專利名稱：并聯(lián)開關(guān)型電源的相位差同步控制電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種開關(guān)型電源(SMPS)的主電路，并尤其涉及兩個或多個開關(guān)型電源并聯(lián)工作的主電路的一種相位差同步控制電路。
一般言，當(dāng)具有不同工作輸出電壓等級的電路并聯(lián)工作時，一個或多個電源必須相對一個輸入并聯(lián)地工作。
為了使兩個各自由不同電平的電源供電而工作的電路工作，要使用二個電源。例如，使用了以至少兩個或多個具有PWM(脈寬調(diào)制)裝置的主電路工作的SMPS。
當(dāng)在具有兩個或多個主電路的SMPS中有兩個主電路并聯(lián)工作時，由于兩個主電路之間的電源開關(guān)頻率差產(chǎn)生出新的高次諧波，因而影響了主電路的工作。
為了防止兩個主電路并聯(lián)工作時由兩個主電路的開關(guān)頻率差產(chǎn)生出高次諧波，使用了使兩個主電路各自內(nèi)部的PWM脈沖發(fā)生器的輸出相位同步的方法。用于這種方法的電路描繪在

圖1中。
圖1是一個傳統(tǒng)的SMPS并聯(lián)主電路圖，它包括一個電源濾波器10，用于除去在輸入直流供電電壓Vdc中包括的噪波并輸出濾除噪波的電壓;一個第一PWM控制器14，用于輸出具有預(yù)定周期的預(yù)定PWM脈沖及與PWM脈沖同步的時鐘，以響應(yīng)由電源濾波器10輸出直流電壓Vdc的輸入，一個第二PWM控制器16，用于產(chǎn)生具有預(yù)定周期的預(yù)定PWM脈沖，以響應(yīng)直流電壓的輸入，及輸出所產(chǎn)生的并與第一PWM控制器14輸出的時鐘相位同步的PWM脈沖;第一及第二變壓器18及20，它們的原邊繞組n11及n21的一側(cè)端子與供電電壓Vdc相連接，用于將原邊繞組n11及n21的輸入電壓在各次邊繞組n12及n22上感應(yīng)出輸出電壓;在第一及第二變壓器18及20的原邊繞組n11及n21的另一端子及地之間耦合的第一及第二開關(guān)晶體三極管22及24，利用由第一及第二PWM控制器14及16各自輸出的PWM脈沖進行開關(guān)以驅(qū)動第一及第二變壓器18及20;及整流部分26及28，用于將第一及第二變壓器各個次邊繞組n12及n22的輸出脈沖電壓進行整流及輸出。
圖1電路結(jié)構(gòu)中的第一及第二PWM控制器14及16與電阻及電容元件相連接，用于確定一個內(nèi)部振蕩時間常數(shù)。
圖2A至2C是用來解釋圖1工作的工作波形圖，其中圖2A及2B是在第一及第二變壓器18及20的原邊繞組n11及n21中流過電流的波形圖，而圖2C是當(dāng)?shù)谝患暗诙儔浩?8及20如圖2A及2B中所示地驅(qū)動時，輸入供電電壓Vdc的電流波形圖。
如果直流電壓Vdc現(xiàn)在供給到圖1的電路上，輸入濾波器10濾去輸入供電電壓Vdc中的噪波，該電壓供給到第一及第二變壓器18及20的各原邊繞組n11及n21的一側(cè)端子上，并供給到第一及第二PWM控制器14及16的供電線32及34上。
在此時，第一PWM控制器14將預(yù)定的PWM脈沖37經(jīng)由導(dǎo)線36提供到晶體管22的基極上，并與此同時，將具有與輸出的PWM脈沖37相同周期的時鐘經(jīng)由導(dǎo)線30提供到第二PWM控制器16上，以響應(yīng)由濾波器10輸出電壓Vdc的輸入。
同時，第二PWM控制器16產(chǎn)生一個預(yù)定時間常數(shù)的PWM脈沖，以響應(yīng)濾波器10輸出的供電電壓Vdc的輸入，并使所產(chǎn)生的PWM脈沖與通過導(dǎo)線30輸入的時鐘同步，及將在其內(nèi)部產(chǎn)生出的PWM脈沖39輸出到導(dǎo)線38上。因此，第二個PWM控制器16輸出PWM脈沖與第一個PWM控制器輸出的時鐘同步，以便使第一及第二PWM控制器14及16輸出的PWM脈沖37及39具有相同的頻率輸出。
用于由其基極端子經(jīng)過導(dǎo)線36及38接收第一及第二PWM控制器14及16各自輸出的PWM脈沖37及39的第一及第二晶體管22及24，根據(jù)PWM脈沖37及39的輸入周期進行開關(guān)。
