，以下稱之為“衰減模式”。
特別是，控制電路211導通第一和第五DC開關S1和S5，并截止第二至第四DC開關S2至S4，從而截止放大器101。此外，控制電路211截止第一和第二開關113a和113b，從而截止反饋電路103。
這就允許所需信號輸入到輸入端P1并經過模式改變開關114和衰減器115之后從輸出端P2輸出，使得所述信號的衰減可大于在所需信號輸入時的信號。
正如以上所討論的，在第二實施例中，如果接受到信號的場強超過容差，則放大器101就截止，使得在放大器101飽和時所產生的失真分量會基本減小至零。此外，通過使用衰減器115衰減所需信號，就有可能避免由于高頻可變增益放大器件100下游電路飽和所產生的失真分量，即使高的場強輸入至高頻可變增益放大器件110。其結果是，就有可能提供低失真和高動態(tài)范圍可變增益放大器件。
值得注意的是，在第二實施例中的反饋電路可以是圖6，圖7和圖8所示的反饋電路中的任何一個電路。
值得注意的是，在所需信號功率電平超過容差T的情況下，可以在沒有提供放大的條件下將所需信號從輸入端旁通至輸出端。
值得注意的是，兩個或多個旁通電路可以相互并聯(lián)連接，使得可用開關執(zhí)行在旁通路徑之間的切換，從而改變化在旁通模式中的衰減量。
值得注意的是，信道選擇濾波器400可以設置在高頻可變增益放大器件100的輸出端和頻率變換器300的輸入端之間。在這種情況下，由第二功率電平檢測電路203所檢測到的功率電平對應于由高頻可變增益放大器件100放大的所需信號的功率電平和由信道選擇濾波器400所衰減的不需要信號的功率電平的和。
(第三實施例)圖12是顯示根據本發(fā)明第三實施例的放大電路3的結構方框圖。在第三實施例中，其流程可參照圖4所示流程圖來討論。放大電路3是直接變換類型。在圖12中，與圖1所示放大電路1的元件相類似的元件采用相同的標號來標注，并省略對其的討論的。在圖12中，放大電路3包括高頻可變增益放大器件100，控制電路220，混頻器301a和301b，低通濾波器401a和402b，90度相移器500，以及本振器601?？刂破骷?20包括控制電路221，第一功率檢測器件202，以及第一和第二輸出功率檢測電路223a和223b。
本振器601的輸出信號是由90度相移器500所產生的，使之變成相互90度相移的本振信號，分別輸入至混頻器301a和301b?；祛l器301a和301b各自將90度相移器輸出的本振信號與高頻可變增益放大器件的輸出信號相乘，并將所產生的信號輸入至低通濾波器401a和402b。低通濾波器401a從混頻器301a的輸出信號中選擇所需信號，允許所選擇的信號可通過，從而衰減不需要的信號，并輸出正交信號和同相信號。低通濾波器401b從混頻器301b的輸出信號中選擇所需信號，允許所選擇的信號可通過，從而衰減不需要的信號，并輸出正交信號和同相信號。
第一輸出功率檢測電路223a檢測低通濾波器401a輸出信號的功率電平。第二輸出功率檢測電路223b檢測低通濾波器401b輸出信號的功率電平。如同第一實施例(將圖4)，控制電路221基于第一功率檢測器件202檢測到的所需信號功率電平所獲得不需要信號功率電平以及由第一和第二輸出功率檢測電路223a和223b檢測到的輸出信號的功率電平來控制反饋阻抗和電流消耗。
(第四實施例)圖13是顯示根據本發(fā)明第四實施例的頻率變換電路4的結構方框圖。在圖13中，頻率變換電路4包括高頻可變增益頻率變換器件120，控制器件200，以及信道選擇濾波器400。高頻可變增益頻率變換器件120包括頻率變換器800，輸入端P1，輸出端P2，本振頻率信號輸入端LO，反饋電路103，以及電流消耗調節(jié)電路102。
