本發(fā)明涉及柔性交流輸配電及電力電子技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)及方法。

背景技術(shù)：

現(xiàn)代工業(yè)電網(wǎng)中，電機(jī)的啟動(dòng)、大負(fù)荷的啟停、負(fù)荷的非線性等各種干擾導(dǎo)致工業(yè)電網(wǎng)電壓畸變、不平衡電壓的上升和下降、電壓閃變、負(fù)載電流不平衡等，引起工業(yè)電網(wǎng)電能質(zhì)量明顯下降。而隨著大量新技術(shù)的廣泛應(yīng)用，各種檢測(cè)控制設(shè)備等敏感負(fù)荷所占的比重越來(lái)越大，相應(yīng)地對(duì)電網(wǎng)電能質(zhì)量的要求越來(lái)越高。那么，為了給用戶提供純凈的電源，電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償裝置的研究非常重要。統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC(Unified Power Quality Conditioner)能夠?qū)I(yè)電網(wǎng)電能質(zhì)量實(shí)現(xiàn)綜合補(bǔ)償，為用戶提供穩(wěn)定、可靠的綠色電源。

但是，目前的UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由于受到單個(gè)功率器件耐壓能力的限制只能應(yīng)用到低壓場(chǎng)合，而無(wú)法滿足中壓大功率場(chǎng)合的要求。為解決此問(wèn)題，UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的各個(gè)橋臂必然會(huì)通過(guò)串聯(lián)以及并聯(lián)多個(gè)開(kāi)關(guān)器件的方式來(lái)降低單個(gè)開(kāi)關(guān)器件所承受的電壓，因此增加了開(kāi)關(guān)器件控制的復(fù)雜性。將多電平技術(shù)應(yīng)用到UPQC領(lǐng)域，研究一種新型的UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是非常必要的。文獻(xiàn)“A multilevel converter-based universal power conditioner”，提出了一種5電平的二極管箝位式的電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器。文獻(xiàn)“Multilevel voltage-source-converter topologies for industrial medium-voltage drives”提出此種拓?fù)鋺?yīng)用在中高壓場(chǎng)合會(huì)有很大的局限性，如需要大量的電容，電容信號(hào)采集復(fù)雜，為保持電容電壓平衡需要復(fù)雜的調(diào)制策略等，因此用二極管鉗位型實(shí)現(xiàn)的UPQC僅限于三或四電平。

文獻(xiàn)“基于模塊化多電平換流器MMC(Modular Multilevel Converter)拓?fù)涞男滦椭袎航y(tǒng)一電能質(zhì)量控制器”和文獻(xiàn)“基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器控制策略研究”對(duì)于MMC-UPQC補(bǔ)償功能進(jìn)行了研究，但均聚焦在電網(wǎng)電壓的畸變、負(fù)載電流的諧波及無(wú)功功率等方面，沒(méi)有針對(duì)不平衡電源電壓及不平衡負(fù)載的情況進(jìn)行探討。而電網(wǎng)在實(shí)際運(yùn)行過(guò)程中，可能會(huì)發(fā)生各種不平衡，從而影響某些重要負(fù)荷的正常運(yùn)行，甚至?xí)?dǎo)致某些設(shè)備發(fā)生故障保護(hù)，帶來(lái)較大的經(jīng)濟(jì)損失。所以為提高電網(wǎng)電能質(zhì)量，有必要對(duì)MMC-UPQC在電網(wǎng)發(fā)生不平衡、畸變、諧波等各種電能質(zhì)量問(wèn)題時(shí)的綜合補(bǔ)償控制功能進(jìn)行研究。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明提供一種基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)及方法。

本發(fā)明的技術(shù)方案如下：

一種基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)，包括：

串聯(lián)于電網(wǎng)和負(fù)載之間的模塊化多電平換流器即串聯(lián)MMC；

與負(fù)載并聯(lián)的模塊化多電平換流器即并聯(lián)MMC；

控制電路：根據(jù)電網(wǎng)側(cè)電壓、電流信號(hào)和負(fù)載側(cè)電壓、電流信號(hào)，分別通過(guò)串聯(lián)MMC和并聯(lián)MMC補(bǔ)償控制電網(wǎng)側(cè)引起的電壓質(zhì)量問(wèn)題和負(fù)載側(cè)引起的電流質(zhì)量問(wèn)題；

串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC共用直流環(huán)節(jié)，形成基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC分別通過(guò)變壓器連接至電網(wǎng)側(cè)和負(fù)載側(cè)，控制電路包括串聯(lián)側(cè)控制器、并聯(lián)側(cè)控制器，分別連接串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC。

一種采用所述系統(tǒng)的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制方法，包括：

步驟1、利用基爾霍夫電壓定律、電流定律分析串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的各相上下橋臂與直流側(cè)組成的回路，得到abc靜止坐標(biāo)系下的MMC模型，利用Park變換矩陣將abc靜止坐標(biāo)系下的模型進(jìn)行變換，得到dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的微分方程矩陣模型；