如果第一及第二晶體管22及24被“開通”，由第一及第二變壓器18及20的原邊繞組n11及n21的一側(cè)端子所接收的供電電壓Vdc的電流流經(jīng)各自的集電極-發(fā)射極。這就是，如果晶體管22及24被“開通”，就形成了第一及第二變壓器18及20的原邊繞組n11及n21各自的電流環(huán)路，由此各自流過電流i1及i2。
在此時，如果假定由第一及第二PWM控制器14及16各自輸出的PWM脈沖37和39具有相同相位的頻率，并且開/關(guān)導(dǎo)通比為50%，則各自流過第一及第二變壓器18及20原邊繞組n11及n21的電流i1及i2變成圖2A及2B中的電流。
因此，在具有圖1所示的上述結(jié)構(gòu)的SMPS中，二個主電路工作在如前所述的相同頻率上，因而阻止了由SMPS的并聯(lián)工作所產(chǎn)生的高次諧波。
然而，因為由第一及第二PWM控制器14及16輸出的PWM脈沖的頻率是相等的，則在第一及第二變壓器18及20的原邊繞組中各自在同時流過原邊繞組電流，以使得如圖1所示的電路應(yīng)該用疊加電流量值的直流輸入來供電。
這就是，由于兩個PWM控制器14及16輸出的PWM脈沖的相位是相同的，流經(jīng)第一及第二變壓器18及20的原邊繞組n11及n21的電流i1與i2的和i1+i2，即電流I，如圖2C中所示，應(yīng)由輸入濾波器10提供。
因此，如圖1所示的電源產(chǎn)生了一個問題，即因為在兩個變壓器18及20中消耗電流的增大，圖1所示的提供直流供電電壓Vdc的電源必須具有大的容量。
因此，本發(fā)明的一個目的在于提供一種電源，其中當(dāng)兩個電源并聯(lián)工作時，兩個電源以180°相位差進行工作。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種由兩個電源之間的一個電源的輸出控制的電路，由此來控制這兩個電源交替地工作。
本發(fā)明的上述目的及另外的優(yōu)點將通過參照附圖對本發(fā)明優(yōu)選實施例的描述變得更加清楚，其附圖為圖1傳統(tǒng)SMPS的并聯(lián)主電路;
圖2A至2C解釋圖1工作的波形圖;
圖3根據(jù)本發(fā)明的并聯(lián)SMPS的一個相位差同步電路;及圖4A至4C解釋圖3工作的波形圖。
圖3是一個根據(jù)本發(fā)明的并聯(lián)工作SMPS的相位差同步控制電路圖，它包括一個電源濾波器10，用于濾除包括在輸入直流供電電壓Vdc個的噪波并輸出濾除噪波的電壓;一個第一PWM控制器14，用于輸出具有預(yù)定周期的預(yù)定PWM脈沖，以響應(yīng)由電源濾波器輸出的直流電壓Vdc的輸入;一個第二PWM控制器16，用于靠直流電壓Vdc的輸入工作并輸出具有預(yù)定周期的預(yù)定PWM脈沖，以響應(yīng)脈沖輸出控制信號的輸入;一個耦合在第一PWM控制器14的一個輸出端與第二PWM控制器16的一個輸出控制端之間的相位差同步控制裝置，用于檢測由第一PWM控制器14輸出的PWM脈沖的第一狀態(tài)電壓，并將一輸出控制信號輸出到第二PWM控制器16;第一及第二變壓器18及20，它們的原邊繞組n11及n21的一側(cè)端子與供電電壓Vdc相連接，用于將原邊繞組n11及n21的輸入電壓在各次邊繞組n12和n22上感應(yīng)出輸出電壓;在第一及第二變壓器18及20的原邊繞組n11及n21的另一端子及地之間耦合的第一及第二開關(guān)晶體三極管22與24，利用由第一及第二PWM控制器14及16各自輸出的PWM脈沖進行開關(guān)以驅(qū)動第一及第二變壓器18及20;及整流部分26與28，用于將第一及第二變壓器18及20的各個次邊繞組n12及n22的輸出脈沖電壓進行整流及輸出。
在圖3的電路結(jié)構(gòu)中，相位差同步控制裝置包括，一個電阻R5，一個二極管D1，電阻R6及R9，以及一個電容器C3，它們連接在第二PWM控制器16的一個輸出控制端及第一PWM控制器14的一個輸出端之間。
未解釋過的標(biāo)號40及42表示用于確定第一及第二PWM控制器14及16的振蕩頻率的RC時間常數(shù)電路。在圖3中具有和圖1中相同功能(作用)的部件使用與圖1中相同的標(biāo)號。
圖4A至4C表示解釋圖3工作的工作波形圖，其中圖4A及4B是在第一及第二變壓器18與20的各原邊繞組n11及n21中流過電流的波形圖，而圖4C的輸入供電電壓Vdc的電流波形圖。
