本發(fā)明屬于直流輸電技術領域，具體地說，是一種任意電平模塊化多電平變換器的環(huán)流計算方法。

背景技術：

模塊化多電平變換器(mmc)自2002年第一次提出后就引起世界各國學者的廣泛關注，相比于傳統(tǒng)的多電平變換器，模塊化多電平變換器憑借高度模塊化的設計使其具有良好的電壓擴展能力與功率擴展能力且輸出電壓波形質(zhì)量好，但模塊化多電平變換器最大的優(yōu)勢還在于它具有公共直流母線，從而使三相橋臂之間能夠進行能量交換，有利于三相平衡控制。

模塊化多電平變換器的能量是分散存儲在各個子模塊(sm)電容中，理論上每個子模塊參數(shù)是完全相同的，但實際由于電容參數(shù)的微小差異、子模塊投入時間不同以及器件損耗等問題，造成模塊化多電平變換器能量分配不均衡，而由于三相橋臂并聯(lián)在直流側(cè)的結構特性，從而會導致橋臂間產(chǎn)生環(huán)流。

目前針對橋臂間環(huán)流的分析計算，均考慮從模塊化多電平變換器上下橋臂電流而間接的給出環(huán)流，并未詳細地推導環(huán)流的具體表達式；或者只考慮公共直流側(cè)在每相橋臂上所產(chǎn)生的直流分量，粗略的認為環(huán)流為直流側(cè)電流的三分之一，但由于子模塊直流側(cè)電容與交流輸出側(cè)存在較復雜的耦合關系，因此簡單地采用直流分量作為環(huán)流的計算結果會帶來較大的誤差。

技術實現(xiàn)要素：

為了解決上述技術問題，本發(fā)明提供一種任意電平模塊化多電平變換器(模塊化多電平變換器)的環(huán)流計算方法，該方法從模塊化多電平變換器子模塊的工作原理出發(fā)，研究出模塊化多電平變換器子模塊的開關模型，利用開關函數(shù)代替子模塊的開關狀態(tài)，進而得出子模塊的等效計算模型，以此簡化模塊化多電平變換器的電路結構；同時考慮模塊化多電平變換器橋臂間環(huán)流作用并建立環(huán)流的計算模型，并運用電路理論對模塊化多電平變換器各電氣量列寫電壓電流方程，從而推導出橋臂環(huán)流具體的計算公式。

本發(fā)明采用的具體技術方案如下：

一種任意電平模塊化多電平變換器(模塊化多電平變換器)的環(huán)流計算方法，具體包括以下步驟：

步驟一、建立模塊化多電平變換器各子模塊的等效計算模型：從每相橋臂子模塊投入切除的工作原理著手分析，研究子模塊的開關模型，并建立子模塊的等效計算模型；

步驟二、建立模塊化多電平變換器環(huán)流計算模型：利用步驟1的結論并結合模塊化多電平變換器子模塊級聯(lián)的結構特性，將每相橋臂總的等效成n個子模塊的數(shù)學模型，同時將橋臂環(huán)流考慮在內(nèi)，建立環(huán)流計算的模型；

步驟三、以橋臂環(huán)流作為未知量，運用電路理論中的基爾霍夫定律對模塊化多電平變換器各電氣量列寫電壓電流方程，其中，模塊化多電平變換器各電氣量包括：模塊化多電平變換器每相上下橋臂電流，上下橋臂電壓，交流輸出側(cè)的電流，交流輸出側(cè)電壓，直流側(cè)電壓，建立橋臂環(huán)流與模塊化多電平變換器各電氣量之間所滿足的一階微分方程關系；

步驟四、求解橋臂環(huán)流的一階微分方程：考慮橋臂環(huán)流的交流分量，根據(jù)子模塊的開關函數(shù)解決模塊化多電平變換器子模塊直流側(cè)電容與其交流輸出端口的耦合關系，從而計算出上、下橋臂子模塊的電容電流，根據(jù)所得的電容電流求解出上、下橋臂子模塊的電容電壓，再次利用子模塊的開關狀態(tài)，將直流側(cè)的電容電壓耦合至交流側(cè)，求解出模塊化多電平變換器每相上、下橋臂電壓，將上下橋臂電壓代入環(huán)流的一階微分方程中，求解一階微分方程的解，即環(huán)流的具體表達式。

本發(fā)明的進一步改進，步驟一是建立模塊化多電平變換器各子模塊的等效計算模型，在這過程中，模塊化多電平變換器三相橋臂并聯(lián)在直流電壓兩端，每相橋臂分為上橋臂和下橋臂，上下橋臂又分別由n個相同的子模塊、一個橋臂電阻和一個橋臂電抗器串聯(lián)構成，子模塊包括由兩個igbt開關管串聯(lián)組成的半橋和一個直流儲能電容并聯(lián)，每相上下橋臂通過交流母線連接至三相交流電網(wǎng)；igbt半橋支路是由上管s1和下管s2串聯(lián)構成，并與直流儲能電容并聯(lián)，子模塊投切的工作原理是當上管s1開通下管s2關斷時子模塊處于投入狀態(tài)，而當上管s1關斷下管s2開通時子模塊處于切除狀態(tài)，定義子模塊的開關函數(shù)如下：