步驟2、采用小信號(hào)分析的方法，將dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的微分方程矩陣模型中的電氣量用小信號(hào)表示，獲得MMC在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的小信號(hào)模型；

步驟3、控制電路利用并聯(lián)MMC輸出補(bǔ)償電流和穩(wěn)定直流側(cè)電壓；

步驟4、控制電路利用串聯(lián)MMC輸出補(bǔ)償電壓。

所述步驟3包括：

步驟3-1、串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC所形成的基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，并聯(lián)側(cè)控制策略采用雙環(huán)控制，電壓外環(huán)采用PI控制來(lái)維持直流側(cè)電壓，電流內(nèi)環(huán)采用前饋解耦控制對(duì)并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量、q軸分量進(jìn)行解耦控制；

步驟3-2、將負(fù)載電流與基波正序有功電流的差值作為電流補(bǔ)償量注入電網(wǎng)；

步驟3-3、電流內(nèi)環(huán)控制過(guò)程中在負(fù)載電流發(fā)生畸變和不平衡時(shí)，基波正序電流分量采用PI調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制，其它電流分量采用準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制。

所述步驟4包括：

步驟4-1、串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC所形成的基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，串聯(lián)側(cè)控制策略采用雙環(huán)控制，電壓外環(huán)采用PI控制獲得電流內(nèi)環(huán)的參考指令值，電流內(nèi)環(huán)采用前饋解耦控制對(duì)串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量、q軸分量進(jìn)行解耦控制；

步驟4-2、將電網(wǎng)電壓與負(fù)載電壓參考值的差值作為電壓補(bǔ)償量注入電網(wǎng)；

步驟4-3、電流內(nèi)環(huán)在電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變和不平衡時(shí)，基波正序電壓分量采用PI調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制，其它電壓分量采用準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制。

本發(fā)明的有益效果：

1)本發(fā)明利用一種新型的基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，能夠克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，在中壓大功率領(lǐng)域具有明顯的應(yīng)用優(yōu)勢(shì)，如無(wú)需增加高壓直流母線電容(或串聯(lián)連接)，輸出電平數(shù)量多，電壓諧波含量少。

2)本發(fā)明針對(duì)除基波正序電流、電壓以外的分量采用準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制，不僅可以針對(duì)系統(tǒng)畸變、諧波及無(wú)功功率等情況下進(jìn)行補(bǔ)償，還可以針對(duì)不平衡電源電壓及不平衡負(fù)載的情況進(jìn)行補(bǔ)償，較好地解決了來(lái)自電網(wǎng)電壓的電能質(zhì)量問(wèn)題，使負(fù)載可以得到優(yōu)質(zhì)可靠的供電，同時(shí)也較好地控制來(lái)自負(fù)載側(cè)的電能質(zhì)量問(wèn)題向電網(wǎng)擴(kuò)散，使系統(tǒng)的電能質(zhì)量得到了全面的改善。

附圖說(shuō)明

圖1是本發(fā)明具體實(shí)施例中基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2是本發(fā)明具體實(shí)施例中MMC數(shù)學(xué)建模流程圖；

圖3是本發(fā)明具體實(shí)施例中三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，(a)為三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，(b)為子模塊SM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；

圖4是本發(fā)明具體實(shí)施例中利用并聯(lián)MMC輸出補(bǔ)償電流和穩(wěn)定直流側(cè)電壓的控制框圖；

圖5是本發(fā)明具體實(shí)施例中串聯(lián)MMC的基波正序電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器示意圖；

圖6是本發(fā)明具體實(shí)施例中控制器利用串聯(lián)MMC輸出補(bǔ)償電壓的控制框圖；

圖7是本發(fā)明具體實(shí)施例中補(bǔ)償電網(wǎng)電壓畸變實(shí)驗(yàn)波形，(a)畸變的電網(wǎng)電壓，(b)補(bǔ)償后的負(fù)載電壓波形；

圖8是本發(fā)明具體實(shí)施例中無(wú)功功率與諧波的綜合補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)波形，(a)補(bǔ)償前電網(wǎng)的a相電壓與電流波形，(b)補(bǔ)償后電網(wǎng)的a相電壓與電流波形；

圖9是本發(fā)明具體實(shí)施例中電網(wǎng)電壓不平衡補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)波形，(a)補(bǔ)償前電網(wǎng)的b相與c相電壓波形，(b)補(bǔ)償后負(fù)載的b相與c相電壓波形；

圖10是本發(fā)明具體實(shí)施例中非線性及不平衡負(fù)載的補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)波形，(a)負(fù)載電流波形，(b)補(bǔ)償后電網(wǎng)電流波形，(c)補(bǔ)償后電網(wǎng)的a相電壓與電流波形。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施方式作進(jìn)一步詳細(xì)描述。以下實(shí)施例用于說(shuō)明本發(fā)明，但不用來(lái)限制本發(fā)明的范圍。