在參照圖4解釋根據(jù)本發(fā)明的圖4中的工作實施例前，假定當(dāng)RC時間常數(shù)端子Toff變成成“低”位時，第一及第二PWM控制器14及16各自輸出PWM脈沖。
如果現(xiàn)在用直流供電電壓Vdc及電壓VB分別表示供給到圖3電路中的濾波器10及電阻R6的電壓，則輸入濾波器10利用前述的濾波功能濾去輸入供電電壓Vdc中的噪波。其噪波被濾波器10濾去的供電電壓Vdc輸入到第一及第二PWM控制器14及16的電源線32與34上，并輸出到第一及第二變壓器18與20的原邊繞組n11及n21的一側(cè)端子上。
在此時，第一PWM控制器14將具有根據(jù)時間常數(shù)電路40的RC值確定的振蕩頻率的PWM脈沖37通過導(dǎo)線36輸出到第一晶體管22的基極及由電阻R6與R9及電容C3組成的一個濾波電路，以響應(yīng)直流電源Vdc的輸入。
第一晶體管被“開通”，用以響應(yīng)由第一PWM控制器14輸出的PWM脈沖37的第二狀態(tài)，例如，是一個邏輯“高”的狀態(tài)，而該晶體管被“關(guān)斷”是響應(yīng)第一狀態(tài)(一個邏輯“低”狀態(tài))。
因此，如果第一PWM控制器14輸出的PWM脈沖37的開/關(guān)周期是圖4A中的周期，則第一晶體管22就以圖4A所示的周期進行“開/關(guān)”如果第一晶體管22進行“開/關(guān)”工作，則在第一變壓器18的原邊繞組n11中形成根據(jù)該“開/關(guān)”周期的一個電流環(huán)路，由此如圖4A所示，在原邊繞組n11中流入電流i1。
同時，第二PWM控制器16產(chǎn)生由RC時間常數(shù)電路42確定的振蕩頻率的PWM脈沖，以響應(yīng)通過導(dǎo)線34輸入的直流電壓Vdc，并當(dāng)端子Toff的電平為“低”時，將所產(chǎn)生的PWM脈沖經(jīng)由輸出導(dǎo)線38提供給第二晶體管24的基極。
在此時，第二PWM控制器16的端子Toff利用與第一PWM控制器14輸出的PWM脈沖37的第一狀態(tài)同步來進行控制。
如果由第一PWM控制器14輸出的PWM脈沖是處于第二狀態(tài)電平(邏輯“高”)，如圖4A中的50，則該第二狀態(tài)電平經(jīng)由電阻R9供給到二極管D1的陰極，由此切斷二極管D1。
因此，如果第一PWM控制器14的輸出是一個“高”態(tài)脈沖，例如圖4A的50所示時，第二PWM控制器16的端子Toff則保持“高”位，因而不將PWM脈沖39輸出到輸出導(dǎo)線38上。如果第一PWM控制器14的輸出處于“低”態(tài)，例如圖4A的52所示時，則在第二PWM控制器16端子Toff上的“高”位電壓經(jīng)過電阻R5，二極管D1及電阻R9流到第一PWM控制器14的輸出端上，由此變成“低”位。
在此時，第二PWM控制器16的端子Toff的“高”位沿上述路徑流通，因為這兩個PWM控制器14及16的輸出端是與集電極開斷的。
如果第二PWM控制器16的端子Toff的“高”上的電平變成了“低”位，則如前所述地，第二PWM控制器16將PWM脈沖，例如圖4B的54供給到第二開關(guān)晶體管24的基極。在此時，因為第二晶體管24是被“開通”，電流i2，如圖4B的54所示，在第二變壓器20的原邊繞組n21中流通。
在上述工作期間，如果第一PWM控制器14輸出脈沖再次變成“高”位，則二極管D1如前所述地被切斷。因此，第二PWM控制器16的輸出被阻斷，所以可以知道第二PWM控制器16是與第一PWM控制器14的“低”輸出相位差地同步的，由此輸出PWM脈沖。
在圖3中電阻R8，R9及電容C3組成了一個濾波器電路，用于僅在一瞬間操作第二PWM控制器16的端子Toff的電位，而電阻R6及R7組成一個上偏置及下偏置電路，用于在電路工作時保證電路的電位。
此外，電阻R5及二極管D1阻止第二PWM控制器16的端子Toff處過份的電位降，及阻止反向的電位等，該反向電位可能由電壓VB或輸出脈沖37引起。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，第二PWM控制器16的工作由在第一PWM控制器14的輸出信號中檢測出“低”位信號開始，因而使第二PWM控制器16的工作在第一PWM控制器14工作以后小于180°的一個相位中開始。
因此，利用對第一及第二晶體管22及24的保護性開關(guān)操作，使電流交替地流到第一及第二變壓器18與20的原邊繞組n11和n21中，因而獲得了如圖4C所示的輸入電流被形。
