本發(fā)明涉及一種電機(jī)矢量控制技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種永磁同步電機(jī)最大轉(zhuǎn)矩電流比控制方法。

背景技術(shù)：

傳統(tǒng)汽車尾氣的大量排放迫使人們追求更加清潔的能源，電動(dòng)汽車以其清潔環(huán)保的特點(diǎn)，受到世界各國(guó)的關(guān)注。

內(nèi)嵌式永磁同步電機(jī)的調(diào)速系統(tǒng)是保證電機(jī)良好運(yùn)行的重要方面，與永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)矩密切相關(guān)，在永磁同步電機(jī)的調(diào)速系統(tǒng)中，電機(jī)定子電流是一個(gè)矢量，其幅值決定電流矢量的大小，相位決定電流矢量的方向，調(diào)速控制中，主要是對(duì)電機(jī)定子電流的幅值和相位進(jìn)行控制，也就是所謂的矢量控制。由永磁同步電機(jī)的數(shù)學(xué)模型可知，在d-q軸旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，內(nèi)嵌式永磁同步電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩可以表示為

式中P為極對(duì)數(shù)，ψ_m為永磁體磁鏈，i_d，i_q為dq軸電流，L_d，L_q為d-q軸等效電感。從上式可以看出，在電機(jī)參數(shù)已知的基礎(chǔ)下，控制i_d，i_q就可以控制電機(jī)轉(zhuǎn)矩，而i_d，i_q又是由定子電流的空間矢量I_s的幅值和相位決定的，即

i_d＝-I_ssin(β)

i_q＝I_scos(β)

其中I_s為電流矢量幅值，β為電流矢量角。

對(duì)于內(nèi)嵌式永磁同步電機(jī)，由于其轉(zhuǎn)子磁路結(jié)構(gòu)不對(duì)稱，使得交直軸結(jié)構(gòu)不相等，一般來(lái)說(shuō)L_d<L_q。如果合理的控制β的大小，可以利用磁阻轉(zhuǎn)矩提高電機(jī)的功率密度以及過(guò)載能力。為此，常采用的一種控制方式就是最大轉(zhuǎn)矩電流比控制，即以最小的定子電流，產(chǎn)生最大輸出轉(zhuǎn)矩。

要實(shí)現(xiàn)最大轉(zhuǎn)矩電流控制，電機(jī)的電流矢量β應(yīng)滿足

在電機(jī)參數(shù)已知的情況下，可以計(jì)算出電流矢量β應(yīng)該滿足

但獲得準(zhǔn)確的電機(jī)參數(shù)在實(shí)際應(yīng)用中非常困難，而且內(nèi)嵌式永磁同步電機(jī)的參數(shù)具有非線性，強(qiáng)耦合的特點(diǎn)，且會(huì)隨著電樞電流，負(fù)載，溫度的不同而發(fā)生變化。所以這種基于電機(jī)參數(shù)的計(jì)算得到電流矢量角只能作為理論參考，實(shí)際的控制效果并不理想。

目前常用的一種高性能的最大轉(zhuǎn)矩電流比控制算法是基于高頻信號(hào)注入的方法?；驹硎窃陔娏魇噶拷铅轮凶⑷胍粋€(gè)高頻的小幅值信號(hào)，然后提取轉(zhuǎn)矩信號(hào)T_e中的高頻分量，經(jīng)過(guò)一系列的信號(hào)處理，得到的結(jié)果，用來(lái)調(diào)節(jié)電流矢量角。本發(fā)明的控制算法和系統(tǒng)就是在信號(hào)注入的基礎(chǔ)進(jìn)行改進(jìn)和創(chuàng)新的。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是為解決現(xiàn)有最大轉(zhuǎn)矩電流比算法參數(shù)依賴性高，控制精度和動(dòng)態(tài)性能較差的問題。本發(fā)明提供了一種無(wú)需電機(jī)具體參數(shù)，動(dòng)態(tài)性能和靜態(tài)精度更加良好的最大轉(zhuǎn)矩電流比控制方法和系統(tǒng)。