一種基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)，如圖1所示，包括：

串聯(lián)于電網(wǎng)和負(fù)載之間的模塊化多電平換流器即串聯(lián)MMC；

與負(fù)載并聯(lián)的模塊化多電平換流器即并聯(lián)MMC；

控制電路：根據(jù)電網(wǎng)側(cè)電壓、電流信號(hào)和負(fù)載側(cè)電壓、電流信號(hào)，分別通過(guò)串聯(lián)MMC和并聯(lián)MMC補(bǔ)償控制電網(wǎng)側(cè)引起的電壓質(zhì)量問(wèn)題和負(fù)載側(cè)引起的電流質(zhì)量問(wèn)題；

串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC共用直流環(huán)節(jié)，組成背靠背型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，形成基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC分別通過(guò)變壓器連接至電網(wǎng)側(cè)和負(fù)載側(cè)，控制電路包括串聯(lián)側(cè)控制器、并聯(lián)側(cè)控制器，分別連接串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC。待提高的系統(tǒng)電壓、電流信號(hào)經(jīng)變壓器輸入至統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以DSP為核心的控制器控制該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以提高電網(wǎng)電能質(zhì)量。本發(fā)明提供的基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)既能補(bǔ)償系統(tǒng)的畸變、諧波等電能質(zhì)量問(wèn)題，也能補(bǔ)償系統(tǒng)不平衡的電能質(zhì)量問(wèn)題，全面地提高電力系統(tǒng)的電能質(zhì)量，特別是有效地彌補(bǔ)現(xiàn)有技術(shù)補(bǔ)償控制的不足。

串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC均為如圖3(a)所示的三相MMC，是一種將多個(gè)子模塊進(jìn)行串聯(lián)的新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖中包括6個(gè)橋臂，由串聯(lián)的電感L和電阻R等效的電抗器與一定數(shù)目的如圖3(b)所示的子模塊SM(sub-module)串聯(lián)后構(gòu)成各橋臂，各相上、下橋臂共同構(gòu)成相單元。上、下橋臂的子模塊配合投切擬合交流電壓，同時(shí)維持直流電壓恒定。圖中MMC網(wǎng)側(cè)交流相電壓和交流相電流分別為u_sk、i_k，k＝a，b，c，各相上、下橋臂電流分別為i_kP、i_kN，直流母線電壓為u_dc，子模塊的直流電容電壓為u_c。

設(shè)上、下橋臂各有n個(gè)子模塊SM，上、下橋臂的子模塊SM可看成是占空比分別為d_kP、d_kN控制的電壓源。根據(jù)基爾霍夫電壓定律、電流定律，按照?qǐng)D3所示的參考方向，對(duì)三相MMC的各相上下橋臂與直流側(cè)組成的回路，有如下關(guān)系式：

式中，d_kP為各相上橋臂的子模塊SM的占空比，d_kN為各相下橋臂的子模塊SM的占空比；

在圖3中，P點(diǎn)相對(duì)于直流假想中性點(diǎn)O的電壓u_Po為+u_dc/2，而N點(diǎn)相對(duì)于中性點(diǎn)O的電壓u_No為-u_dc/2，則三相MMC的各相上、下橋臂的電壓u_kP、u_kN與直流側(cè)電壓的關(guān)系為：

式中，u_ko表示MMC各相等效交流輸出電壓相對(duì)于中性點(diǎn)O的電壓。

由式(2)的兩式相加可得

u_kP+u_kN＝u_dc (3)

由式(2)的兩式相減可得

u_ko＝(u_kN-u_kP)/2 (4)

為維持直流電壓相對(duì)穩(wěn)定，各相上、下橋臂的子模塊SM投入總數(shù)在任意時(shí)刻均為n。

直流母線電壓u_dc為上、下橋臂輸出電壓u_kP、u_kN之和：

u_dc＝u_kP+u_kN＝nu_c (5)

將(1)的兩式相加可得：

由(6)式可得：

由式(2)可知各相上、下橋臂的子模塊SM輸出電壓之和滿足關(guān)系：

由式(8)可知上、下橋臂的占空比滿足：

式中，表示三相MMC各相的等效輸出調(diào)制比。

上述基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，串聯(lián)MMC可以等效為一個(gè)受控電壓源，類似于串聯(lián)型有源電力濾波器，主要補(bǔ)償來(lái)自電網(wǎng)側(cè)的電壓波動(dòng)、電壓諧波、電壓不平衡等電壓質(zhì)量問(wèn)題，以保持負(fù)載電壓仍為三相平衡的額定電壓；并聯(lián)MMC可以等效為一個(gè)受控電流源，類似于并聯(lián)型有源電力濾波器，主要用于抑制各種非線性、沖擊性、不平衡負(fù)載引起的諧波、無(wú)功和負(fù)序電流使電網(wǎng)電流仍能保持與電網(wǎng)基波正序電壓同相的正弦波。

一種采用所述系統(tǒng)的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制方法，包括：

步驟1、利用基爾霍夫電壓定律、電流定律分析串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的各相上下橋臂與直流側(cè)組成的回路，得到abc靜止坐標(biāo)系下的MMC模型，利用Park變換矩陣將abc靜止坐標(biāo)系下的模型進(jìn)行變換，得到dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的MMC模型即微分方程矩陣模型；

