本發(fā)明涉及電機(jī)控制技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及內(nèi)置式永磁同步電機(jī)低噪音無位置傳感器控制方法。

背景技術(shù)：

永磁同步電機(jī)因其具有高功率密度、高轉(zhuǎn)矩密度和良好的動態(tài)性能的特點，被廣泛應(yīng)用在各個領(lǐng)域。傳統(tǒng)的矢量控制技術(shù)需要電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信息進(jìn)行解耦控制，但是位置傳感器的安裝不僅增加了成本，還降低了系統(tǒng)的可靠性，因此無位置傳感器技術(shù)成為了電機(jī)控制領(lǐng)域的主要研究方向之一。

無位置傳感器技術(shù)主要分為運(yùn)用在零低速的高頻信號注入法和中高速的模型法。因為在轉(zhuǎn)速較低時，模型法受到噪聲的影響較大，因此零低速下通常采用高頻信號注入法?；谀Ｐ头ǖ闹懈咚贌o傳感器技術(shù)已經(jīng)得到了廣泛的應(yīng)用，但是基于高頻信號注入法的零低速無傳感器技術(shù)因為受到高頻噪音的影響，使其難以在工業(yè)領(lǐng)域中得到應(yīng)用，特別是在家電領(lǐng)域。傳統(tǒng)的高頻信號注入法主要分為高頻旋轉(zhuǎn)電壓注入法、高頻脈振電壓注入法和高頻方波電壓注入法。高頻旋轉(zhuǎn)電壓注入法提出時間最早，能有效實現(xiàn)無位置傳感器控制，但是其存在信號處理過程復(fù)雜、需要大量使用濾波器和額外的轉(zhuǎn)矩脈動等缺點；相比之下，高頻脈振電壓注入法的原理更加簡單且轉(zhuǎn)矩脈動更小，因此得到更為廣泛的應(yīng)用，但是依舊需要使用濾波器；而高頻方波電壓注入法則不需要使用濾波器，且電壓信號頻率可以選擇得更高，所以控制性能更加優(yōu)越。然而，傳統(tǒng)的電壓注入法都是基于高頻電壓注入的方案，會產(chǎn)生嚴(yán)重的高頻電流噪音污染，使這類方案的實用性降低。因此，為了提高無位置傳感器技術(shù)的實用性，研究低噪音的零低速永磁同步電機(jī)無位置傳感器控制策略具有重要的理論意義和應(yīng)用價值。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是為了解決在內(nèi)置式永磁同步電機(jī)無位置傳感器控制中，傳統(tǒng)的零低速時所使用的高頻信號注入法帶來的高頻噪音污染問題，而提出基于低頻電壓注入法的永磁同步電機(jī)無位置傳感器的控制方法。

基于低頻電壓注入法的永磁同步電機(jī)無位置傳感器的控制方法包括以下步驟：

步驟一：永磁同步電機(jī)運(yùn)行過程中，通過微處理器控制，向永磁同步電機(jī)的dq軸系中注入低頻脈沖電壓；將電機(jī)的控制序列分為注入周期和控制周期；dq軸系是指電機(jī)的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，低頻脈沖電壓注入時為注入周期，控制電機(jī)時為控制周期；dq軸系包括d軸和q軸，d軸指向轉(zhuǎn)子磁場的n極方向，q軸與d軸垂直；

步驟二：根據(jù)在永磁同步電機(jī)αβ軸系中提取的脈沖電流信息，并通過電流微分計算得到轉(zhuǎn)子的位置正交信號；αβ軸系是指電機(jī)的靜止坐標(biāo)系；αβ軸系包括α軸和β軸，α軸指向定子的a相，β軸與α軸垂直；

步驟三：根據(jù)步驟二得到的轉(zhuǎn)子的位置正交信號，設(shè)計基于空間傅里葉變換的矢量跟蹤器，得到轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速，用于電機(jī)轉(zhuǎn)速和電流閉環(huán)控制，實現(xiàn)無位置傳感器控制。

