本發(fā)明涉及海島供電領(lǐng)域，特別是一種兆瓦級變流器并聯(lián)交流母線電壓質(zhì)量改善方法。
背景技術(shù)：
：我國海岸線漫長，海島數(shù)量眾多，安全可靠的電力供應(yīng)是海島開發(fā)建設(shè)、軍隊維護海洋權(quán)益的基礎(chǔ)保障。而對于比較偏遠小島而言，由于鋪設(shè)海下電纜需要在技術(shù)和經(jīng)濟上付出巨大代價，海島上的本地負荷往往是由風(fēng)/光/柴/儲等微源所構(gòu)成的多兆瓦級變流器并聯(lián)系統(tǒng)來實現(xiàn)供電。以多微源和儲能裝置為支撐的恒壓直流源經(jīng)變流器接口變換成穩(wěn)定工頻的交流電壓源并匯入交流母線。然而，公共連接處的母線電壓質(zhì)量易受本地負荷的影響，特別是在負荷急劇增大或高滲透率非線性負荷的工況下，交流母線電壓將可能快速波動并出現(xiàn)電壓跌落，或含有大量的諧波成分，難以滿足本地負荷的使用要求，將制約海島長期發(fā)展。目前，無互連線結(jié)構(gòu)的下垂控制在策略上模擬同步發(fā)電機的下垂特性，是實現(xiàn)海島中多兆瓦級變流器并聯(lián)系統(tǒng)(“多個可控電壓源”)的主要控制方法。尤其是魯棒下垂控制策略，能夠?qū)崿F(xiàn)海島本地負荷功率按容量比精確比例的分配，并抑制變流器間的環(huán)流。然而，傳統(tǒng)的變流器并聯(lián)系統(tǒng)控制卻未根本上解決交流母線存在的電壓質(zhì)量問題，主要體現(xiàn)在三個方面：1)高滲透率的非線性負荷將給變流系統(tǒng)帶來電能質(zhì)量問題，尤其當(dāng)變流器選擇LCL型濾波器接入至公共母線，諧波電流將在網(wǎng)側(cè)濾波電感出現(xiàn)大幅度的電壓降落，使得交流母線電壓在主要次諧波含有大量的諧波電壓分量，這將嚴(yán)重影響交流母線的電壓質(zhì)量；2)海島負荷突變下所引起交流母線電壓的急劇跌落問題，傳統(tǒng)R-型、L-型和RL-型變流器含有較大的基頻輸出阻抗，使得變流器在本地負荷急劇增加時出現(xiàn)較大的基波電壓降，這不利于功率傳輸，甚至?xí)鸾涣髂妇€電壓的不穩(wěn)定；3)傳統(tǒng)魯棒下垂控制使得變流器投入并聯(lián)運行過程中，存在沖擊電流大、過渡時間長的不足，不利于母線電壓高品質(zhì)控制。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是，針對現(xiàn)有技術(shù)不足，提供一種兆瓦級變流器并聯(lián)交流母線電壓質(zhì)量改善方法。為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：一種兆瓦級變流器并聯(lián)交流母線電壓質(zhì)量改善方法，適用于多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)，所述多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)包括依次連接的直流微源、直流儲能電容、逆變電路、LCL濾波電路、鎖相環(huán)電路；所述LCL濾波器接入交流母線；A/D采樣電路輸入端與所述LCL濾波電路連接；控制與驅(qū)動保護電路輸入端、A/D采樣電路輸出端連接；所述驅(qū)動保護電路驅(qū)動所述逆變電路；該方法為：1)在每個采樣周期的起始點，A/D采樣電路分別對多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)的輸出電壓uo、輸出電流io及逆變電路輸出電流iL進行采樣；2)將多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)的輸出電壓uo與輸出電流io相乘得到多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)的瞬時有功功率p；將多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)輸出電