由式(1)和式(9)可得：

abc靜止坐標(biāo)系下的MMC模型：

微分方程矩陣模型：

其中，i_d是三相MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量，i_q是三相MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量，d_d是三相MMC各相等效輸出調(diào)制比的d軸分量，d_q是三相MMC各相等效輸出調(diào)制比的q軸分量，u_sd是三相MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量，u_sq是三相MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量，ω為電網(wǎng)基波角頻率；

Park變換矩陣為

步驟2、采用小信號(hào)分析的方法，將dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的微分方程矩陣模型中的電氣量u_sd、u_sq、u_c、d_d、d_q、i_d、i_q用小信號(hào)表示，獲得dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的小信號(hào)模型；

在微分方程矩陣模型中，存在著變量d_du_c、d_qu_c的乘積，具有典型的非線性特性，需要對(duì)MMC的微分方程矩陣模型線性化。為得到MMC的線性化模型，采用小信號(hào)分析的方法。設(shè)定U_sd、U_sq、U_c、D_d、D_q、I_d、I_q為MMC的靜態(tài)工作點(diǎn)，均為三相MMC的擾動(dòng)量。

三相MMC的靜態(tài)工作點(diǎn)滿足靜態(tài)關(guān)系：

利用上式的靜態(tài)關(guān)系將微分方程矩陣模型進(jìn)行化簡(jiǎn)，并將微分方程矩陣模型中的電氣量用含小信號(hào)表達(dá)式改寫(xiě)，分別確定出串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的小信號(hào)模型即標(biāo)準(zhǔn)的線性模型；

串聯(lián)MMC或并聯(lián)MMC的小信號(hào)模型：

如圖2所示，針對(duì)三相MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，利用基爾霍夫電壓定律、電流定律分析串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的各相上下橋臂與直流側(cè)組成的回路，得到abc靜止坐標(biāo)系下的MMC模型，利用Park變換矩陣將abc靜止坐標(biāo)系下的模型進(jìn)行變換，得到dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的MMC模型即微分方程矩陣模型；再通過(guò)小信號(hào)分析方法，將dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的微分方程矩陣模型中的電氣量用小信號(hào)表示，獲得dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的小信號(hào)模型。

步驟3、并聯(lián)側(cè)控制器利用并聯(lián)MMC輸出補(bǔ)償電流和穩(wěn)定直流側(cè)電壓；

所述步驟3包括：

步驟3-1、串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC所形成的基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，并聯(lián)側(cè)控制策略采用雙環(huán)控制，電壓外環(huán)采用PI控制來(lái)維持直流側(cè)電壓，電流內(nèi)環(huán)采用前饋解耦控制對(duì)并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量、q軸分量進(jìn)行解耦控制；

由于三相MMC的橋臂電感直接串聯(lián)在各相橋臂內(nèi)，由式(14)可知，MMC在dq坐標(biāo)系下的小信號(hào)模型的電流d、q軸之間依然相互耦合，不利于控制，因此在進(jìn)行電流環(huán)設(shè)計(jì)時(shí)，關(guān)鍵問(wèn)題是解決電流的解耦控制。

近似認(rèn)為子模塊SM電容電壓保持恒定，即因?yàn)殡娏骺刂茖儆趦?nèi)環(huán)控制，響應(yīng)速度快。如用下標(biāo)1表示并聯(lián)MMC，可以將式(14)所得的三相MMC在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的小信號(hào)模型進(jìn)一步簡(jiǎn)化：

對(duì)于式(15)的小信號(hào)模型，采用前饋解耦控制來(lái)補(bǔ)償式中的耦合項(xiàng)使得其最終輸出能抵消耦合項(xiàng)的影響。

當(dāng)電流調(diào)節(jié)采用PI調(diào)節(jié)時(shí)，則三相MMC輸出電壓的d、q軸分量的控制方程如下：

式中：分別為三相MMC輸出電流的d、q軸分量的參考值；K_Ip、K_Ii分別為電流內(nèi)環(huán)的比例增益和積分增益，s為拉普拉斯算子。將式(16)代入式(15)得：

顯然，式(17)表明：基于前饋的解耦控制使三相MMC的電流內(nèi)環(huán)d、q軸分量實(shí)現(xiàn)了解耦控制。

步驟3-2、將負(fù)載電流與基波正序有功電流的差值作為電流補(bǔ)償量注入電網(wǎng)；

直流側(cè)母線電壓的參考值u_dcref與直流母線電壓u_dc的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后得到i_1dc。負(fù)載電流d軸分量i_Ld經(jīng)低通濾波器LPF得到基波正序有功電流所對(duì)應(yīng)的分量，將其反極性后與i_Ld相加后獲得負(fù)載有功電流中除基波正序以外的其他電流分量，將其疊加到i_1dc上得到并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量參考值i_1dref。