本發(fā)明的有益效果為：在保證永磁同步電機(jī)無位置傳感器系統(tǒng)正常運(yùn)行的情況下，通過降低注入電壓的頻率(傳統(tǒng)方法的電壓信號頻率通常為1khz以上，本發(fā)明所使用的電壓信號頻率為50hz)，使得噪音污染大幅下降(以電流信號功率密度為衡量標(biāo)準(zhǔn)，由注入1khz電壓信號時的0.08a²/hz降低至0.001a²/hz)，提高了該技術(shù)的實用性。

本發(fā)明方法為基于低頻脈沖電壓信號注入法的永磁同步電機(jī)零低速無位置傳感器控制方法。相比于傳統(tǒng)的高頻信號注入法而言，低頻信號注入法所注入的信號頻率低，可以有效地緩解傳統(tǒng)方法中所產(chǎn)生的刺耳噪音，提升無位置傳感器的應(yīng)用價值。

本發(fā)明方法采用了一種新型的信號注入方法，實現(xiàn)了永磁同步電機(jī)零低速下，基于低頻脈沖信號注入的無位置傳感器控制策略，有效的降低了噪音污染，提高了無位置傳感器技術(shù)的實用性。

本發(fā)明方法無需使用位置傳感器即可進(jìn)行永磁同步電機(jī)的矢量控制，僅通過在電機(jī)電壓上疊加一個低頻電壓信號，即可檢測出轉(zhuǎn)子的位置和轉(zhuǎn)速信息，并用于電機(jī)閉環(huán)控制。相比于傳統(tǒng)的高頻信號方法，本發(fā)明所采用的方法能有效的降低由注入信號帶來的噪音，并通過空間傅里葉變換設(shè)計合理的觀測系統(tǒng)，從而得到精確的轉(zhuǎn)子位置、轉(zhuǎn)速信息，大大提高了無位置傳感器的使用價值。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的整體框圖；其中ω^*為永磁同步電機(jī)的角速度給定值，為永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子位置估計值，為永磁同步電機(jī)的角速度估計值，為速度pi調(diào)節(jié)器輸出的q軸電流給定，為d軸電流給定值，iq為永磁同步電機(jī)的q軸電流，id為永磁同步電機(jī)的d軸電流，iα為永磁同步電機(jī)α軸的電流值反饋值，iβ為永磁同步電機(jī)β軸的電流反饋值，為永磁同步電機(jī)的q軸電壓給定值，為永磁同步電機(jī)的d軸電壓給定值，ufoc為永磁同步電機(jī)的矢量控制電壓，uinj為永磁同步電機(jī)的注入電壓，為永磁同步電機(jī)的α軸電壓給定值，為永磁同步電機(jī)的β軸電壓給定值，iabc為永磁同步電機(jī)的三相電流，svpwm為空間矢量調(diào)制模塊，pmsm為永磁同步電機(jī)，觀測器包含以上步驟中的信號處理部分；

圖2為本發(fā)明方法的控制時序圖；其中為永磁同步電機(jī)的dq軸電壓給定值，iαβ為永磁同步電機(jī)αβ軸的電流值反饋值，為永磁同步電機(jī)的注入電壓的負(fù)值；

圖3為本發(fā)明中步驟三的信號處理框圖，l123為pid環(huán)節(jié)參數(shù)，te為電磁轉(zhuǎn)矩，ts為程序周期，p為電機(jī)極對數(shù)，j為轉(zhuǎn)動慣量，h為輸入的位置正交信號矢量，hf和分別為實際和估計的基波矢量，hh和分別為實際和估計的諧波矢量；

圖4為本發(fā)明所使用平臺示意圖，pmsm為永磁同步電機(jī)，im為異步電機(jī)；

圖5為100％額定負(fù)載下，使用本發(fā)明的無位置傳感器控制的低速下(100轉(zhuǎn)/分鐘)正反轉(zhuǎn)實驗波形圖，上圖為轉(zhuǎn)子的實際位置波形，下圖為估計的位置誤差波形；

