本發(fā)明屬于電子電路技術(shù)領(lǐng)域,涉及射頻集成電路設(shè)計領(lǐng)域，特別涉及一種適用于人體植入式無源UHF芯片的雙輸出整流電路。

背景技術(shù)：

隨著微電子技術(shù)和信號處理技術(shù)的飛速發(fā)展,帶動了消費類電子、生物醫(yī)療器件等的快速發(fā)展，其中植入式電子裝置在臨床醫(yī)學(xué)中得到越來越廣泛的應(yīng)用。最為人們所熟知的就是可吞服式無線電膠囊，人工耳蝸，人體植入式如心臟起搏器等。目前市場上的大部分人體植入式設(shè)備都是傳統(tǒng)的內(nèi)置電池的供電方式，然而這種供電方式有一個致命的缺點，就是電池的壽命決定了植入式設(shè)備的壽命。當(dāng)植入式設(shè)備的電池沒電的時候，我們需要通過手術(shù)的方式來為病人更換電池，很明顯，這種方式不僅增加了病人的經(jīng)濟(jì)負(fù)擔(dān)，還影響其生命安全。因此，想要解決電池能量有限所帶來的各種問題，人們急需要研制一種可進(jìn)行無線能量傳輸?shù)娜梭w植入式設(shè)備，不僅延長了使用壽命，也在一定程度上減小了整個芯片的體積，更加符合了微型化和便攜化的使用需求。

圖1為基本的Dicson電荷泵電路結(jié)構(gòu)，由肖特基二極管和電容組成的，每一級由兩個二極管和兩個電容組成，其中電容C1和肖特基二極管D1組成了基本的箝位電路，而電容C2和肖特基二極管D2組成了基本的整流器，這兩個基本的電路分別起到直流升壓和整流的作用。

鉗位電路的工作原理：由于輸入信號為高頻振蕩信號，假設(shè)V1為幅度值為V的正弦電壓源，V_D為肖特基二極管的開啟電壓，當(dāng)電源處于負(fù)半周時，即V1＝-V時，輸出電壓V2＝-V_D，V2-V1＝-V_D+V；當(dāng)電源處于正半周時，即V1＝V時，根據(jù)電容電壓的不可突變性，V2＝2V-V_D，由此輸入電壓的直流電位被升高了V-V_D。

基本整流器電路的工作原理：同理，當(dāng)電源處于正半周時，V2＝-V_D，此時肖特基二極管不導(dǎo)通，假如導(dǎo)通的話，則Vout2＝-2V_D；當(dāng)電源處于正半周時，V2＝2V-V_D，此時此時肖特基二極管導(dǎo)通，Vout2＝2V-2V_D，由于二極管的單向?qū)ㄐ裕琕out2維持在2(V-V_D)不變。

根據(jù)上面的推導(dǎo)，對于單級電荷泵輸出電壓Vout2＝2(V-V_D)，以此類推，圖1所示電荷泵的輸出電壓Vout(N)＝N(V-V_D)，由于在此推導(dǎo)過程中并沒有考慮到肖特基二極管和電容的寄生效應(yīng)，只是一個理想的結(jié)論。