步驟3-3、電流內(nèi)環(huán)控制過(guò)程中在負(fù)載電流發(fā)生畸變和不平衡時(shí)，基波正序電流分量采用PI調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制，其它電流分量采用準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制。

負(fù)載電流i_L在發(fā)生畸變和不平衡時(shí)，例如負(fù)載為非線性且不平衡的情況，除包含基波正序電流外，還包含基波負(fù)序電流、諧波電流以及無(wú)功電流。通過(guò)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，只有基波正序電流變換成直流量，其中d軸的直流分量即為基波正序有功電流所對(duì)應(yīng)的分量，也就是與基波正序電壓同相位的電流所對(duì)應(yīng)的分量，q軸的直流分量為基波正序無(wú)功電流所對(duì)應(yīng)的分量?；ㄘ?fù)序分量轉(zhuǎn)換為2次諧波分量，而k次正序電流變換為k-1次分量，k次負(fù)序電流變換為k+1次分量。為提高電能質(zhì)量，UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中并聯(lián)側(cè)必須產(chǎn)生補(bǔ)償電流，控制除基波正序有功電流以外的其他電流分量擴(kuò)散至電網(wǎng)。由于直流分量采用PI調(diào)節(jié)器即可實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制，因此在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中，典型的PI調(diào)節(jié)器即可實(shí)現(xiàn)對(duì)基波正序分量較好的控制，PI調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為：

式中，K_p1為比例增益，K_i為積分增益。

由于除基波正序電流外的其他電流分量在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中呈現(xiàn)為交流分量，因此PI調(diào)節(jié)器則無(wú)法實(shí)現(xiàn)其無(wú)靜差控制。為解決此問(wèn)題可采用常規(guī)比例諧振PR(Proportional Resonant)調(diào)節(jié)器，PR調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為：

式中，K_p為比例增益，K_R為積分增益，ω₀為諧振頻率。

由式(19)可知，常規(guī)PR調(diào)節(jié)器在ω₀處與非ω₀處的增益完全不同，前者趨于無(wú)窮大，后者卻很小。所以，常規(guī)PR調(diào)節(jié)器可以實(shí)現(xiàn)特定頻率的無(wú)靜差控制，但也導(dǎo)致當(dāng)電網(wǎng)頻率波動(dòng)時(shí)對(duì)電網(wǎng)頻率的魯棒性變差，滿足不了控制的要求。

因此，本發(fā)明在常規(guī)PR調(diào)節(jié)器的基礎(chǔ)上，提出了一種準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器，在保持常規(guī)PR調(diào)節(jié)器高增益的同時(shí)也提高了系統(tǒng)抗電網(wǎng)頻率波動(dòng)能力，準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為：

式中，ω_c為截止角頻率。

由式(20)可見(jiàn)，ω_c在傳遞函數(shù)中影響調(diào)節(jié)器的增益和帶寬，是準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)的主要環(huán)節(jié)。設(shè)電網(wǎng)電壓頻率波動(dòng)范圍為±0.5Hz，經(jīng)過(guò)計(jì)算可得出準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器的帶寬為ω_c/πHz，則ω_c/π＝1Hz，從而ω_c＝3Hz。

因此為實(shí)現(xiàn)UpQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中并聯(lián)側(cè)的補(bǔ)償功能，在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中除采用PI調(diào)節(jié)器外，還應(yīng)針對(duì)基波負(fù)序電流、k次諧波電流變換得到的2次諧波分量、k-1次及k+1次諧波分量進(jìn)行準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器控制。由于負(fù)載諧波電流大多為6k±1次，因此UPQC在進(jìn)行補(bǔ)償控制時(shí)可僅考慮6k±1次諧波。另外，由于6k±1次諧波進(jìn)行dq變換后得到6k次諧波分量，所以相應(yīng)的準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器則應(yīng)設(shè)置為6k次基波頻率的準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器，傳遞函數(shù)為：

此時(shí)為實(shí)現(xiàn)d、q軸之間的解耦，三相MMC輸出電壓的d、q軸分量的控制方程(16)變?yōu)椋?/p>

整個(gè)并聯(lián)側(cè)控制框圖如圖4所示，其中，u_1cLaref、u_1cLbref、u_1cLcref分別為三相MMC的a、b、c相輸出電壓的參考值。i_Ld是負(fù)載電流d軸分量，LPF是低通濾波器，i_1dref是并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量參考值，G_PI(s)是PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，G′_q-PR(s)是準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，v_1d是并聯(lián)MMC輸出電壓的d軸分量，u_dc是直流母線電壓，u_dcref是直流母線電壓u_dc的參考值，i_1dc是直流母線電壓PI調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)，u_1sd是并聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量，2是常量，PLL是鎖相環(huán)，θ是電網(wǎng)電壓相位角，ωL是耦合項(xiàng)系數(shù)，i_abc是并聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電流，T_abc/dq是Park變換矩陣，i_1qref(i_Lq)是并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量參考值(負(fù)載電流q軸分量)，i_1q是并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量，i_1d是并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量，u_1sq是并聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量，v_1q是并聯(lián)MMC輸出電壓的q軸分量，T_dq/abc是Park反變換矩陣，SVPWM是空間矢量調(diào)制算法，s_a是并聯(lián)MMC的a相開(kāi)關(guān)函數(shù)，s_b是并聯(lián)MMC的b相開(kāi)關(guān)函數(shù)，s_c是并聯(lián)MMC的c相開(kāi)關(guān)函數(shù)。