在圖13中，與圖1所示的放大電路1的元件相類似的元件采用相同參考標號來標注，并省略對其的詳細討論。在圖13中，頻率變換電路4包括高頻可變增益頻率變換器件120，以替代所包括的高頻可變增益放大器件100，并且不包括頻率變換器300。
從本振頻率信號輸入端LO，輸入本振頻率信號。頻率變換器800將從本振信號輸入端LO所輸入的本振信號與輸入端P1所輸入的高頻信號相乘，以及從輸出端P2輸出所產生的信號。
類似于第一實施例，控制電路201將控制信號輸入至各個反饋電路103和電流消耗調節(jié)電路102，并且調節(jié)頻率變換器800的反饋阻抗和電流消耗。
圖14是顯示頻率變換器800和電流消耗調節(jié)電路102各自內部結構的電路方框圖。在圖14中，電流消耗調節(jié)電路102類似于在第一實施例中所討論的電路，并因此而省略對其的詳細討論。頻率變換器800包括雙極型晶體管T5，本振頻率信號輸入端LO，輸入端P3，以及輸出端P4。從輸入端輸入的高頻信號與從本振頻率信號輸入端LO所輸入的本振頻率信號相乘，并且所產生的信號從輸出端P4輸出。
于是，在第四實施例中，反饋阻抗可控制，使之根據所接受到的所需信號的功率電平來調節(jié)頻率變換器800的增益。此外，電流消耗可控制，使之根據不需要信號功率電平來調節(jié)OIP3的數值。因此，就有可能提供一個高頻可變增益頻率變換器，它能夠避免失真特性的降低，同時減小電流消耗。
值得注意的是，盡管第四實施例已經討論了有關一種單個類型的頻率變換器的情況，但是也可以采用平衡類型的頻率變換器。圖15是顯示在使用平衡類型頻率變換器的情況中頻率變換器800，增益調節(jié)電路102a和電流消耗調節(jié)電路102b各自內部結構的電路方框圖。在圖15中，平衡類型頻率變換器包括晶體管T6，T7和T8，一個電阻器R7，一個輸入端P3，輸出端P4a和P4b，以及本振頻率信號輸入端LO。向本振頻率信號輸入端LO輸入不同的本振頻率信號。不同頻率信號與各個晶體管T7和T8上的輸入端P3輸入的高頻信號相乘，并且所產生的信號從輸出端P4a和P4b輸出。
增益調節(jié)電路102a具有類似于在第一實施例中所討論的電流消耗調節(jié)電路102的電路結構，它連接著晶體管T7和T8。值得注意的是，電阻器R6，R7和R8各自都具有一個適當的電阻阻值。增益調節(jié)電路102a通過電阻器R5連接著晶體管T8的基極，以及通過電阻器R1連接著晶體管T7的基極。
電流消耗調節(jié)電路102b具有類似于在第一實施例中所討論的電流消耗調節(jié)電路102的電路結構，它連接著晶體管T6。值得注意的是，電阻器R2，R3和R4各自具有適當的電阻阻值。電流消耗調節(jié)電路102b通過電阻器R7連接著晶體管T6的基極。
在這種情況下，第一反饋電路(未顯示)連接在輸出端P4a和輸入端P3之間，以及第二反饋電路(未顯示)連接在輸出端P4b和輸入端P3之間。
如果確定需要改變增益(見，圖4中所示的步驟S102，S107和S111)，控制器件200的控制電路201調節(jié)第一和第二反饋電路的反饋阻抗，使得第一和第二反饋電路的反饋阻抗各自如同第一實施例，并且向增益調節(jié)電路102a輸入控制信號，以控制開關S5和S6，從而變化頻率變換器800的增益。如果晶體管T7和T8各自的基極電壓Vb4被改變，則改變飽和輸出電平。飽和輸出電平的變化對應于最大可能輸出功率的變化，并因此通過改變飽和輸出電平，就有可能改變增益。