流滯后90°，并與多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)輸出電壓相乘得到多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)的瞬時無功功率q；3)計算得到多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)的平均輸出有功功率P、無功功率Q，計算公式為：P=s(τLPFs+1)(τHPFs+1)pQ=1(τLPFs+1)q]]>其中，τLPF為低通濾波器的時間常數(shù)，τHPF為高通濾波器的時間常數(shù)，s為拉普拉斯變化因子；4)設(shè)計快速魯棒下垂控制器，得到多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)輸出電壓的幅值指令E、角頻率指令ω；5)由多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)輸出電壓的幅值指令E、角頻率指令ω合成多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)的參考電壓指令udroop：其中，相角為預(yù)同步相位信號；6)在小諧波阻抗的環(huán)境下，通過分頻虛擬阻抗技術(shù)將多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)的等效輸出阻抗Zeq在基頻處設(shè)計成容性、在諧波頻率處設(shè)計成阻性，并得到電壓外環(huán)指令uref的表達式為：uref=udroop-i0f1sCv-i0hRh]]>其中，iof和ioh分別為多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)輸出電流的基波分量和諧波分量；1/sCv和Rh分別為基波頻率和諧波頻率處的虛擬阻抗值；7)將uref與多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)輸出電壓uo進行比例+重復(fù)控制，并得到多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)輸出電流的指令值iref；8)將逆變電路輸出電流的指令值iref與輸出電流采樣值iL進行比例調(diào)節(jié)，得到SPWM調(diào)制載波信號D；9)將SPWM調(diào)制波信號D和三角載波進行雙極性調(diào)制，得到全控型功率器件的占空比信號，經(jīng)驅(qū)動保護電路，驅(qū)動逆變電路全控型功率器件的開通與關(guān)斷。步驟4)中，下垂控制器的表達式為：E=E0+1s[ke(E*-Uo)+nQ]kqω=ω*+mP;]]>其中，U0為多兆瓦級變流并聯(lián)系統(tǒng)輸出電壓的有效值；ke為電壓反饋系數(shù)；E*為空載輸出電壓的幅值指令；ω*為空載輸出電壓的角頻率指令；m和n分別為無功-電壓、有功-頻率控制的下垂系數(shù)；E0為電壓初始設(shè)定值，用于降低并機過程所產(chǎn)生的沖擊電流；kq為所構(gòu)造的積分系數(shù)。所構(gòu)造的積分系數(shù)kq表達式為kq=110τLPF·ZeqnUo|ΔE|≥0.5%E*1|ΔE|≤0.5%E*;]]>其中，ΔE＝ke(E*-Uo)+nQ。步驟6)中，iof和ioh的表達式為：i0f=2ωrss2+2ωrs+ω02ioi0h=io-i0f;]]>式中：ωr為基波頻率的帶寬，取值為π。步驟7)中，電壓外環(huán)所采用比例+重復(fù)控制的傳遞函數(shù)GPRC(s)在等效連續(xù)域的表達式為：GPRC(s)≈Kp+KrcJe-s2πω01-Je-s2πω0;]]>其中，Kp為電壓外環(huán)的比例調(diào)節(jié)系數(shù)；Krc為重復(fù)控制的增益系數(shù)；J為重復(fù)控制的內(nèi)模系數(shù)；ω0為工頻角頻率。