本發(fā)明涉及電力電子技術(shù)領(lǐng)域，更具體地，涉及一種三相交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器穩(wěn)壓均流控制方法。

背景技術(shù)：

LLC(Lr，Lm，Cr的縮寫(xiě)，其中，Lr為諧振電感，Lm勵(lì)磁電感，Cr為諧振電容)諧振變換器具有開(kāi)關(guān)頻率高、關(guān)斷損耗小、效率高、重量輕、體積小、電磁干擾噪聲小、開(kāi)關(guān)應(yīng)力小等優(yōu)點(diǎn)，因而得到了廣泛應(yīng)用。盡管變換器有很多優(yōu)點(diǎn)，但仍存在一些不足，特別是在輸出電流達(dá)到幾十或上百安、功率等級(jí)達(dá)到幾十甚至幾百千瓦的應(yīng)用場(chǎng)合，這種LLC拓?fù)浯嬖诿黠@的缺陷，不能滿足實(shí)際應(yīng)用的需要，主要體現(xiàn)在：(1)在大電流情況下，對(duì)副邊的整流管的電流應(yīng)力要求非常高，損耗較大，功率等級(jí)受到器件應(yīng)力等限制；(2)由于輸出只含有濾波電容，輸出的電流紋波大，不適合大電流場(chǎng)合，濾波電容的壽命決定了變換器的壽命，因此常會(huì)采用多相交錯(cuò)并聯(lián)LLC轉(zhuǎn)換器，可以顯著地減小輸出電容中的輸出紋波，通過(guò)計(jì)算推導(dǎo)可得到多相LLC諧振變換器并聯(lián)時(shí)輸出的電流紋波。

通過(guò)計(jì)算兩相、三相、四相、五相并聯(lián)情況下紋波大小可以得到，交錯(cuò)并聯(lián)的相數(shù)越多，紋波率越小，半導(dǎo)體器件電流應(yīng)力要求越低，但是隨著模塊數(shù)的增加，改善程度卻越來(lái)越不明顯，且拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及控制方式愈加復(fù)雜。所以通常采用兩相或者三相并聯(lián)，兩相并聯(lián)輸出紋波已經(jīng)明顯減小，但不足以適用于大電流大功率等場(chǎng)合應(yīng)用且隨著模塊數(shù)的增加，改善程度卻越來(lái)越不明顯，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及控制方式越加復(fù)雜，所以采用三模塊并聯(lián)即可滿足改善要求，此外，多模塊并聯(lián)技術(shù)己經(jīng)成功的應(yīng)用于同步Buck電路等其它拓?fù)渲?，通過(guò)多相分流或者多元件分壓降低對(duì)開(kāi)關(guān)元件的應(yīng)力要求。所以選用三相拓?fù)渥鳛檠芯繉?duì)象。采用三相交錯(cuò)并聯(lián)，原邊Y型連接可以自動(dòng)調(diào)節(jié)各相電壓的能力，調(diào)節(jié)各相電流，并使電流自然疊加相消，不僅降低了輸出電流紋波，還擴(kuò)大了設(shè)備的容量。

LLC變換器最傳統(tǒng)的控制方法是采用PWM脈寬調(diào)制，其控制簡(jiǎn)單，易于驅(qū)動(dòng)；可實(shí)現(xiàn)原邊側(cè)開(kāi)關(guān)管的ZVS(零電壓開(kāi)關(guān))，能夠有效減少開(kāi)關(guān)損耗。由于其不對(duì)稱的驅(qū)動(dòng)工作方式，致使副邊側(cè)整流二極管所承受電壓應(yīng)力較高，且當(dāng)變換器的負(fù)載很輕時(shí)，上開(kāi)關(guān)管不容易實(shí)現(xiàn)ZVS(零電流開(kāi)關(guān))。采用PWM+PFM(PWM為脈沖寬度調(diào)制，PFM為脈沖頻率調(diào)制)聯(lián)合控制，但當(dāng)其模式切換時(shí)，難以實(shí)現(xiàn)電流的平滑過(guò)渡，產(chǎn)生一定的電磁干擾；也有PFM調(diào)制或PWM調(diào)制方法結(jié)合移相控制策略一起應(yīng)用到LLC變換器，但是在多相并聯(lián)電路中容易引起移相角的丟失。目前最常用的是電壓型PFM控制，能夠在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管ZVS，副邊二極管能夠?qū)崿F(xiàn)ZCS，既降低了其電壓應(yīng)力，又避免了反向恢復(fù)損耗，易于控制，但是應(yīng)用在并聯(lián)LLC變換器，當(dāng)各相之間的器件自身存在誤差時(shí)，電路自身調(diào)節(jié)是難以實(shí)現(xiàn)各相均流，并長(zhǎng)期使設(shè)備處于功率分配不均的狀態(tài)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的不足之處，提出一種三相交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器穩(wěn)壓均流控制方法，用于穩(wěn)定三相并聯(lián)LLC諧振變換器輸出電壓，不改變電路硬件結(jié)構(gòu)的前提下，能夠解決現(xiàn)有的多相并聯(lián)時(shí)由自身器件參數(shù)誤差或負(fù)載分配不均引起的電流不均的問(wèn)題，還能提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性。