經(jīng)鎖相環(huán)PLL得到電網(wǎng)電壓相位角θ，由并聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電流i_abc和θ根據(jù)Park變換矩陣T_abc/dq可獲得并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量i_1d和并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量i_1q。

并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量參考值i_1qref，即負(fù)載電流q軸分量i_Lq，與并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量i_1q的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器和準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器后，將其反極性與2倍的并聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量u_1sq相疊加并與耦合項(xiàng)ωLi_1d相減獲得并聯(lián)MMC輸出電壓的q軸分量v_1q。

i_1d與i_1dref的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器和準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器后，將其反極性與2倍的并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量u_1sd相疊加并與耦合項(xiàng)ωLi_1q相減獲得并聯(lián)MMC輸出電壓的d軸分量v_1d。

v_1d、v_1q經(jīng)Park反變換矩陣T_dq/abc后可得三相MMC的a、b、c相輸出電壓的參考值u_1cLaref、u_1cLbref、u_1cLcref，再經(jīng)空間矢量調(diào)制算法SVPWM可獲得三相MMC的a、b、c相開(kāi)關(guān)函數(shù)s_a、s_b、s_c。

對(duì)UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)而言，構(gòu)成背靠背結(jié)構(gòu)的串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC是共用直流電壓的，因此，并聯(lián)MMC需要為串聯(lián)MMC提供有功支撐，維持直流側(cè)電壓的穩(wěn)定。由于UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC在正常運(yùn)行時(shí)自身需要消耗一定的有功功率，從而對(duì)直流側(cè)電壓的穩(wěn)定造成某種程度的影響，因此，為穩(wěn)定直流側(cè)電壓，則需要補(bǔ)充串并聯(lián)MMC本身消耗的有功功率。采用外環(huán)d軸定直流電壓控制的方法，比較UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中直流母線電壓u_dc及其參考值u_dcref，二者的差值通過(guò)PI調(diào)節(jié)器加到了內(nèi)環(huán)電流的參考指令上，即d軸指令i_1dref，從而通過(guò)并聯(lián)側(cè)控制器來(lái)控制并聯(lián)MMC吸收的有功電流，當(dāng)輸入功率等于串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC本身消耗的有功功率時(shí)，直流側(cè)電壓就會(huì)保持穩(wěn)定。

步驟4、串聯(lián)側(cè)控制器利用串聯(lián)MMC輸出補(bǔ)償電壓。

基于MMC的UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中應(yīng)向電網(wǎng)注入電源電壓u與負(fù)載電壓u_L之間的差值以保持負(fù)載電壓為額定值。由于串聯(lián)MMC中通過(guò)子模塊級(jí)聯(lián)，使得輸出交流電壓通過(guò)疊加逼近正弦波，級(jí)聯(lián)數(shù)目越多，逼近正弦波效果越好，因此可以取消串聯(lián)側(cè)的濾波電容，在降低成本的同時(shí)也降低了系統(tǒng)的控制復(fù)雜性。串聯(lián)側(cè)以輸出補(bǔ)償電壓為目標(biāo)，與并聯(lián)側(cè)相似仍采取雙環(huán)控制的方案，其中電壓外環(huán)采用PI控制獲得電流內(nèi)環(huán)的參考指令值，而電流內(nèi)環(huán)可以建立起與并聯(lián)側(cè)電流內(nèi)環(huán)同樣的方程，然后對(duì)方程進(jìn)行前饋解耦控制。當(dāng)電網(wǎng)電壓發(fā)生不平衡和畸變時(shí)，補(bǔ)償電壓除包含基波正序電壓外，還包含諧波和不平衡分量。通過(guò)dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)軸變換，基波負(fù)序電壓變?yōu)?次諧波分量，而k次正序諧波電壓變換為k-1次電壓分量，k次負(fù)序諧波電壓變換為k+1次電壓分量。由于沒(méi)有三相全橋拓?fù)渲袨V波電容參數(shù)的影響，在dq坐標(biāo)系中，補(bǔ)償電壓中變換成直流分量的基波正序電壓控制可采用PI調(diào)節(jié)器，如圖5所示，圖中的下標(biāo)2表示串聯(lián)MMC。為提高電網(wǎng)電能質(zhì)量，在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中，基于MMC的UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)串聯(lián)側(cè)除采用PI調(diào)節(jié)器外，還應(yīng)通過(guò)相應(yīng)頻率的準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器補(bǔ)償諧波電壓和不平衡電壓。為降低控制的復(fù)雜性，串聯(lián)側(cè)的準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)參照并聯(lián)側(cè)，即只對(duì)6k±1諧波電壓進(jìn)行無(wú)靜差控制，其傳遞函數(shù)表達(dá)式仍為式(21)所示。