特別是，為了能增加增益，晶體管T7和T8各自的基極電壓Vb4就需要能夠減小。因此，控制電路201就控制開關S5和S6，以增加包括電阻器R6和R7的整個電路的阻值。另一方面，為了減小增益，晶體管T7和T8各自的基極電壓V64就需要增加。因此，控制電路201就控制開關S5和S6，使之降低包括電阻器R6和R7的整個電路的阻值。值得注意的是，控制晶體管T7和T8各自的基極電壓Vb4，使之小于或者等于發(fā)射極電壓Vc5。采用這種方式，就可以調節(jié)第一反饋電路和第二反饋電路的反饋電阻和增益調節(jié)電路的阻抗，來調節(jié)頻率變換器800的增益。
如果確定電流消耗需要變化(見，圖4中的步驟S104，S110和S114)，控制器件200的控制電路201向增益調節(jié)電路102b輸入控制信號，以類似于第一實施例的方式來控制開關S2和S3，從而改變頻率變換器800的電流消耗。
正如以上所討論的，頻率變換器可以是平衡類型的。在這種情況下，通過提供另一增益調節(jié)電路，就有可能調節(jié)頻率變換器的增益。通過使用增益調節(jié)電路來調節(jié)增益以及通過采用反饋阻抗調節(jié)的方式來調節(jié)增益，就有可能不僅可調節(jié)增益還可以防止失真。值得注意的是，增益可以只采用反饋電路來調節(jié)，而不需要提供增益調節(jié)電路。
(第五實施例)圖16是顯示包括在本發(fā)明的第一或第二實施例所討論的放大器電路1，2或3的通訊器件70結構的方框圖。與通訊器件是否包括放大電路1，2和3無關，除了在包括放大電路3的情況下不需要本振振蕩器以外，通訊器件的整體結構都是相同的。下文中，以通訊器件70的典型結構來討論包括放大電路1的通訊器件70的結構。
在圖16中，通訊器件70包括天線600，放大電路1，本機振蕩器700，以及可變增益放大器件701。天線600連接著放大電路1的輸入端。本機振蕩器700向放大電路1的頻率變換器300輸入本振信號。在這種情況下，頻率變換器300起著混頻器的作用。在通訊器件70的輸出端，基本連接著數據處理電路。
由天線所接受到的輸入信號可以由放大電路1的高頻可變增益放大器件100放大。具有等效于在高頻可變增益放大器件100的輸出信號頻率和本振振蕩器700的本振頻率之間差值頻率的差分信號從頻率變換器300輸入到可變增益放大器件701并且被調節(jié)到預定電平上，以及所產生的信號從通訊器件70的輸出端輸出并輸入到數據處理電路。
值得注意的是，用于減小不需要頻率分量的濾波器可以設置在相鄰的電路模塊之間。
值得注意的是，在通訊器件中，通訊器件包括了一個用于放大由天線所接受到的高頻信號并輸出所產生信號的高頻可變增益放大器件和一個用于對高頻可變增益放大器件輸出的信號進行頻率變換的頻率變換器件，該頻率變化器件可以等效在第四實施例中所討論的頻率變換器件。
本發(fā)明提供了一種高頻可變增益放大器件，控制器件，高頻可變增益頻率變換器件，以及通訊器件，這些器件能夠減小電流消耗而不降低失真特性或者在不增加電流消耗的條件下改善失真特性，從而有利于在諸如通訊領域中的應用。
在已經詳細討論本發(fā)明的過程，上述描述以各個方面進行了說明且不是限制。應該理解的是，可以在不背離本發(fā)明范圍的條件產生許多其它改進和變更。
權利要求
1.一種高頻可變增益放大器件(100)可根據外部提供的控制信號來改變其增益，并且放大所輸入高頻信號，該器件包括一個放大器(101)，可工作于放大所輸入的高頻信號；一個反饋電路(103)，可工作于根據控制信號來改變反饋阻值，以及使得所述放大器的輸出信號反饋至所述放大器的輸入端；以及，電流消耗調節(jié)電路(102)，可工作于根據所述控制信號來調節(jié)所述放大器的電流消耗。