為達(dá)到技術(shù)目的，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案：

一種空間矢量信號(hào)注入永磁同步電機(jī)最大轉(zhuǎn)矩電流比控制方法，包括如下步驟：

步驟1，檢測(cè)電機(jī)速度，作為電機(jī)的速度反饋，比較給定轉(zhuǎn)速ω*_ref和速度反饋ω得出速度偏差e，采用PI控制器計(jì)算電機(jī)電樞電流幅值，PI控制器的輸出指令I(lǐng)^*_S；

步驟2，根據(jù)采集的電流幅值，采用最大轉(zhuǎn)矩電流比(MTPA)檢測(cè)模塊輸出的電流矢量角指令β，結(jié)合步驟1中的PI輸出I^*_S，得到d-q軸的電流給定值，i_dref，i_qref；將d-q軸電流給定值與電流采樣得到的d-q軸電流反饋值分別做差，經(jīng)過(guò)PI控制器得到d-q軸電壓分量U_d和U_q，再經(jīng)過(guò)一個(gè)park變換，得到α-β的電壓分量U_α，U_β；

步驟3，將步驟2中的α-β的電壓分量U_α，U_β經(jīng)過(guò)一個(gè)旋轉(zhuǎn)變換，將高頻信號(hào)注入到電壓分量中，得到注入后的電壓分量U^*_α，U^*_β，然后經(jīng)過(guò)空間矢量脈寬調(diào)制，使用調(diào)制后的PWM信號(hào)控制牽引逆變器驅(qū)動(dòng)永磁同步電機(jī)運(yùn)行。

進(jìn)一步，所述步驟2中MTPA檢測(cè)模塊，通過(guò)逆變器橋臂的開關(guān)信號(hào)，母線電壓以及電流采樣計(jì)算定子磁鏈和定子電流幅值；然后用濾波器提取出兩者中特定頻率的信號(hào)，經(jīng)過(guò)運(yùn)算處理，判斷兩者的相位關(guān)系，最終輸出電流矢量角β的給定值。

進(jìn)一步，所述MTPA檢測(cè)模塊具體執(zhí)行如下步驟：

步驟2.1，檢測(cè)三相電流幅值，i_a，i_b，i_c，并計(jì)算定子電流幅值|I_s|：

i_α＝2/3*(i_a-(i_b+i_c)/2)

i_β＝2/3*(i_b-i_c)

步驟2.2，通過(guò)逆變器橋臂的開關(guān)信號(hào)S_a，S_b，Sc，以及直流母線電壓U_dc計(jì)算電壓值：

U_α＝2/3*(S_a-(S_b+S_c)/2)*U_dc

U_β＝2/3*(S_b-S_c)*U_dc

步驟2.3，根據(jù)計(jì)算的電壓和電流計(jì)算定子磁鏈幅值|ψ_s|

ψ_α＝∫(u_α-Ri_α)dt

ψ_β＝∫(u_β-Ri_β)dt

步驟2.4，將定子電流幅值和定子磁鏈幅值經(jīng)過(guò)帶通濾波器分離出ω_h的信號(hào)，將兩者相乘，經(jīng)過(guò)一個(gè)低通濾波器，最后送入一個(gè)積分器，積分器的輸出就電流矢量角的給定值。

進(jìn)一步，所述步驟3中的旋轉(zhuǎn)變換為：

θ＝Asin(ω_ht)

其中，U_α，U_β是注入信號(hào)前的電壓分量，U*_α，U*_β是注入信號(hào)后的電壓分量；θ是要注入的高頻信號(hào)，A是信號(hào)的幅值，ω_h是注入信號(hào)的頻率。