當上管s1開通下管s2關斷時子模塊的開關函數(shù)輸出1，交流側(cè)輸出電壓為vcn；而當上管s1關斷下管s2開通時子模塊的開關函數(shù)輸出0，因此每相橋臂第n個子模塊的交流端口的輸出電壓表示如下：

vsm_n＝snvcn(2)

由表達式(2)可以得出子模塊的開關模型，子模塊交流側(cè)的輸出電壓相當于一個受控電壓源，根據(jù)igbt上、下開關管的開關狀態(tài)確定輸出的電容電壓，得出其等效計算模型。

本發(fā)明的進一步改進，步驟二是建立模塊化多電平變換器環(huán)流計算模型，在這過程中，定義第n個子模塊上橋臂的開關狀態(tài)為scu_n，下橋臂的開關狀態(tài)為scl_n，第n個上橋臂子模塊的端口電壓為vcu_n、下橋臂子模塊的端口電壓為vcl_n，根據(jù)等效計算模型，用開關函數(shù)替代子模塊的功率開關，則子模塊端口電壓可表示為：

利用表達式(3)將模塊化多電平變換器每相上下橋臂子模塊等效成受控源的計算模型，再采取子模塊各平均開關狀態(tài)用于環(huán)流的計算推導：

x相(x＝a，b，c)上、下橋臂子模塊的平均開關狀態(tài)分別為sux、slx：

x相(x＝a，b，c)上橋臂電壓vux、下橋臂電壓vlx分別等效為：

定義x相(x＝a，b，c)內(nèi)部環(huán)流表示為izx；x相(x＝a，b，c)上、下橋臂電流表示為iux、ilx，x相(x＝a，b，c)橋臂輸出到交流側(cè)電流表示為ix。

本發(fā)明的進一步改進，步驟三是以橋臂環(huán)流作為未知量，運用電路理論中的基爾霍夫定律對模塊化多電平變換器各電氣量列寫電壓電流方程:

由表達式(6)得出內(nèi)部環(huán)流與上、下橋臂電流滿足表達式：

依據(jù)基爾霍夫電壓定律(kcl)對上、下橋臂電壓列寫方程：

將式(7)代入到(8)得出橋臂環(huán)流的一階微分方程為：

本發(fā)明的進一步改進，內(nèi)部環(huán)流除了包含公共直流側(cè)所產(chǎn)生的直流分量izx_0外，還包含二倍頻的諧波分量izx_2，因此設環(huán)流izx為：

iz＝izx_0+izx_2sin(2ωt+θx)(10)

對于a，b，c三相，φx分別為φ，θx分別為θ，

利用平均開關函數(shù)(4)代替子模塊的開關狀態(tài)：

求解出上、下橋臂子模塊的電容電流為：

對上、下橋臂電容電流積分求解出上、下橋臂電容電壓為：

電容電壓的積分常數(shù)k＝vc，即穩(wěn)態(tài)電容電壓值，經(jīng)開關函數(shù)調(diào)制后得到上、下橋臂電壓為：

將上下橋臂電壓、直流側(cè)電壓、橋臂環(huán)流各電氣量帶入到一階微分方程中，求解出環(huán)流的二倍頻分量表達式為：

本發(fā)明的有益效果：本發(fā)明詳細推導了二倍頻環(huán)流的計算，最終給出了具體的計算公式，同時避免了只考慮直流分量作為環(huán)流的計算結果，提高了環(huán)流計算的準確度。

附圖說明

圖1為本發(fā)明一種任意電平模塊化多電平變換器的環(huán)流計算方法其模塊化多電平變換器的結構圖。

圖2為本發(fā)明一種任意電平模塊化多電平變換器的環(huán)流計算方法其子模塊的等效計算模型。

圖3為本發(fā)明一種任意電平模塊化多電平變換器的環(huán)流計算方法其環(huán)流的計算模型。

具體實施方式

為了加深對本發(fā)明的理解，下面將結合附圖和實施例對本發(fā)明做進一步詳細描述，該實施例僅用于解釋本發(fā)明，并不對本發(fā)明的保護范圍構成限定。

如附圖1至附圖3所示，給出的是本發(fā)明一種任意電平模塊化多電平變換器的環(huán)流計算方法的具體實施例，下面結合附圖和具體實施例對本發(fā)明作進一步說明。