本發(fā)明解決其技術(shù)問(wèn)題主要采取以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)：

首先實(shí)現(xiàn)三相交錯(cuò)并聯(lián)電路的電壓穩(wěn)定輸出，其控制方法實(shí)現(xiàn)分為以下步驟：

步驟一：首先對(duì)輸出電壓采樣，并與給定信號(hào)U_ref做差比較得到電壓偏差△u，其值通過(guò)PI調(diào)制后輸出的信號(hào)作為壓控振蕩器的給定信號(hào)，利用對(duì)脈沖序列計(jì)數(shù)的形式對(duì)壓控振蕩器的輸出信號(hào)進(jìn)行移相，并通過(guò)邏輯關(guān)系對(duì)產(chǎn)生各路開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，形成了基本的電壓型控制，能夠?qū)崿F(xiàn)LLC諧振變換器的穩(wěn)壓輸出，且響應(yīng)速度快。

步驟二：在步驟一中提到的基于計(jì)數(shù)模式的脈沖序列觸發(fā)器的移相方式避開(kāi)了測(cè)量量隨負(fù)載變化的開(kāi)關(guān)周期T的問(wèn)題，主要的實(shí)現(xiàn)方法為采用計(jì)數(shù)器實(shí)現(xiàn)，當(dāng)計(jì)數(shù)器每次累加后，進(jìn)行一次邏輯判斷，當(dāng)與設(shè)定值范圍一致時(shí)，邏輯模塊輸出一個(gè)短脈沖。計(jì)數(shù)器為六進(jìn)制加法計(jì)數(shù)器，從而保證三相控制信號(hào)之間相位差始終為120°，也就是信號(hào)順序延遲T/3，實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)控制，計(jì)數(shù)脈沖序列觸發(fā)器本質(zhì)上是一種數(shù)字分頻電路，這就要求前面的VCO(壓控振蕩器)模塊具有較高的調(diào)頻帶寬，能夠在很小的電壓波動(dòng)下實(shí)現(xiàn)較高的頻率調(diào)整，達(dá)到響應(yīng)速度快的效果。

三相交錯(cuò)并聯(lián)電路實(shí)現(xiàn)電壓的穩(wěn)定輸出后，在這基礎(chǔ)上提出均流控制方法，不僅能消除器件自身參數(shù)誤差引起的電流不均問(wèn)題，還能消除負(fù)載分配不均導(dǎo)致功率分配不均的影響。

理想情況下，各相之間不存在器件上的誤差，基于壓控振蕩器、脈沖序列移相和補(bǔ)償環(huán)節(jié)可以實(shí)現(xiàn)基本的電壓型控制，但是現(xiàn)實(shí)使用中各相的器件不可能處于理想狀態(tài)，由于諧振單元都是電磁元件，在大功率情況下，各相之間的元器件參數(shù)誤差將會(huì)引起電路自身不能調(diào)節(jié)的功率不均問(wèn)題。所以進(jìn)一步提出來(lái)控制和歸零控制進(jìn)行均流，且不需要引入其他的裝置，節(jié)省成本，易于控制。