由于基于MMC的UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的串、并聯(lián)側(cè)具有相似性，電流內(nèi)環(huán)參考并聯(lián)側(cè)方法進(jìn)行設(shè)計(jì)。在設(shè)計(jì)電流內(nèi)環(huán)時(shí)，可近似認(rèn)為子模塊電容電壓不變，即于是根據(jù)式(14)可得到MMC串聯(lián)換流器在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的小信號(hào)模型為

為使輸出抵消耦合項(xiàng)的影響仍采用前饋解耦控制，方法同并聯(lián)側(cè)。

所述步驟4包括：

步驟4-1、串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC所形成的基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，串聯(lián)側(cè)控制策略采用雙環(huán)控制，電壓外環(huán)采用PI控制獲得電流內(nèi)環(huán)的參考指令值，電流內(nèi)環(huán)采用基于前饋解耦控制對(duì)串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量、q軸分量進(jìn)行解耦控制；

步驟4-2、將電網(wǎng)電壓與負(fù)載電壓參考值的差值作為電壓補(bǔ)償量注入電網(wǎng)；

電網(wǎng)電壓的d軸分量u_d與負(fù)載電壓的d軸分量參考值u_Ldref的差值經(jīng)串聯(lián)側(cè)的變壓器得到串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量參考值u_2sdref；電網(wǎng)電壓的q軸分量u_q與負(fù)載電壓的q軸分量參考值u_Lqref的差值經(jīng)串聯(lián)側(cè)的變壓器得到串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量參考值u_2sqref；

步驟4-3、電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變和不平衡時(shí)，電流內(nèi)環(huán)的基波正序電壓分量采用PI調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制，其它電壓分量采用準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制。

設(shè)串聯(lián)側(cè)的變壓器變比為M，整個(gè)串聯(lián)側(cè)控制框圖如圖6所示，u_d是電網(wǎng)電壓的d軸分量，u_q是電網(wǎng)電壓的q軸分量，u_Ldref是負(fù)載電壓的d軸分量參考值，u_Lqref是負(fù)載電壓的q軸分量參考值，u_2sdref是串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量參考值，u_2sqref是串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量參考值，u_2sd是串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量，u_2sq是串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量，G_PI(s)是PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，G′_q-PR(s)是準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，u_2d是串聯(lián)MMC的電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的d軸分量輸出信號(hào)，v_2d是串聯(lián)MMC輸出電壓的d軸分量，2是常量，PLL是鎖相環(huán)，θ是電網(wǎng)電壓相位角，T_abc/dq是Park變換矩陣，ωL是耦合項(xiàng)系數(shù)，i_2d是串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量，i_2q是串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量，i_2dref是串聯(lián)MMC的電流內(nèi)環(huán)d軸分量參考值，i_2qref是串聯(lián)MMC的電流內(nèi)環(huán)q軸分量參考值，u_2q是串聯(lián)MMC的電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的q軸分量輸出信號(hào)，v_2q是串聯(lián)MMC輸出電壓的q軸分量，T_dq/abc是Park反變換矩陣，u_2cLaref是串聯(lián)MMC的a相輸出電壓參考值，u_2cLbref是串聯(lián)MMC的b相輸出電壓參考值，u_2cLcref是串聯(lián)MMC的c相輸出電壓參考值，SVPWM是空間矢量調(diào)制算法，s_a是串聯(lián)MMC的a相開(kāi)關(guān)函數(shù)，s_b是串聯(lián)MMC的b相開(kāi)關(guān)函數(shù)，s_c是串聯(lián)MMC的c相開(kāi)關(guān)函數(shù)。

經(jīng)鎖相環(huán)PLL得到電網(wǎng)電壓相位角θ，由串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電流i_abc和θ根據(jù)Park變換矩陣T_abc/dq可獲得串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量i_2d和并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量i_2q。

將u_2sdref與串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量u_2sd相減后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器和準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器獲得串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量參考值i_2dref，i_2dref與串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量i_2d的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器獲得u_2d，將u_2d反極性后與2倍的串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量u_2sd相疊加并與耦合項(xiàng)ωLi_2q相減后獲得串聯(lián)MMC輸出電壓的d軸分量v_2d。

將u_2sqref與串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量u_2sq相減后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器和準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器獲得串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量參考值i_2qref，i_2qref與串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量i_2q的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器獲得u_2q，將u_2q反極性后與2倍的串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量u_2sq相疊加并與耦合項(xiàng)ωLi_2d相減后獲得串聯(lián)MMC輸出電壓的q軸分量v_2q。

v_2d、v_2q經(jīng)Park反變換矩陣T_dq/abc后可得三相MMC的a、b、c相輸出電壓的參考值u_2cLaref、u_2cLbref、u_2cLcref，再經(jīng)空間矢量調(diào)制算法SVPWM可獲得三相MMC的a、b、c相開(kāi)關(guān)函數(shù)s_a、s_b、s_c。