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明所具有的有益效果為：本發(fā)明一方面實現(xiàn)了LCL型變流器輸出電壓在基波頻率及諧波頻率處的零穩(wěn)態(tài)控制，并削弱了網(wǎng)側(cè)濾波電感對交流母線電壓的不利影響，解決了高滲透非線性負荷所引起交流母線電壓嚴(yán)重畸變的難題。另一方面解決了負荷突變下所引起交流母線電壓急劇跌落的難題，實現(xiàn)了并聯(lián)系統(tǒng)在公共母線處的電壓主動支撐。同時還克服了傳統(tǒng)魯棒下垂控制在變流器投入并聯(lián)運行過程中，存在沖擊電流大、過渡時間長的問題。附圖說明圖1為本發(fā)明一實施例多兆瓦級LCL型變流器并聯(lián)結(jié)構(gòu)框圖；圖2為本發(fā)明一實施例改善交流母線電壓質(zhì)量的兆瓦級變流器并聯(lián)控制總框圖；圖3(a)為本發(fā)明一實施例兆瓦級LCL型變流器輸出電壓直接控制框圖；圖3(b)為本發(fā)明一實施例輸出電壓直接控制策略下兆瓦級LCL型變流器的等效控制框圖；圖3(c)為本發(fā)明一實施例輸出電壓直接控制策略下兆瓦級LCL型變流器的等效電路模型；圖3(d)為本發(fā)明一實施例等效連續(xù)域下基于比例+重復(fù)控制的電壓電流雙閉環(huán)直接控制框圖；圖4為本發(fā)明一實施例分頻虛擬阻抗技術(shù)控制框圖；圖5為本發(fā)明一實施例為快速魯棒下垂控制框圖。具體實施方式如圖1所示，本發(fā)明一實施例多兆瓦級LCL型變流器并聯(lián)系統(tǒng)包括n(n＝2,3,4,5…)個LCL型變流器、若干個阻感性線性負荷及高滲透率的非線性負荷。所述變流器包括直流儲能電容、變流器電路、LCL濾波電路、A/D采樣電路、控制器DSP2812、驅(qū)動保護電路；所述直流儲能電容連接DG和儲能裝置所構(gòu)成的直流微源；所述LCL濾波器經(jīng)線路阻抗Zline接入交流母線；所述A/D采樣電路輸入端與所述LCL濾波電路連接；所述控制器DSP2812與所述驅(qū)動保護電路輸入端、A/D采樣電路輸出端連接；所述驅(qū)動保護電路驅(qū)動所述逆變電路。其中，uo和io分別為LCL型變流器的輸出電壓和電流；iL為逆變電路的輸出電流；L1和L2分別為濾波器的變流器側(cè)和網(wǎng)側(cè)電感；P和Q分別為變流器的輸出有功和無功功率；C為濾波電容；繼電器K為控制變流器的投切開關(guān)；線路阻抗Zline＝Rline+jXline，在低壓線路中，線路電阻Rline>>Xline。如圖2所示，本發(fā)明一實施例兆瓦級變流器并聯(lián)交流母線電壓質(zhì)量改善方法主要包括小諧波阻抗型的電壓電流控制、分頻虛擬阻抗技術(shù)及快速魯棒下垂控制方法。為了削弱在高滲透率的非線性負荷下網(wǎng)側(cè)電感對交流母線電壓的不利影響，本發(fā)明提出了小諧波阻抗型的電壓電流控制策略來重新設(shè)置變流器的輸出阻抗，將大諧波阻抗問題轉(zhuǎn)換成小諧波阻抗問題。所述小諧波阻抗型的電壓電流控制策略主要包括基于比例+重復(fù)控制的電壓電流雙閉環(huán)直接控制。同時，為了增強微電網(wǎng)母線電壓的主動支撐、諧振及諧波環(huán)流抑制能力，本發(fā)明提出了基于分頻虛擬阻抗技術(shù)的快速魯棒下垂控制策略，來實現(xiàn)小諧波阻抗環(huán)境下的變流器并聯(lián)控制。本發(fā)明圖3-5將分別對所提控制策略進行詳細闡述。圖3(a)為本發(fā)明所提出小諧波阻抗型的電壓電流雙閉環(huán)控制框圖，所采用的電壓控制量為LCL變流器的輸出電壓，而非傳統(tǒng)濾波電容兩端的輸出電壓。其中GPRC(s)為其在等效連續(xù)域下的電壓控制器；電流內(nèi)環(huán)采用逆變電路的輸出電流作比例控制，kL為其相應(yīng)的比例系數(shù)。此外，uref為電壓外環(huán)參考指令值；kPWM為變流器的等效增益；ω0為基波角頻率；Gdelay為變流器的控制延時，在低中頻段可近似為1。圖3(b)為輸出電壓直接控制策略下的等效控制框圖。