進(jìn)一步，注入高頻信號(hào)的頻率需要考慮逆變器的開關(guān)頻率和電機(jī)的電角速度的基波頻率，設(shè)定電機(jī)轉(zhuǎn)速W r/min，極對(duì)數(shù)P，基波頻率就為WP/60Hz，注入信號(hào)的頻率取基波頻率的2-3倍，即WP/30～WP/20Hz，注入信號(hào)的幅值A(chǔ)取3～8°。

本發(fā)明具有以下有益效果：

1)本發(fā)明的永磁同步電機(jī)最大轉(zhuǎn)矩電流比控制方法和系統(tǒng)，不需要知道具體的電機(jī)參數(shù)(d，q軸電感L_d，L_q，永磁體磁鏈ψ_m)，信號(hào)注入的方式也不同于一般的信號(hào)注入方法，選擇電壓矢量注入而不是電流矢量角注入。這種注入方法省去了電流環(huán)PI的調(diào)節(jié)過(guò)程，使得注入效果顯著。信號(hào)注入后最大轉(zhuǎn)矩電流比(MTPA)的檢測(cè)模塊只檢測(cè)定子磁鏈幅值和定子電流幅值。相對(duì)于常規(guī)信號(hào)注入的方法(通過(guò)高精度的轉(zhuǎn)矩傳感器或轉(zhuǎn)速傳感器來(lái)檢測(cè)高頻信號(hào)響應(yīng))，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。當(dāng)電機(jī)負(fù)載轉(zhuǎn)矩和運(yùn)行轉(zhuǎn)速發(fā)生變換時(shí)，該算法能夠始終保持輸出精確的最大轉(zhuǎn)矩，不受運(yùn)行工況和電機(jī)參數(shù)的影響，具有良好的魯棒性以及良好的動(dòng)態(tài)性能和靜態(tài)精度。

2)本發(fā)明同樣適用于同步磁阻電機(jī)，永磁輔助式磁阻電機(jī)，直線永磁電機(jī)等同類電機(jī)的最大轉(zhuǎn)矩控制方式。

附圖說(shuō)明

下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明技術(shù)方案作進(jìn)一步說(shuō)明：

圖1為常見的永磁同步電機(jī)矢量控制系統(tǒng)模型框圖；

圖2為本發(fā)明的空間矢量信號(hào)注入永磁同步電機(jī)最大轉(zhuǎn)矩電流比控制框圖；

圖3為電壓源型逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖；

圖4為MTPA檢測(cè)模塊的結(jié)構(gòu)圖；

圖5是使用該算法后啟動(dòng)轉(zhuǎn)速圖；

圖6是使用該算法后啟動(dòng)轉(zhuǎn)矩圖；

圖7是使用該算法后的三相電流圖；

圖8是該算法的靜態(tài)精度結(jié)果圖；

圖9是使用該算法的轉(zhuǎn)矩突變響應(yīng)圖；

圖10是使用該算法的轉(zhuǎn)速突變響應(yīng)圖。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述。

步驟1，檢測(cè)電機(jī)速度，作為電機(jī)的速度反饋，比較給定轉(zhuǎn)速ω*_ref和速度反饋ω得出速度偏差e，采用PI控制器計(jì)算電機(jī)電樞電流幅值，PI控制器的輸出指令I(lǐng)^*_S。

如圖1所示，這是常規(guī)的永磁同步電機(jī)矢量控制框圖，包括如下步驟：

轉(zhuǎn)速給定值ω*_ref和速度反饋ω做差，得到轉(zhuǎn)速偏差e進(jìn)過(guò)一個(gè)PI控制器，輸出定子電流幅值I^*_S，電流矢量角β按常規(guī)采用i_d＝0的控制，即β取90°。

電流幅值I^*_S和電流矢量角β經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)單的計(jì)算得到dq軸電流給定，i_dref，i_qref給定值與測(cè)量反饋的dq軸電流分別做差，經(jīng)過(guò)PI控制器輸出dq軸電壓給定U_d和U_q；

d-q軸電壓給定值經(jīng)過(guò)park變換得到α-β軸電壓給定值U_α，U_β，經(jīng)過(guò)SVPWM調(diào)制輸出PWM波控制逆變器控制電機(jī)。