集成于基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的控制器DSP控制該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可以針對(duì)電網(wǎng)電壓畸變、不平衡電網(wǎng)電壓、諧波、無(wú)功功率、不平衡負(fù)載的情況進(jìn)行補(bǔ)償，優(yōu)化了電網(wǎng)電能質(zhì)量。

結(jié)合現(xiàn)有的實(shí)驗(yàn)條件設(shè)計(jì)并搭建了一臺(tái)小功率、低電壓等級(jí)的小型MMC-UPQC實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，并在樣機(jī)上對(duì)本發(fā)明系統(tǒng)及方法進(jìn)行了驗(yàn)證。

電網(wǎng)諧波電壓實(shí)驗(yàn)如圖7所示，實(shí)驗(yàn)中模擬的電網(wǎng)電壓是由三相動(dòng)力電經(jīng)三相交流調(diào)壓器后獲得，負(fù)載為阻性負(fù)載，其中的圖7(a)為電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變時(shí)a相波形，其中含有16.21％的5次諧波，7.41％的7次諧波，THD為17.82％，圖7(b)圖為經(jīng)過(guò)基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中串聯(lián)MMC進(jìn)行檢測(cè)并補(bǔ)償后的a相負(fù)載電壓實(shí)驗(yàn)波形，此時(shí)負(fù)載電壓THD降為3.69％，補(bǔ)償效果顯著。因此，經(jīng)過(guò)基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的補(bǔ)償，負(fù)載電壓可以呈現(xiàn)較好的正弦波形。

諧波與無(wú)功功率綜合補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)如圖8所示，諧波源采用三相整流橋帶阻感負(fù)載，其中R＝1.7Ω、L＝10mH。由圖8(a)可以看出，補(bǔ)償前電網(wǎng)電流產(chǎn)生了較嚴(yán)重的畸變，含有較多的諧波成分，另外其相位滯后于電網(wǎng)電壓，功率因數(shù)較低，由圖8(b)可以看出，通過(guò)基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)補(bǔ)償后的電網(wǎng)電流具有較好的正弦波形，且與電網(wǎng)電壓相位基本相同，功率因數(shù)明顯提高，因此驗(yàn)證了系統(tǒng)具有良好的諧波及無(wú)功功率綜合補(bǔ)償能力。

圖9是電網(wǎng)電壓發(fā)生不平衡、負(fù)載為三相平衡電阻時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形圖。從圖9(a)可以看出，此時(shí)c相電壓為額定電壓的70％，而從圖9(b)可以看出，通過(guò)基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中串聯(lián)MMC的補(bǔ)償，使負(fù)載側(cè)電壓仍能夠獲得平衡的電壓，較好地解決了來(lái)自電網(wǎng)側(cè)的電能質(zhì)量問(wèn)題。

圖10是系統(tǒng)三相負(fù)載為非線性及不平衡時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形圖。圖10(a)為負(fù)載電流波形圖，圖10(b)為通過(guò)基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中并聯(lián)MMC進(jìn)行補(bǔ)償后電網(wǎng)電流波形圖，圖10(c)為通過(guò)基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)補(bǔ)償后電網(wǎng)的a相電壓與電流波形圖，從圖10(a)可以看出，負(fù)載電流中含有較多的諧波成分且不平衡。從圖10(b)和圖10(c)可以看出，在基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中并聯(lián)MMC進(jìn)行補(bǔ)償后，電網(wǎng)電流具有較好的正弦波形，且與電網(wǎng)電壓相位基本相同，功率因數(shù)明顯提高，較好地解決了來(lái)自負(fù)載側(cè)的電能質(zhì)量問(wèn)題。

本發(fā)明提供的一種基于電網(wǎng)的統(tǒng)一電能質(zhì)量控制系統(tǒng)及方法，針對(duì)中壓和高功率場(chǎng)合，利用多電平技術(shù)提出了一種基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并建立了MMC的小信號(hào)模型，在小信號(hào)模型的基礎(chǔ)上提出了對(duì)基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的串、并聯(lián)側(cè)的控制策略，最后以樣機(jī)為實(shí)驗(yàn)平臺(tái)對(duì)提出的策略進(jìn)行了相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在系統(tǒng)畸變和不平衡條件下，提出的串、并聯(lián)側(cè)控制策略可以使基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)較好地實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償功能，全面地提高系統(tǒng)的電能質(zhì)量。

最后應(yīng)說(shuō)明的是：以上各實(shí)施例僅用以說(shuō)明本發(fā)明的技術(shù)方案，而非對(duì)其限制；盡管參照前述各實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了詳細(xì)的說(shuō)明，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解：其依然可以對(duì)前述各實(shí)施例所記載的技術(shù)方案進(jìn)行修改，或者對(duì)其中部分或者全部技術(shù)特征進(jìn)行等同替換；而這些修改或者替換，并不使相應(yīng)技術(shù)方案的本質(zhì)脫離本發(fā)明權(quán)利要求所限定的范圍。