控制器的表達(dá)式為

LLC諧振變換器是基于諧波分析法進(jìn)行分析，則諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入電壓其大小為為額定工作時(shí)諧振腔電壓的變化率，其值大小為其中f_s的取值為三相并聯(lián)時(shí)各相LLC諧振腔單獨(dú)作用在額定狀態(tài)時(shí)其頻率的大小的平均值。m為折算系數(shù)，取值為Z_in為每相諧振變換器的等效阻抗，n為變壓器的比值，r_line為諧振腔內(nèi)部存在的阻抗值，R_eq為每一相諧振腔對(duì)應(yīng)功率輸出的負(fù)載折算到原邊的等效值。但是實(shí)際中由于每一相的元器件參數(shù)存在一定的誤差；假設(shè)Z_eqi>Z^*_eq>Z_eqj，那么每一相的諧振腔的電流i_Lri＜i′_Lr＜i_Lrj，由于諧振腔電流i_Lr的變化頻率為諧振頻率，直接對(duì)其控制難以實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)跟蹤控制，所以本次設(shè)計(jì)采用與之相對(duì)應(yīng)的輸出電流，則由諧振腔的電流i_Lri＜i′_Lr＜i_Lrj可以得到每一相變壓器的副邊輸出電流的變化趨勢(shì)為i_Bri＜i′_Br＜i_Brj，與諧振腔電流變化趨勢(shì)一致，且變化幅度小近似直流，易于控制。i′_Br按照容量比例計(jì)算出對(duì)應(yīng)每一相的電流平均值，取值為所以如式(1)所示，將會(huì)形成新的同時(shí)，還引入歸零控制器對(duì)其進(jìn)行補(bǔ)償，在實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定的情況下，減小由參數(shù)不均導(dǎo)致的電流的影響。歸零控制器引入一階微分方程，其表達(dá)式為

式(2)中，以τ為時(shí)間常數(shù)成指數(shù)衰減并通過(guò)輸出的穩(wěn)定電壓值和允許的電壓偏差值進(jìn)行限定。需要注意的是各相LLC的時(shí)間常數(shù)τ選值必須相同，確保以相同的速率改變。

將(2)式代入(1)式得：

在整個(gè)過(guò)程中，由于i_B′_r會(huì)一直保持不變，因此可以簡(jiǎn)化歸零控制器的表達(dá)式：

根據(jù)式(4)可知，電流i_L一直不斷變化，得到對(duì)應(yīng)的電壓變化率電壓變化率經(jīng)過(guò)積分環(huán)節(jié)和電壓參考值作用通過(guò)壓控振蕩器對(duì)其脈沖頻率進(jìn)行調(diào)制，在此過(guò)程中電流負(fù)荷從較小的一相流向較大的一相，從而使各相電流趨于相同。

可以得到均流控制器的輸出的表達(dá)式：

其中

從式(5)可以看出受兩部分作用的影響，第一部分是作用，第二部分是Bi′_Br作用，將Bi′_L看成擾動(dòng)量，對(duì)于一個(gè)理想的控制系統(tǒng)，總是希望系數(shù)B趨于零，而系數(shù)A趨于1，從式(5)可以看出系數(shù)A＝1，所以本次設(shè)計(jì)主要考慮擾動(dòng)模塊對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性影響，說(shuō)明系統(tǒng)也是需要通過(guò)調(diào)節(jié)擾動(dòng)量來(lái)優(yōu)化系統(tǒng)的性能，整個(gè)均流控制系統(tǒng)對(duì)擾動(dòng)的傳遞函數(shù)為

將均流控制與PFM電壓型控制相結(jié)合得到整個(gè)系統(tǒng)的控制框圖。從上述分析可以看出，通過(guò)比較每相電流與理論電流的大小，對(duì)實(shí)際電流小于理論電流的那一相諧振腔發(fā)揮控制和歸零控制的補(bǔ)償作用，引入補(bǔ)償電流，使實(shí)際值與理論值靠近，對(duì)實(shí)際電流值大于理論電流值的那一相發(fā)揮控制和歸零控制的虛擬阻抗作用，減小電流，使實(shí)際值向理論值逼近，從而達(dá)到各相均流；又通過(guò)時(shí)間常數(shù)τ對(duì)其變化速度進(jìn)行限定，使其不影響電壓的穩(wěn)定輸出，從而實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)壓和均流的雙重功能。

附圖說(shuō)明

圖1三相并聯(lián)諧振變換器主電路拓?fù)?/p>

圖2脈沖序列觸發(fā)的移相

圖3均流控制方法框圖

圖4系統(tǒng)的控制框圖

具體實(shí)施方式

為使本發(fā)明實(shí)施例的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚，下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚地描述，顯然，所描述的實(shí)施例是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例。