為了更直觀反映孤島運行下LCL型變流器輸出電壓直接控制與電容電壓間接控制的差異，結(jié)合uo(s)＝uc(s)-sL2io(s)，將圖3(a)做適當(dāng)?shù)刃ё儞Q得到相應(yīng)的控制框圖如圖3(b)所示。易知LCL變流器輸出電壓直接控制的本質(zhì)等價于對濾波電容兩端電壓的反饋及變流器輸出電流的前饋控制。同時，根據(jù)圖3(b)可得：uc(s)=Gvg(s)uc_ref(s)-Zout(s)io(s)uc_ref(s)=uref(s)+sL2io(s)uc(s)=uo(s)+sL2io(s)---(1)]]>式(1)中：Gvg(s)、Zout(s)分別為電容電壓間接控制下變流器的等效電壓增益和自身輸出阻抗。其傳遞函數(shù)分別為Gvg(s)≈kLkpwmGPRC(s)L1Cs2+kLkpwmCs+kLkpwmGPRC(s)+1Zout(s)≈sL1+kLkpwmL1Cs2+kLkpwmCs+kLkpwmGPRC(s)+1---(2)]]>那么，由式(1)易得LCL型變流器輸出電壓直接控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)為uo(s)＝Gvg(s)uref(s)-Zo(s)io(s)(3)其中，Zo(s)為輸出電壓直接控制下變流器的自身輸出阻抗，其表達式為Zo(s)＝Zout(s)-sL2+sL2Gvg(s)(4)觀察式(3)、(4)及式(1)的第一項，發(fā)現(xiàn)理論上LCL型變流器輸出電壓直接控制與電容電壓間接控制具有相同的電壓增益Gvg(s)，但其自身輸出阻抗卻存在明顯的變化：直接電壓控制將網(wǎng)側(cè)濾波電感sL2轉(zhuǎn)換成了變流器自身輸出阻抗的一部分，并與電容電壓間接控制存在(1-Gvg(s))sL2的阻抗差異。圖3(c)為輸出電壓直接控制策略下的等效電路模型。顯然，傳統(tǒng)電容電壓間接控制下網(wǎng)側(cè)濾波電感的存在加劇了變流器輸出電流在連接阻抗Zconnect(s)上的電壓降落，不僅不利于維持微電網(wǎng)母線在基波域輸出電壓的穩(wěn)定，且將惡化非線性負荷工況下微電網(wǎng)的母線電壓質(zhì)量。為了改善網(wǎng)側(cè)濾波電感的大諧波阻抗對微電網(wǎng)母線電壓質(zhì)量的不利影響，本發(fā)明通過LCL型變流器的輸出電壓直接控制來減小連接阻抗Zconnect(s)在各次諧波頻率處的阻抗幅值。研究Gvg(s)和Zout(s)的傳遞函數(shù)可發(fā)現(xiàn)：當(dāng)電壓外環(huán)控制器在基波和各次諧波頻率均具有高增益時，可滿足|Gvg(jnω0)|＝1和|Zout(jnω0)|＝0，其中n＝1,2,3…。此時，Zconnect(s)在基波和各次諧波處的幅值均趨于0，實現(xiàn)將大諧波輸出阻抗轉(zhuǎn)化為小諧波阻抗環(huán)境，有效削弱了網(wǎng)側(cè)濾波電感對公共母線電壓的不利影響。圖3(d)為等效連續(xù)域下基于比例+重復(fù)控制的電壓電流雙閉環(huán)直接控制框圖。事實上，多個諧振項并聯(lián)使用可以滿足|Gvg(jnω0)|＝1和|Zout(jnω0)|＝0的要求。然而，多個準(zhǔn)諧振項在離散化時對參數(shù)敏感且計算過于復(fù)雜，且受DSP中開關(guān)周期時間的限制，其難以實現(xiàn)在各諧波頻率處均采用諧振控制。對此，本發(fā)明電壓外環(huán)控制器GPRC(s)采用比例+重復(fù)控制來實現(xiàn)將大諧波輸出阻抗轉(zhuǎn)化為小諧波阻抗環(huán)境。其在等效連續(xù)域的表達式為GPRC(s)≈Kp+KrcJe-s2πω01-Je-s2πω0---(5)]]>式中：Kp為電壓外環(huán)的比例調(diào)節(jié)系數(shù)；Krc為重復(fù)控制的增益系數(shù)；J為重復(fù)控制的內(nèi)模系數(shù)。