圖2為本發(fā)明的一實(shí)施例的永磁同步電機(jī)最大轉(zhuǎn)矩電流比的控制方法框圖；

從圖1和圖2的對(duì)比可以看出，本發(fā)明提出的空間矢量信號(hào)注入的方法主要有兩部分，一個(gè)是信號(hào)注入還有一個(gè)是MTPA檢測(cè)模塊；

步驟2，根據(jù)采集的電流幅值，采用MTPA(最大轉(zhuǎn)矩電流比)檢測(cè)模塊輸出的電流矢量角指令β，結(jié)合步驟1中的PI輸出I^*_S.得到d-q軸的電流給定值，i_dref，i_qref；將d-q軸電流給定值與電流采樣得到的d-q軸電流反饋值分別做差，經(jīng)過(guò)PI控制器得到d-q軸電壓分量U_d和U_q，再經(jīng)過(guò)一個(gè)park變換，得到α-β的電壓分量U_α，U_β。

步驟3，將步驟2中的α-β的電壓分量U_α，U_β經(jīng)過(guò)一個(gè)旋轉(zhuǎn)變換，將高頻信號(hào)注入到電壓分量中，得到注入后的電壓分量U^*_α，U^*_β，然后經(jīng)過(guò)空間矢量脈寬調(diào)制，使用調(diào)制后的PWM信號(hào)控制牽引逆變器驅(qū)動(dòng)永磁同步電機(jī)運(yùn)行。

信號(hào)注入模塊輸入是α-β軸電壓給定值U_α，U_β，輸出是U*_α，U*_β，具體運(yùn)算如下：

θ＝Asin(ω_ht)

其中，θ是要注入的高頻信號(hào)，A是信號(hào)的幅值，ω_h是注入信號(hào)的頻率。需要強(qiáng)調(diào)的是，注入信號(hào)的頻率需要考慮逆變器的開關(guān)頻率和電機(jī)的電角速度的基波頻率，比如電機(jī)轉(zhuǎn)速W r/min，極對(duì)數(shù)P，基波頻率就為WP/60Hz，經(jīng)過(guò)試驗(yàn)，注入信號(hào)的頻率選取基波頻率的2-3倍最佳，即WP/30～WP/20Hz，注入信號(hào)的幅值A(chǔ)取3～8°最佳。經(jīng)過(guò)上述操作，高頻信號(hào)就可以成功的注入進(jìn)電壓空間矢量中了。

圖3是電源型逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，Sa，Sb，Sc為三對(duì)橋臂的開關(guān)信號(hào)，母線電壓U_dc。

圖4為MTPA檢測(cè)模塊的結(jié)構(gòu)圖，輸入為逆變器橋臂的開關(guān)信號(hào)Sa,Sb,Sc，母線電壓U_dc以及電流采樣i_a，i_b，i_c，輸出為電流矢量角參考值β_ref。具體步驟如下：

1.檢測(cè)三相電流幅值，i_a，i_b，i_c，并計(jì)算定子電流幅值|i_s|：

i_α＝2/3*(i_a-(i_b+i_c)/2)

i_β＝2/3*(i_b-i_c)

2.通過(guò)逆變器橋臂的開關(guān)信號(hào)Sa，Sb，Sc，以及直流母線電壓U_dc計(jì)算α-β軸電壓值：

U_α＝2/3*(S_a-(S_b+S_c)/2)*U_dc

U_β＝2/3*(S_b-S_c)*U_dc

3.根據(jù)步驟2中得到的電壓和步驟1中得到的電流幅值|i_s|，計(jì)算定子磁鏈幅值|ψ_s|：

ψ_α＝∫(u_α-Ri_α)dt

ψ_β＝∫(u_β-Ri_β)dt

4.將步驟1中的定子電流幅值|i_s|和步驟3中的定子磁鏈幅值|ψ_s|分別經(jīng)過(guò)通帶頻率為ω_h的帶通濾波器BPF分離出ω_h的信號(hào)，將提取后的信號(hào)相乘，經(jīng)過(guò)一個(gè)低通濾波器LPF，最后送入一個(gè)積分器，積分器的輸出為電流矢量角的給定值β_ref。