本發(fā)明控制方法適用于串聯(lián)諧振變換電路，具體包括：LC串聯(lián)諧振變換電路(SRC)的并聯(lián)，串并聯(lián)諧振變換電路(SPRC)的并聯(lián)以及LLC串聯(lián)諧振變換電路的并聯(lián)，電路主拓?fù)淇梢允前霕?，全橋等?/p>

表1各相輸出電容紋波的紋波率

Io代表輸出電流，Imi表示有i個(gè)模塊并聯(lián)，每個(gè)模塊的峰值，△Ic為最大紋波值

本實(shí)施例中所涉及電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，采用三相LLC諧振變換器并聯(lián)結(jié)構(gòu)，其主要分為：方波發(fā)生器、諧振單元、變壓器、整流單元和輸出濾波單元。由表1可以看出對(duì)于LLC諧振變換器采用三相并聯(lián)輸出紋波小，且擴(kuò)大了整個(gè)系統(tǒng)的容量。

方波發(fā)生器具體為：開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)主要由半橋和開(kāi)關(guān)管組成；諧振網(wǎng)絡(luò)采用LLC型諧振腔，包含諧振電容C_r，諧振電感L_r和變壓器勵(lì)磁電感L_m；變壓器原邊采用Y型連接，副邊并聯(lián)輸出；整流單元采用開(kāi)關(guān)管器件或整流二極管,實(shí)現(xiàn)電能的傳遞；輸出采用電容濾波。

將三相LLC諧振腔的參數(shù)設(shè)置為大小不一，用來(lái)模擬實(shí)際中器件之間的誤差，三相的選取參數(shù)如表2，其中r_line為諧振腔內(nèi)部存在的阻抗值。

當(dāng)采用三相控制方法時(shí)，脈沖序列觸發(fā)的移相如圖2，首先通過(guò)壓控振蕩器產(chǎn)生鋸齒波，然后通過(guò)邏輯關(guān)系轉(zhuǎn)化為方波，用過(guò)對(duì)脈沖序列計(jì)數(shù)實(shí)現(xiàn)三相移相控制；當(dāng)有信號(hào)送入壓控振蕩器時(shí)，實(shí)現(xiàn)在很小的電壓波動(dòng)下三相變換器的觸發(fā)脈沖做出較高的頻率調(diào)整。

表2理想情況和三相不平衡時(shí)諧振腔參數(shù)

進(jìn)一步提出來(lái)控制和歸零控制進(jìn)行均流，控制框圖如圖3均流控制框圖，為額定工作時(shí)的對(duì)應(yīng)的每一相的理想等效阻抗，其值大?。浩渲衒_s的取值為三相并聯(lián)時(shí)各相LLC諧振腔單獨(dú)作用在額定狀態(tài)時(shí)其頻率的大小的平均值。m為折算系數(shù)，取值為Z_in為每相諧振變換器的等效阻抗，n為變壓器的比值，r_line為諧振腔內(nèi)部存在的阻抗值，其中R_L為(總的輸出功率的三分之一)對(duì)應(yīng)的輸出負(fù)載。但是實(shí)際中由于每一相的元器件參數(shù)存在一定的誤差；每一相的諧振腔的電流大小不一，由于諧振腔電流i_Lr的變化頻率為諧振頻率，直接對(duì)其控制難以實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)跟蹤控制，所以采用與之相對(duì)應(yīng)的輸出電流，變化幅度小近似直流易于控制。i′_Br按照容量比例計(jì)算出對(duì)應(yīng)每一相的電流平均值，取值為

同時(shí)，還引入歸零控制器對(duì)其進(jìn)行補(bǔ)償，在實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定的情況下，減小由參數(shù)不均導(dǎo)致的電流的影響。歸零控制器通過(guò)以相同的速率改變

將均流控制與PFM電壓型控制相結(jié)合得到整個(gè)系統(tǒng)的控制框圖如圖4所示。通過(guò)比較每相電流與理論電流的大小，對(duì)實(shí)際電流小于理論電流的那一相諧振腔引入補(bǔ)償電流，使實(shí)際值與理論值靠近，對(duì)實(shí)際電流值大于理論電流值的那一相引入虛擬阻抗，減小電流，使實(shí)際值向理論值逼近，從而達(dá)到各相均流；又通過(guò)時(shí)間常數(shù)τ對(duì)其變化速度進(jìn)行限定，使其不影響電壓的穩(wěn)定輸出，從而實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)壓和均流的雙重功能。