對于圖1傳統(tǒng)的Dicson電荷泵每級倍壓過程中,射頻信號每經(jīng)過一個二極管都會消耗一個導(dǎo)通電壓V_D，嚴(yán)重影響電荷泵的整流效率，即倍壓整流電路將交流能量轉(zhuǎn)換成直流能量的效率。國內(nèi)外最常見的解決辦法是使用二極管連接的NMOS代替?zhèn)鹘y(tǒng)的二極管，但是隨著整流級數(shù)的增大，體效應(yīng)的影響越來越大，還是制約著電荷泵的整流率。所以降低二極管的正向?qū)▔航祵τ诒秹赫髌鞯恼餍实奶岣咧陵P(guān)重要，也是本設(shè)計的重點所在。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于解決二極管的正向?qū)▔航祵τ诒秹赫髌鞯恼餍实挠绊懞洼敵龇€(wěn)定電壓的問題，一種適用于人體植入式無源UHF芯片的雙輸出整流電路。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案為，一種適用于人體植入式無源UHF芯片的雙輸出整流電路，使用二極管連接的PMOS管代替二極管組成整流器，將POMS管的柵極和漏極相接作為負(fù)極，源極作為正極，當(dāng)正極電壓比負(fù)極電壓高出一個閾值電壓V_th時，即PMOS管的柵源電壓達(dá)到V_th，PMOS導(dǎo)通，并工作在飽和區(qū)，當(dāng)正極電壓較低時，柵極電壓達(dá)不到PMOS管導(dǎo)通所需的V_th或小于零時，PMOS管關(guān)斷。并且本次使用PMOS二極管連接形式，是因為在標(biāo)準(zhǔn)CNOS工藝下，POMS襯底連接任何電位，很大程度上減小體效應(yīng)對電路性能的影響。用高壓泄流電路和低壓穩(wěn)壓電路產(chǎn)生一高一低的兩路電壓供后續(xù)電路使用。該雙輸出整流電路包括倍壓整流電路、高壓泄流電路和低壓穩(wěn)壓電路；其中，倍壓整流電路包括：PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP5、MP6和MP7，電容C1、C2、C3、C4、C5、C6和C7；高壓泄流電路包括：PMOS管MP8，NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7和MN8，電阻包括R1和R2；低壓穩(wěn)壓電路包括：PMOS管MP9和MP10，NMOS管MN9和MN10，電阻R3和R4；

具體連接如下：

PMOS管MP1源極連接V_RF，PMOS管MP1漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP2源極和電容C1一端，電容C1另一端接GND，PMOS管MP2漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP3源極和電容C2一端，電容C2另一端接V_RF，PMOS管MP3漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP4源極和電容C3一端，電容C3另一端接GND，PMOS管MP4漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP5源極和電容C4一端，電容C4另一端接V_RF，PMOS管MP5漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP6源極和電容C5一端即等效電壓V2，電容C5另一端接GND，PMOS管MP6漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP7源極和電容C6一端，電容C6另一端接V_RF，PMOS管MP7漏極、柵極和襯底相連接電容C1一端即等效電壓V1，電容C7另一端接GND。

PMOS管MP8源極和襯底相連接V2，為高壓泄流的輸出Vout2，PMOS管PM8漏極和NMOS管MN1柵極相連接電阻R2一端，電阻R2另一端接GND，NMOS管MN1源極和襯底相連接GND，電阻R1一端接Vout2,PMOS管MP8柵極、NMOS管MN2漏極和柵極相連接電阻R1另一端，NMOS管MN3柵極和漏極相連接NMOS管MN2源極，NMOS管MN4柵極和漏極相連接NMOS管MN4源極，NMOS管MN5柵極和漏極相連接NMOS管MN4源極，NMOS管MN6柵極和漏極相連接NMOS管MN5源極，NMOS管MN7柵極和漏極相連接NMOS管MN6源極，NMOS管MN8柵極和漏極相連接NMOS管MN7源極，NMOS管MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7、MN8襯底接GND。

NMOS管MN9漏極和電阻R3一端接V1、電阻R3另一端和NMOS管MN9柵極和襯底相連接低壓穩(wěn)壓輸出Vout1，PMOS管MP9柵極和漏極相連接PM10漏極，PMOS管MP10柵極、漏極和NMOS管MN10柵極相連接電阻R4一端，PMOS管MP10襯底接MP9襯底，NMOS管NM10襯底和源極相連接GND，電阻R4另一端接GND。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明能使用二極管連接的PMOS代替二極管，通過添加高壓泄流電路和低壓穩(wěn)壓電路可以產(chǎn)生兩路輸出電壓，得到的有益效果是：此電路可以與標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝相兼容，并可以避免襯底偏置效應(yīng)對輸出電壓的影響，大大提高了整流電路的整流效率，還能夠產(chǎn)生兩路輸出電壓，一路可以為芯片的LDO(低壓線性穩(wěn)壓器供電)產(chǎn)生芯片所需的穩(wěn)定電源電壓，另一路可以為芯片的EEPROM提供高電壓來完成信息的存儲以及讀寫操作。