如圖1所示的模塊化多電平變化器的結構圖：模塊化多電平變換器三相橋臂并聯(lián)在直流電壓兩端，每相橋臂分為上橋臂和下橋臂，上下橋臂又分別由n個相同的子模塊1、一個橋臂電阻2和一個橋臂電抗器3串聯(lián)構成。其中，子模塊1包括由兩個igbt開關管串聯(lián)組成的半橋和一個直流儲能電容并聯(lián)，每相上下橋臂通過交流母線連接至三相交流電網(wǎng)。

如圖2所示為模塊化多電平變換器子模塊的開關模型與等效計算模型，圖2(a)為模塊化多電平變換器子模塊的內(nèi)部結構，igbt半橋支路是由上管s1和下管s2串聯(lián)構成，并與直流儲能電容并聯(lián)，子模塊投切的工作原理是當上管s1開通下管s2關斷時子模塊處于投入狀態(tài)，而當上管s1關斷下管s2開通時子模塊處于切除狀態(tài)，定義子模塊的開關函數(shù)如下：

當上管s1開通下管s2關斷時子模塊的開關函數(shù)輸出1，交流側(cè)輸出電壓為vcn；而當上管s1關斷下管s2開通時子模塊的開關函數(shù)輸出0，因此每相橋臂第n個子模塊的交流端口的輸出電壓表示如下：

vsm_n＝snvcn(2)

由表達式(2)可以得出子模塊的開關模型如圖2(b)所示，子模塊交流側(cè)的輸出電壓相當于一個受控電壓源，根據(jù)igbt上、下開關管的開關狀態(tài)確定輸出的電容電壓，其等效計算模型如圖2(c)所示。

定義第n個子模塊上橋臂的開關狀態(tài)為scu_n，下橋臂的開關狀態(tài)為scl_n，第n個上橋臂子模塊的端口電壓為vcu_n、下橋臂子模塊的端口電壓為vcl_n，根據(jù)等效計算模型，用開關函數(shù)替代子模塊的功率開關，則子模塊端口電壓可表示為：

如圖3所示為模塊化多電平變換器環(huán)流的計算模型，利用表達式(3)將模塊化多電平變換器每相上下橋臂子模塊等效成受控源的計算模型，但由于模塊化多電平變換器含有大量的子模塊，為了方便計算模塊化多電平變換器的內(nèi)部環(huán)流，因此考慮在理想情況下每個子模塊的開關狀態(tài)相同，采取子模塊各平均開關狀態(tài)用于環(huán)流的計算推導。

x相(x＝a，b，c)上、下橋臂子模塊的平均開關狀態(tài)分別為sux、slx：

x相(x＝a，b，c)上橋臂電壓vux、下橋臂電壓vlx分別等效為：

定義x相(x＝a，b，c)內(nèi)部環(huán)流表示為izx；x相(x＝a，b，c)上、下橋臂電流表示為iux、ilx，x相(x＝a，b，c)橋臂輸出到交流側(cè)電流表示為ix。

結合圖3所示的環(huán)流計算模型，依據(jù)基爾霍夫電流定律(kcl)對上、下橋臂電流列寫方程：

由表達式(6)得出內(nèi)部環(huán)流與上、下橋臂電流滿足表達式：

依據(jù)基爾霍夫電壓定律(kcl)對上、下橋臂電壓列寫方程：

將式(7)代入到(8)得出橋臂環(huán)流的一階微分方程為：

從環(huán)流的一階微分方程可以看出，內(nèi)部環(huán)流產(chǎn)生的原因是公共直流側(cè)電壓與每相橋臂電壓不等所引起，內(nèi)部環(huán)流除了包含公共直流側(cè)所產(chǎn)生的直流分量izx_0外，還應包含二倍頻的諧波分量izx_2，因此設環(huán)流izx為：

iz＝izx_0+izx_2sin(2ωt+θx)(10)

對于a，b，c三相，φx分別為φ，θx分別為θ，

子模塊電容電流是橋臂電流通過igbt管開通關斷流入到電容中的，利用平均開關函數(shù)(4)代替子模塊的開關狀態(tài)：

求解出上、下橋臂子模塊的電容電流為：

對上、下橋臂電容電流積分求解出上、下橋臂電容電壓為：

電容電壓的積分常數(shù)k＝vc，即穩(wěn)態(tài)電容電壓值，經(jīng)開關函數(shù)調(diào)制后得到上、下橋臂電壓為：

將上下橋臂電壓、直流側(cè)電壓、橋臂環(huán)流各電氣量帶入到一階微分方程中，求解出環(huán)流的二倍頻分量表達式為：

以上顯示和描述了本發(fā)明的基本原理、主要特征及優(yōu)點。本行業(yè)的技術人員應該了解，本發(fā)明不受上述實施例的限制，上述實施例和說明書中描述的只是說明本發(fā)明的原理，在不脫離本發(fā)明精神和范圍的前提下，本發(fā)明還會有各種變化和改進，這些變化和改進都落入要求保護的本發(fā)明范圍內(nèi)。本發(fā)明要求保護范圍由所附的權利要求書及其等效物界定。