2.如權利要求1所述的高頻可變增益放大器件，其特征在于，如果輸入了表示所需信號功率電平超過了所需信號預定數值(t1)的控制信號，則所述反饋電路就增加其反饋阻值；反之，如果輸入了表示所需信號功率電平沒有超過所需信號預定數值的控制信號，所述反饋電路就減小反饋阻值，以及，在所需信號功率電平超過了所需信號預定數值的情況下，如果輸入了表示不需要信號功率電平超過了不需要信號預定數值(E2，E3)的控制信號，則所述電流消耗調節(jié)電路就調節(jié)放大器的電流消耗，使之不再降低失真特性，并且如果輸入了表示不需要信號功率電平沒有超過不需要信號預定數值的控制信號，則所述電流消耗調節(jié)電路就減小放大器的電流消耗。
3.如權利要求1所述的高頻可變增益放大器件，還包括一個截止電路(S1，S2，S3，S4，S5)，可工作于一旦接受到表示所需信號功率電平超過了預定容差的控制信號，就截止放大器；以及，一個旁通濾波器(114和115)，可工作于衰減所輸入的高頻信號，同時，一旦接受到表示所需信號功率電平超過了預定容差的控制信號，就使得所輸入的高頻信號能夠旁路通過放大器以直接流向放大器的輸出端。
4.一種用于控制包括一個放大器和一個反饋電路(103)的高頻可變增益放大器件(100)的控制器件(200)，它工作于使得放大器的輸出信號可以反饋到放大器的輸入端，高頻可變增益放大器件能夠調節(jié)放大器的電流消耗和反饋電路的阻抗，該控制器件包括一個所需信號功率電平檢測單元(202)，工作于檢測輸入到高頻可變增益放大器件的高頻信號的所需信號功率電平；一個不需要信號功率電平檢測單元(203)，工作于檢測在高頻可變增益放大器件輸出信號中所包含的不需要分量的不需要信號功率電平；一個反饋阻抗控制單元(201)，工作于根據由所需信號功率電平檢測單元所檢測到的所需信號功率電平來控制高頻可變增益放大器件的反饋阻抗；以及，一個電流消耗控制單元(201)，工作于根據由不需要信號功率電平檢測單元所檢測到的不需要信號功率電平來控制高頻可變增益放大器件的電流消耗，其特征在于，如果所需信號功率電平超過了所需信號預定數值(t1)，則所述反饋阻抗控制單元控制高頻可變增益放大器件，使之增加反饋阻抗；如果所需信號功率電平沒有超過所需信號預定數值，則所述反饋阻抗控制單元控制高頻可變增益放大器件，使之減小反饋阻抗；以及，在所需信號功率電平超過所需信號確定數值的情況下，如果不需要信號功率電平超過了不需要信號預定數值(E2，E3)，則所述電流消耗控制單元就控制所述高頻可變增益放大器件，使之減小電流消耗至不降低失真特性的范圍內，并且如果不需要信號功率電平沒有超過不需要信號預定數值，則所述電流消耗控制單元就可控制所述高頻可變增益放大器件，使之減小電流消耗。
5.如權利要求4所述控制器件，還進一步包括一個截止單元(211)，工作于如果所需信號功率電平超過預定容差就截止所述高頻可變增益放大器件；以及，一個旁通單元(211)，工作于衰減輸入信號，同時如果所需信號的功率電平超過可預定容差，就使得輸入信號旁路通過所述放大器，使之流向放大器的輸出端。
6.如權利要求1所述高頻可變增益放大器件，其特征在于，所述反饋電路包括多個相互并聯(lián)連接著的阻抗電路(123a，123b)，多個阻抗相互不同的阻抗電路；以及，多個阻抗電路中各自具有可控制的開關電路(P6，P7)，使之可以根據控制信號來導通和截止。