附圖說明

圖1基本的Dcison電荷泵電路結(jié)構(gòu)。

圖2本發(fā)明電路原理圖。

圖3本發(fā)明倍壓整流電路的輸出隨時間變化示意圖。

圖4本發(fā)明的輸出電壓Vout1和Vout2隨輸出負(fù)載變化示意圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和具體實施方式對于本發(fā)明作進(jìn)一步的說明：

如圖2所示，本發(fā)明的整流電路包括：倍壓整流電路、高壓泄流電路和低壓穩(wěn)壓電路；所述整流電路，利用二極管連接形式的PMOS管代替?zhèn)鹘y(tǒng)電荷泵中二極管產(chǎn)生兩路電壓，襯底電位接在漏極電位上，避免產(chǎn)生襯底偏置效應(yīng)使閾值電壓增大；所述高壓泄流電路，利用晶體管泄流用來保護(hù)電路，防止電路電壓過高損壞后續(xù)電路；所述低壓穩(wěn)壓電路，利用電阻和晶體管產(chǎn)生電流，使其通過電阻和晶體管產(chǎn)生穩(wěn)定的低壓輸出；

具體電路如圖2所示，其中，所述倍壓整流電路包括：PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP5、MP6和MP7，電容C1、C2、C3、C4、C5、C6和C7；所述高壓泄流電路包括：PMOS管MP8，NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4、

MN5、MN6、MN7和MN8，電阻包括R1和R2；所述低壓穩(wěn)壓電路包括：PMOS管MP9和MP10，NMOS管MN9和MN10，電阻R3和R4；

具體連接關(guān)系如下：

所述倍壓整流電路，連接關(guān)系為：PMOS管MP1源極連接V_RF，PMOS管MP1漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP2源極和電容C1一端，電容C1另一端接GND，PMOS管MP2漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP3源極和電容C2一端，電容C2另一端接V_RF，PMOS管MP3漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP4源極和電容C3一端，電容C3另一端接GND，PMOS管MP4漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP5源極和電容C4一端，電容C4另一端接V_RF，PMOS管MP5漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP6源極和電容C5一端即等效電壓V2，電容C5另一端接GND，PMOS管MP6漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP7源極和電容C6一端，電容C6另一端接V_RF，PMOS管MP7漏極、柵極和襯底相連接電容C1一端即等效電壓V1，電容C7另一端接GND；

所述高壓泄流電路，連接關(guān)系為：PMOS管MP8源極和襯底相連接V2，為高壓泄流的輸出Vout2，PMOS管PM8漏極和NMOS管MN1柵極相連接電阻R2一端，電阻R2另一端接GND，NMOS管MN1源極和襯底相連接GND，電阻R1一端接Vout2,PMOS管MP8柵極、NMOS管MN2漏極和柵極相連接電阻R1另一端，NMOS管MN3柵極和漏極相連接NMOS管MN2源極，NMOS管MN4柵極和漏極相連接NMOS管MN4源極，NMOS管MN5柵極和漏極相連接NMOS管MN4源極，NMOS管MN6柵極和漏極相連接NMOS管MN5源極，NMOS管MN7柵極和漏極相連接NMOS管MN6源極，NMOS管MN8柵極和漏極相連接NMOS管MN7源極，NMOS管MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7、MN8襯底接GND；

所述低壓穩(wěn)壓電路，連接關(guān)系為：NMOS管MN9漏極和電阻R3一端接V1、電阻R3另一端和NMOS管MN9柵極和襯底相連接低壓穩(wěn)壓輸出Vout1，PMOS管MP9柵極和漏極相連接PM10漏極，PMOS管MP10柵極、漏極和NMOS管MN10柵極相連接電阻R4一端，PMOS管MP10襯底接MP9襯底，NMOS管NM10襯底和源極相連接GND，電阻R4另一端接GND。