因此，由于需要使輸入電壓的電流I僅具有第一及第二變壓器18及20消耗電流的幅值，圖3的電路可用具有小容量的電源進行工作。
在本發(fā)明的一個實施例中，第二PWM控制器16的輸出利用第一PWM控制器14的輸出進行控制，使用了由一個二極管D1，多個電阻及一個電容組成的電路等。此外，第二PWM控制器16的輸出狀態(tài)也可由檢測第一PWM控制器14輸出的“低”位信號來控制。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，在兩個或多個SMPS的并聯(lián)工作中，其輸出相位同步于一個SMPS。這就是，另外的SMPS依賴于主SMPS工作，由此形成交替地工作。因此，SMPS輸入電源的效率可以被提高。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)型電源電路，它具有一個輸入端子用于接收單個直流電壓；與所述輸入端子連接的第一及第二脈沖發(fā)生裝置，用于各自產(chǎn)生具有第一及第二脈沖寬度的脈沖，以響應(yīng)所述直流電壓；連接在所述第一脈沖發(fā)生裝置的一個輸出端及所述輸入端子之間的裝置，用于根據(jù)具有所述第一脈沖寬度的所述脈沖的開關(guān)工作產(chǎn)生第一直流供電電壓；連接在所述輸入端及所述第二脈沖發(fā)生裝置一個輸出端子之間的裝置，用于根據(jù)具有所述第二脈沖寬度的所述脈沖的工作產(chǎn)生第二直流供電電壓，該電路包括連接在所述第一脈沖發(fā)生裝置的輸出端與所述第二脈沖發(fā)生裝置的控制端之間的相位控制裝置，用于使具有所述第一及第二脈沖寬度的所述脈沖彼此間具有接近180°的相位差。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中所述相位控制裝置用于對所述第二脈沖發(fā)生裝置的控制端提供第二狀態(tài)的輸出控制信號，以響應(yīng)由所述第一脈沖發(fā)生裝置輸出的處于第一邏輯狀態(tài)的脈寬調(diào)制脈沖，該相位控制裝置包括多個電阻，一個二極管及一個電容。
3.一種并聯(lián)開關(guān)型電源的相位差同步控制電路，它具有一個預(yù)定電平的直流供電電壓;第一及第二變壓器，它們各原邊繞組一側(cè)端與所述供電電壓相連接，用于使所述原邊繞組的輸入電壓感應(yīng)到各次邊繞組并輸出;及連接在所述第一及第二變壓器的另一端及地之間的第一及第二開關(guān)裝置，利用由第一及第二PWM控制器各自輸出的PWM脈沖進行開關(guān)以驅(qū)動第一及第二變壓器，該電路包括一個電源濾波器，用于除去在輸入直流供電電壓中包含的噪波并輸出濾除噪波的電壓;一個第一PWM控制器，用于輸出具有預(yù)定周期的預(yù)定PWM脈沖作為所述第一開關(guān)裝置的控制信號，以響應(yīng)所述電源濾波器輸出的直流電壓的輸入;相位差同步控制裝置，用于檢測由所述第一PWM控制器輸出的PWM脈沖的第一狀態(tài)電壓，并輸出第二狀態(tài)電壓輸出控制信號;一個第二PWM控制器，用于依靠所述直流電壓的輸入工作，并輸出具有預(yù)定周期的第二狀態(tài)電壓的預(yù)定PWM控制器作為所述第二開關(guān)裝置的控制信號，以響應(yīng)所述第二狀態(tài)輸出控制信號;及整流部分，用于對所述第一及第二變壓器各次邊繞組輸出的脈沖電壓進行整流并作輸出。由此使第二狀態(tài)的PWM脈沖交替地從所述第一及第二PWM控制器輸出。
全文摘要
所公開者是一種SMPS(開關(guān)型電源)，具體地公開了一種兩個或多個SNPS并聯(lián)工作用的主電路相位差同步控制電路。該相位差同步控制電路包括第一PWM控制器14、第二PWM控制器16、相位差同步控制裝置、第一及第二變壓器18及20及第一與第二開關(guān)晶體管22與24。利用上述結(jié)構(gòu)，使兩個主電路的輸出相位同步，并在同時，以180°相位差交替地輸出PWM脈沖，以使得并聯(lián)于直流電源工作的兩個電源能由小容量的電源供電。
文檔編號H02M3/28GK1082265SQ93107210
公開日1994年2月16日 申請日期1993年5月21日 優(yōu)先權(quán)日1992年5月21日
發(fā)明者崔升 申請人:三星電子株式會社