圖6為100％額定負(fù)載下，使用本發(fā)明的無位置傳感器控制的低速下(100轉(zhuǎn)/分鐘)正反轉(zhuǎn)實驗波形圖，上圖為轉(zhuǎn)子的實際轉(zhuǎn)速波形，下圖為轉(zhuǎn)子的估計轉(zhuǎn)速波形；

圖7為100％額定負(fù)載下，使用本發(fā)明的無位置傳感器控制的零速下負(fù)載實驗波形圖，從上到下的波形依次為：轉(zhuǎn)子的實際轉(zhuǎn)速波形、估計的位置誤差波形和電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩波形；

圖8為傳統(tǒng)的1khz高頻電壓注入法的電流功率密度譜(psd)圖；

圖9為傳統(tǒng)的1khz高頻電壓注入法的相電流波形圖；

圖10為本發(fā)明提出的50hz低頻脈沖電壓注入法的電流功率密度譜(psd)圖；

圖11為本發(fā)明提出的50hz低頻脈沖電壓注入法的電流波形圖。

具體實施方式

具體實施方式一：基于低頻電壓注入法的永磁同步電機(jī)無位置傳感器的控制方法包括以下步驟：

步驟一：永磁同步電機(jī)運(yùn)行過程中，通過微處理器控制，向永磁同步電機(jī)的dq軸系中注入低頻脈沖電壓；為了避免濾波器對低頻電壓的干擾，將電機(jī)的控制序列分為注入周期和控制周期，有利于低頻脈沖電壓的注入和提??；dq軸系是指電機(jī)的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，低頻脈沖電壓注入時為注入周期，控制電機(jī)時為控制周期；dq軸系包括d軸和q軸，d軸指向轉(zhuǎn)子磁場的n極方向，q軸與d軸垂直；

步驟二：由于內(nèi)置式永磁同步電機(jī)存在凸極效應(yīng)，因此在電機(jī)的相電流中會激勵出響應(yīng)的脈沖電流，且響應(yīng)電流中包含了電機(jī)轉(zhuǎn)子的位置信息。根據(jù)在永磁同步電機(jī)αβ軸系中提取的脈沖電流信息，并通過電流微分計算得到轉(zhuǎn)子的位置正交信號；αβ軸系是指電機(jī)的靜止坐標(biāo)系；αβ軸系包括α軸和β軸，α軸指向定子的a相，β軸與α軸垂直；

步驟三：根據(jù)步驟二得到的轉(zhuǎn)子的位置正交信號，設(shè)計基于空間傅里葉變換的矢量跟蹤器，得到轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速，用于電機(jī)轉(zhuǎn)速和電流閉環(huán)控制，實現(xiàn)無位置傳感器控制。

圖1所示，永磁同步電機(jī)無位置傳感器系統(tǒng)分為三個部分：電機(jī)部分、變頻驅(qū)動部分和arm控制部分。電機(jī)部分由一臺內(nèi)置式永磁同步電機(jī)構(gòu)成，作為控制對象。變頻驅(qū)動部分輸出到永磁同步電機(jī)的電流和增量式光電編碼器的位置信息經(jīng)過采樣、a/d轉(zhuǎn)換和濾波等環(huán)節(jié)輸出到arm控制芯片中作為反饋量。在arm部分中，電流內(nèi)環(huán)均為pi調(diào)節(jié)器，用以調(diào)節(jié)給定電壓值的大小，速度外環(huán)采用pi調(diào)節(jié)和無位置傳感器控制策略來實現(xiàn)永磁同步曳引機(jī)的控制。

具體實施方式二：本實施方式與具體實施方式一不同的是：所述步驟一中永磁同步電機(jī)運(yùn)行過程中，通過微處理器控制，向永磁同步電機(jī)的dq軸系中注入低頻脈沖電壓具體為：