下面對上述電路的工作原理進(jìn)行說明：

所述倍壓整流電路分析：Dcison電荷泵由二極管和電容組成，如圖2所示，但是常規(guī)二極管的正向?qū)▔航荡?，約為0.7V左右。電荷泵的輸入信號為調(diào)制射頻載波，隨著接受距離的逐漸變遠(yuǎn)使輸入信號幅值越來越小，最終會使二極管無法導(dǎo)通。所以此次倍壓整流選擇二極管連接形式的PMOS管代替二極管，此結(jié)構(gòu)有閾值電壓較低，轉(zhuǎn)換效率高，輸出電壓高以及無襯底偏置效應(yīng)等優(yōu)點。

設(shè)計的倍壓整流電路，輸出直流電壓表達(dá)式為

V1＝7×(V_RF-V_th) (1)

V2＝6×(V_RF-V_th) (2)

式中，V_RF為射頻輸入信號，V_th為PMOS管的閾值電壓。

上述公式(1)、(2)并沒考慮集成電容和驅(qū)動負(fù)載，若考慮其影響，假定輸入信號為方波，輸入信號的頻率為f，節(jié)點的寄生電容為C_S，負(fù)載輸出電流為I_load，則輸出直流電壓分別為

由上式看出輸出電壓和閾值電壓的關(guān)系密切，所以為提高倍壓整流電路的轉(zhuǎn)換效率，采用了二極管連接形式PMOS代替二極管，沒有選用二極管連接形式NMOS是因為此種連接會產(chǎn)生襯底偏置效應(yīng)，當(dāng)考慮襯底偏置效應(yīng)的影響后閾值電壓V_th由公式(3)進(jìn)行計算

其中，V_th0是沒有體效應(yīng)影響下的原始閾值電壓，V_SB是源和襯底之間的電壓差，是費米能級，γ是體效應(yīng)系數(shù)。

所以采用PMOS避免襯底偏置效應(yīng)的產(chǎn)生，由于此結(jié)構(gòu)沒有產(chǎn)生V_SB，所以閾值電壓始終沒有變化。

所述高壓泄流電路分析：當(dāng)距離射頻載波信號太近時，射頻信號的能量很大，整流電路產(chǎn)生的直流電壓也會很大，這很有可能使得后續(xù)電路中的管子發(fā)生擊穿，而使整個電路無法正常工作。這時，就需要在電荷泵之后加一個保護(hù)電路——高壓泄流電路。

電阻R1和二極管連接形式的MN2-MN8級聯(lián)進(jìn)行限幅，當(dāng)電壓低于限幅電壓時，二極管不開啟，正常輸出；當(dāng)電壓高于限幅電壓時，二極管導(dǎo)通，拉低MP8的柵極電壓，使其導(dǎo)通，導(dǎo)通后，MN1柵極電壓上升，使其導(dǎo)通，使電流泄放，達(dá)到高壓泄流的作用。

所述低壓穩(wěn)壓電路分析：MN9、MP9和MP10組成源極跟隨器；MN10和電阻R3組成共源級放大器，并且MN9、MN10、MP9、MP10組成負(fù)反饋電路，使輸出電壓趨于穩(wěn)定。通過調(diào)節(jié)電阻R3的阻值和MP9、MP10的寬長比來調(diào)節(jié)輸出電壓。

通過仿真驗證了本發(fā)明的特性，如圖3所示，當(dāng)輸入為17dB且負(fù)載為K時，倍壓整流電路的輸出電壓為12.83V，整流率為65.8％。如圖4所示，當(dāng)Vout1負(fù)載電阻為20K時隨著Vout2負(fù)載的變化，Vout1輸出為4.87-5.10V，Vout2輸出為4.45-12.65V。當(dāng)負(fù)載在6K-10K變化時，Vout1變化0.01V，Vout2變化0.17V,可以看出兩個電壓輸出在大負(fù)載時都是非常穩(wěn)定的。其中Vout1為LDO(低壓線性穩(wěn)壓器供電)產(chǎn)生芯片所需的穩(wěn)定電源電壓，Vout2為EEPROM提供高電壓來完成信息的存儲以及讀寫操作。