7.如權利要求6所述高頻可變增益放大器件，其特征在于，所述多個阻抗電路的每一個是一個包括相互并聯(lián)連接著的一個電阻器(123a和123b)和一個電容器(133a和133b)的并聯(lián)電路，多個阻抗電路有關電阻器的電阻值是相互不同的，以及，反饋信號通過并聯(lián)電路在相位上是相反的。
8.如權利要求6所述高頻可變增益放大器件，其特征在于，所述開關電路包括與兩個與阻抗電路的兩端相連接的開關(153a，143a，153b，143b)，以及，兩個開關可根據控制信號同時截止和導通。
9.如權利要求1所述高頻可變增益放大器件，其特征在于，所述反饋電路包括一個變容二極管(193)，以及，所述反饋阻抗可通過調節(jié)所述變容二極管的反向偏置電壓來調節(jié)。
10.如權利要求1所述高頻可變增益放大器件，其特征在于，放大器包括第一和第二雙極型晶體管(T1，T2)，所述第一雙極型晶體管的集電極聯(lián)接到所述第二雙極型晶體管的發(fā)射極，以及，輸入到第一雙極型晶體管的輸入信號可以從所述第二雙極型晶體管的集電極輸出。
11.如權利要求1所述高頻可變增益放大器件，其特征在于，所述電流消耗調節(jié)電路包括多個相互并聯(lián)連接著的阻抗電路(R2，R3)，多個阻抗電路在阻抗上是相互不同的；以及，多個阻抗電路各自都具有一個可控制的開關電路(S2，S3)，使之可根據控制信號來截止或導通。
12.一種高頻可變增益頻率變換器件(120)，它用于根據外部所提供的控制信號來改變增益，從而頻率變換所輸入的高頻信號，該器件包括一個頻率變換器(800)，工作于頻率變換所輸入的高頻信號；一個反饋電路(103)，工作于根據所述控制信號來變化反饋阻抗，并且使得頻率變換器的輸出信號可反饋到頻率變換器的輸入端；以及，一個電流消耗調節(jié)電路(102)，工作于根據控制信號來調節(jié)所述頻率變換器的電流消耗。
13.一種用于接受高頻信號的通訊器件(70)，它包括一個高頻可變增益放大器件(100)，可用于放大由所述通訊器件的天線所接受到的高頻信號并且輸出所放大的高頻信號，其特征在于，所述高頻可變增益放大器件是權利要求1-3中所述高頻可變增益放大器件中的任何一種。
14.如權利要求13所述的通訊器件，還包括一個頻率變換器(300)，工作于頻率變換以高頻可變增益放大器件所輸出的信號；以及，一個可變增益放大器件(701)，工作于將頻率變換器的輸出信號的增益調節(jié)到預定的電平。
15.一種用于接受高頻信號的通訊器件，它包括一個高頻可變增益放大器件，工作于放大由所述通訊器件的天線所接受到的高頻信號，并輸出所放大的高頻信號；以及，一個高頻可變增益頻率變換器件(4)，工作于頻率變換由高頻可變增益放大器件輸出的信號，其特征在于，所述高頻可變增益頻率變換器件是權利要求12所述器件。
全文摘要
一種高頻可變增益放大器件100包括一個反饋電路103，工作于改變反饋阻抗以根據來自控制器件200的控制信號來調節(jié)放大器101的增益；和一個電流消耗調節(jié)電路102能夠調節(jié)放大器101的電流消耗?？刂破骷?00根據所需信號功率電平和不需要信號功率電平控制反饋阻抗和電流消耗。如果所需信號功率電平超過了預定數值，則控制電路200就減小反饋阻抗以增加反饋信號量，從而允許放大器101可以較低的增益工作，從而防止失真特性的降低和減小電流消耗。
文檔編號H03G3/30GK1585263SQ20041005893
公開日2005年2月23日 申請日期2004年7月22日 優(yōu)先權日2003年7月22日
發(fā)明者熊川正啟, 中谷俊文, 足立壽史 申請人:松下電器產業(yè)株式會社