在矢量控制系統(tǒng)的dq軸系中注入低頻脈沖電壓：

其中udqi為dq軸系中注入的低頻脈沖電壓，k為控制序列，且k＝1,2,3,....，vi為注入電壓的幅值；

采用一種注入周期和控制周期相互分離的方法。如圖1所示。脈沖電壓注入的方式相當(dāng)于一個開關(guān)，位于電流環(huán)的輸出位置。當(dāng)進(jìn)行電機(jī)控制時，dq軸系下的給定電壓為電流環(huán)的輸出電壓；當(dāng)需要注入電壓時，在電流環(huán)的輸出位置注入電壓，原電流環(huán)的輸出電壓不再使用，則此時d軸電壓為注入的低頻脈沖電壓，q軸電壓為0；

在脈沖注入周期時，注入連續(xù)的、幅值相同但符號相反的電壓，如圖2所示的1周期。電流在每個周期開始前進(jìn)行采樣，并在αβ軸系進(jìn)行采樣，用于計算。且僅在脈沖注入周期進(jìn)行采樣。

本方法在注入周期和控制器分離的基礎(chǔ)上，每兩個注入周期之間間隔n個控制周期，n的取值為1～200，在無電壓注入的情況下控制電機(jī)n個控制周期后，將電機(jī)的dq電壓切換為注入低頻脈沖電壓；通過改變n的大小，調(diào)節(jié)注入電壓的頻率，n越大注入的電壓頻率越低，實現(xiàn)低頻注入。

其它步驟及參數(shù)與具體實施方式一相同。

具體實施方式三：本實施方式與具體實施方式一或二不同的是：所述步驟二中根據(jù)在永磁同步電機(jī)αβ軸系中提取脈沖電流信息，并通過電流微分計算得到轉(zhuǎn)子位置正交信號的具體過程為：

永磁同步電機(jī)dq軸系方程為：

式中ud和uq分別為d軸和q軸的定子電壓，式中id和iq分別為d軸和q軸的定子電流，rs為定子電阻，ld和lq分別為d軸和q軸的定子電感，ωe為電機(jī)的電轉(zhuǎn)速，ψf為轉(zhuǎn)子磁鏈；

將式(2)通過坐標(biāo)變換到αβ軸系下，假設(shè)注入的電壓幅值足夠大，可以忽略電阻上的壓降以及反電動勢的影響，公式(2)簡化為：

式中：l0為均值電感，l1為差值電感，l0＝(ld+lq)/2，l1＝(ld-lq)/2，uαi和uβi分別為α軸和β軸注入的定子電壓，iαi和iβi為α軸和β軸激勵的電流，θe為轉(zhuǎn)子位置角；

將式(3)中的電流提取出來，并將式(1)中dq軸系下注入的電壓轉(zhuǎn)換到αβ軸系下，得到：

式中k轉(zhuǎn)子位置正交信號的幅值，δ為等效位置誤差，其中ts為程序控制周期，δθ為位置估計誤差，δiαi和δiβi分別為α軸和β軸差分電流；

為了得到單位位置正交電壓，需要將(4)中的幅值k消除，采用歸一化的方法：

式中δiαi_pu和δiβi_pu為α軸和β軸轉(zhuǎn)子的位置正交信號。

考慮到連續(xù)注入的正負(fù)電壓，結(jié)合圖2的電流采樣示意圖，(6)可以被具體實施為：

其它步驟及參數(shù)與具體實施方式一或二相同。

具體實施方式四：本實施方式與具體實施方式一至三之一不同的是：所述步驟三中根據(jù)步驟二得到的轉(zhuǎn)子的位置正交信號，設(shè)計基于空間傅里葉變換的矢量跟蹤器，得到轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速的具體過程為：

將公式(6)改寫為矢量形式：

h＝cos(θe-δ)+jsin(θe-δ)(7)