電流矢量角給定值β_ref送入d-q軸電流計(jì)算模塊，輸出d-q軸電流給定i_dref，i_qref，整個(gè)算法就完成了。

圖5為使用本發(fā)明算法后的轉(zhuǎn)速響應(yīng)，給定轉(zhuǎn)速600r/min，啟動(dòng)0.2S后達(dá)到給定轉(zhuǎn)速。

圖6為使用本發(fā)明算法后的輸出轉(zhuǎn)矩，給定負(fù)載12.5Nm，在0.2S后轉(zhuǎn)速穩(wěn)定后，轉(zhuǎn)矩保持12.5Nm輸出。

圖7是使用本發(fā)明算法后的三相電流。從圖5,6,7可以看出，注入的高頻信號(hào)后并沒有影響電機(jī)的正常運(yùn)行。

圖8是使用本發(fā)明算法后，在不同負(fù)載情況下達(dá)到的穩(wěn)態(tài)精度。三角是本發(fā)明算法的結(jié)果，圓點(diǎn)是理想結(jié)果，黑色曲線是同樣電流幅值，不同電流矢量角的結(jié)果。本發(fā)明算法的穩(wěn)態(tài)精度非常高，能夠?qū)崿F(xiàn)最大轉(zhuǎn)矩電流比的控制要求。

圖9是使用本發(fā)明算法后，轉(zhuǎn)矩突變的響應(yīng)結(jié)果。負(fù)載轉(zhuǎn)矩由8Nm突增到12Nm，d軸電流能夠迅速調(diào)整到理想值(圖9虛線)。

圖10是使用本發(fā)明算法后，轉(zhuǎn)速突變的三相電流響應(yīng)結(jié)果。負(fù)載轉(zhuǎn)矩不變。在轉(zhuǎn)速由600r/min突增到800r/min。電流能夠迅速恢復(fù)到正常狀態(tài)。

綜上，本發(fā)明的一種空間矢量信號(hào)注入永磁同步電機(jī)最大轉(zhuǎn)矩電流比控制方法，包括如下步驟：檢測(cè)電機(jī)速度，比較給定轉(zhuǎn)速ω*_ref和速度反饋ω得出速度偏差e，采用PI控制器計(jì)算電機(jī)電樞電流幅值I^*_S；采用構(gòu)造的MTPA檢測(cè)模塊輸出的電流矢量角指令β，結(jié)合第一步中的PI輸出I^*_S.得到d-q軸的電流給定值，i_d，i_q；將d-q軸電流給定值與電流采樣得到的d-q軸電流反饋值分別做差，經(jīng)過(guò)PI控制器得到d-q軸電壓分量U_d和U_q，再經(jīng)過(guò)一個(gè)park變換，得到α-β的電壓分量U_α，U_β；將第三步中的α-β的電壓分量U_α，U_β經(jīng)過(guò)一個(gè)旋轉(zhuǎn)變換，將高頻信號(hào)注入到電壓分量中，得到注入后的電壓分量U^*_α，U^*_β，然后經(jīng)過(guò)空間矢量脈寬調(diào)制，使用調(diào)制后的PWM信號(hào)控制逆變器驅(qū)動(dòng)永磁同步電機(jī)運(yùn)行。

應(yīng)理解上述實(shí)例僅用于說(shuō)明本發(fā)明而不用于限制本發(fā)明的范圍，應(yīng)當(dāng)指出的是，對(duì)于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，還可做出若干變形和改進(jìn)，這些都屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。因此，本發(fā)明專利的保護(hù)范圍應(yīng)以所附權(quán)利要求為準(zhǔn)。