其中j為虛數(shù)單位，h為輸入的位置正交信號矢量；

構(gòu)建基于空間傅里葉變換的展開式：

式中hf為實際的基波矢量，hh為實際的諧波矢量，為相位，n＝2πfi/ωe，fi為注入脈沖電壓的頻率，ωe為轉(zhuǎn)子電頻率，t為時間，n為求和函數(shù)的序列號；

基于圖2的注入時序圖，注入脈沖電壓的頻率fi定義為：

fi＝1/[(n+2)·ts](9)

步驟三一：根據(jù)和n＝2πfi/ωe，得到n和的估計值為：

式中，和分別表示和n的估計值，為估計的轉(zhuǎn)子電頻率；

根據(jù)式(8)得到基波估計值和諧波估計值分別為：

其中為估計的基波矢量，為估計的諧波矢量，為轉(zhuǎn)子位置的估計值，

執(zhí)行步驟三二；

步驟三二：根據(jù)公式(7)和公式(8)得到的位置正交信號矢量減去由式(13)得到的估計的諧波矢量，得到基波分量實際值hf：

然后執(zhí)行步驟三三；

步驟三三：步驟三二得到的基波分量實際值hf和步驟三一得到的估計的基波矢量得到位置誤差信號ε：

執(zhí)行步驟三四；

步驟三四：步驟三三得到的ε送入陷波濾波器h(s)中：

其中陷波濾波器表示為：

式中

其中s為拉普拉斯算子，a、b、c為陷波濾波器中間參數(shù)，k1為陷波寬度因子，k2為陷波深度因子，ω0為陷波中心頻率；

得到濾波后的位置誤差信號ε′：

ε′＝h(s)·ε(17)

執(zhí)行步驟三五；

步驟三五：建立pid環(huán)節(jié)；

永磁同步電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩te方程為：

其中p為極對數(shù)，ψf為轉(zhuǎn)子磁鏈；

忽略粘滯摩擦系數(shù)，機(jī)械運(yùn)動方程為：

其中j為轉(zhuǎn)動慣量，tl為負(fù)載轉(zhuǎn)矩；

由于在每個采樣周期中，負(fù)載轉(zhuǎn)矩的變化較小，因此可以認(rèn)為負(fù)載轉(zhuǎn)矩的變化率近似為0，得到：

將式(18)至(21)寫為狀態(tài)方程的形式，以θe,ωe,tl為狀態(tài)變量，te為輸入變量，得到如下狀態(tài)方程：

式中：

u＝te；y＝θe；

x為狀態(tài)矩陣，為x的導(dǎo)數(shù)，u為輸入矩陣，y為輸出變量，a、b、c為中間變量矩陣；

由方程(22)得到帶有全階狀態(tài)反饋矩陣的狀態(tài)方程：

為估計的狀態(tài)矩陣，為的估計值，l為參數(shù)矩陣；

即：

其中為估計的負(fù)載轉(zhuǎn)矩，是的一階導(dǎo)數(shù)，是的一階導(dǎo)數(shù)，是的一階導(dǎo)數(shù)，l1、l2、l3為pid環(huán)節(jié)參數(shù)；

通過對公式(24)極點配置，得到l1、l2、l3參數(shù)的值為：

其中，λ為極點的值，且為負(fù)數(shù)；

步驟三六：將步驟三四得到的濾波后的位置誤差信號ε′帶入式(24)，得到估計的轉(zhuǎn)子的位置和轉(zhuǎn)速，用于速度閉環(huán)和坐標(biāo)變換；

與圖3不同的是，式(24)中的被替換為ε′。

其它步驟及參數(shù)與具體實施方式一至三之一相同。

采用以下實施例驗證本發(fā)明的有益效果：

實施例一：

本實驗在永磁同步電機(jī)對拖實驗平臺進(jìn)行驗證。如圖4所示，一臺2.2kw永磁同步電機(jī)與4kw異步電機(jī)通過jn338轉(zhuǎn)矩轉(zhuǎn)速測試儀聯(lián)接，兩臺變頻器采用共直流母線方式相連；異步電機(jī)作為加載電機(jī)，永磁同步電機(jī)作為測試電機(jī)，通過轉(zhuǎn)矩測試儀對轉(zhuǎn)矩轉(zhuǎn)速實時監(jiān)測。系統(tǒng)裝有絕對式編碼器，用于得到實際位置，并與觀測信號進(jìn)行比較；通過stm32f103vbarm實現(xiàn)矢量控制算法，對永磁同步電機(jī)進(jìn)行控制；逆變器選用pm25rla120ipm功率模塊，定子電流通過pha20vb15霍爾電流傳感器進(jìn)行檢測；開關(guān)頻率6khz，電流環(huán)采樣周期166μs，轉(zhuǎn)速環(huán)采樣周期1ms；

所使用的永磁同步電機(jī)的主要參數(shù)為：額定電壓380v，額定電流5.6a，額定轉(zhuǎn)矩21n·m，額定頻率50hz，ld＝48mh，lq＝59mh，p＝3，j＝0.0192kg·m²，ψf＝0.56wb，rs＝2.53ω；所選用的其它實驗參數(shù)為：λ＝-30，n＝119，注入電壓頻率為50hz；

圖5為100％額定負(fù)載下，使用本發(fā)明的無位置傳感器控制的低速下(100轉(zhuǎn)/分鐘)正反轉(zhuǎn)實驗波形圖，上圖為轉(zhuǎn)子的實際位置波形，下圖為估計的位置誤差波形；可以看出，在額定的負(fù)載下，估計的位置誤差保持在±20°電角度以內(nèi)，轉(zhuǎn)子位置估計準(zhǔn)確，電機(jī)運(yùn)行良好；

圖6為100％額定負(fù)載下，使用本發(fā)明的無位置傳感器控制的低速下(100轉(zhuǎn)/分鐘)正反轉(zhuǎn)實驗波形圖，上圖為轉(zhuǎn)子的實際轉(zhuǎn)速波形，下圖為轉(zhuǎn)子的估計轉(zhuǎn)速波形；可以看出，在額定的負(fù)載下，電機(jī)運(yùn)行平穩(wěn)，且本發(fā)明的方法能準(zhǔn)確的估計出轉(zhuǎn)子速度；

圖7為100％額定負(fù)載下，使用本發(fā)明的無位置傳感器控制的零速下負(fù)載實驗波形圖，從上到下的波形依次為：轉(zhuǎn)子的實際轉(zhuǎn)速波形、估計的位置誤差波形和電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩波形；可以看出，在零速下突加額定負(fù)載，本發(fā)明設(shè)計的無位置傳感器控制方法能保證系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行，且位置誤差保持在±30°電角度以內(nèi)，轉(zhuǎn)子位置估計準(zhǔn)確；

傳統(tǒng)的1khz高頻電壓注入法的電流功率密度譜(psd)，如圖8所示，其功率密度值為0.08a²/hz；

傳統(tǒng)的1khz高頻電壓注入法的相電流波形如圖9所示，電流中包含高頻成分；

本發(fā)明提出的50hz低頻脈沖電壓注入法的電流功率密度譜(psd)如圖10所示，其功率密度值降低至0.001a²/hz，可以看出相比于高頻電壓注入法，其電流功率密度大幅度降低，表明電流所產(chǎn)生的噪音污染得到了緩解；

本發(fā)明提出的50hz低頻脈沖電壓注入法的電流波形如圖11所示，電流中只包含低頻成分；

本發(fā)明還可有其它多種實施例，在不背離本發(fā)明精神及其實質(zhì)的情況下，本領(lǐng)域技術(shù)人員當(dāng)可根據(jù)本發(fā)明作出各種相應(yīng)的改變和變形，但這些相應(yīng)的改變和變形都應(yīng)屬于本發(fā)明所附的權(quán)利要求的保護(hù)范圍。