將式(5)進行適當(dāng)數(shù)學(xué)變換，則有GPRC(s)=Kp-Krc2+Krc2eπ(1ω0s-12πlnJ)+e-π(1ω0s-12πlnJ)eπ(1ω0s-12πlnJ)-e-π(1ω0s-12πlnJ)---(6)]]>由于存在等式變換eπx+e-πxeπx-e-πx=1πx+2xπΣn=1∞1x2+n2---(7)]]>那么，式(6)可展開為GPRC(s)=Kp-Krc2+ω02πKrcs+ωc+ω0KrcπΣn=1∞s+ωcs2+2ωcs+(nω02+ωc2)---(8)]]>式中：ωc為諧振帶寬，可減小公共母線的基波頻率波動對重復(fù)控制增益的影響。其與重復(fù)控制的內(nèi)模系數(shù)J存在以下數(shù)學(xué)關(guān)系:ωc=-ω02πlnJ---(9)]]>考慮到公共母線基波頻率的波動范圍可被限定在±0.5Hz范圍內(nèi)，容易計算出J的取值為0.92。同時，觀察式(8)可知，含內(nèi)模系數(shù)J的重復(fù)控制可等效為多個準(zhǔn)諧振項并聯(lián)，其在基波頻率及各諧波頻率附近均具有高增益，可實現(xiàn)輸出電壓的零穩(wěn)態(tài)控制。為了彌補重復(fù)控制會導(dǎo)致穩(wěn)定裕度降低的不足，重復(fù)控制器額外串入補償器Gs(S)用以提高系統(tǒng)的整體特性，其表達式為Gs(s)=esNcTsGLPF(s)---(10)]]>式中：超前環(huán)節(jié)esNcTs用以實現(xiàn)對系統(tǒng)相位的補償，保證控制系統(tǒng)在中低頻段近似零相移；而GLPF(s)采用適當(dāng)?shù)牡屯V波器實現(xiàn)控制高次諧振頻率處的增益，進而改善控制系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度，考慮到非線性負荷的主要次諧波集中在17次以內(nèi)，將GLPF(s)的截止頻率設(shè)計在1kHz。如圖4所示，為了維持母線電壓穩(wěn)定，并提高變流器的諧振抑制能力，本發(fā)明在小基波和諧波阻抗的基礎(chǔ)上，進一步提出了一種分頻虛擬阻抗策略，擬將變流器的連接阻抗在基頻處設(shè)計成容性、在諧波頻率處設(shè)計成阻性。所提虛擬阻抗的實現(xiàn)方式可表示為uref(s)=udroop(s)-i0f(s)1sCv-i0h(s)Rh---(11)]]>式中：udroop為下垂控制器所產(chǎn)生的電壓指令；iof和ioh分別為變流器輸出電流的基波分量和諧波分量；1/sCv和Rh分別為基波頻率和諧波頻率處的虛擬阻抗值。其中，iof(s)和ioh(s)可通過式(12)獲取。i0f(s)=2ωrss2+2ωrs+ω02io(s)i0h(s)=io(s)-i0f(s)---(12)]]>式中：ωr為基波頻率的帶寬，本發(fā)明取值為π。假定所提的分頻虛擬阻抗用Zv(s)表示，顯然Zv(s)將改變變流器的自身輸出阻抗，如圖4所示。同時，由于|Gvg(jnω0)|＝1以及Zo(s)在基波和主要次諧波的幅值接近于0，于是，Zv(s)將在引入虛擬阻抗的自身輸出阻抗Zeq(s)占主導(dǎo)作用。那么，Zeq(s)可簡化為Zeq(jω0)≈1jω0CvZeq(jnω0)≈Rhn=3,5,7,9,11,13,15,17---(13)]]>由式(13)可知，Zeq(s)在基頻處被設(shè)計成純?nèi)菪裕@種類似無功補償器的傾斜特性，使得uo隨著負荷功率的增大而增大，可以滿足負荷需求的同時還能兼顧改善母線電壓upcc的偏移，實現(xiàn)upcc的快速主動支撐。同時，Zeq(s)在主要次諧波頻率處被設(shè)計成純阻性，可增大諧波頻率處的阻尼系數(shù)，從而抑制Zeq(s)與線路阻抗的諧振，改善母線電壓畸變。如圖5所示，考慮到本發(fā)明將Zconnect(s)在基頻設(shè)計成純?nèi)菪?，所提的下垂控制?yīng)具有與感性變流器相逆的電壓/頻率下垂特性。同時，為了改善傳統(tǒng)魯棒下垂控制暫態(tài)過程中電壓幅值存在過渡時間過長的問題，本發(fā)明進一步提出了一種快速魯棒無功-電壓下垂控制，在保證功率精確分配的同時，還能加快負荷突變時交流母線電壓upcc的穩(wěn)定速度。所提下垂控制策略的表達式為E=E0+1s[ke(E*-Uo)+nQ]kqω=ω*+mP---(14)]]>式中：ke為電壓反饋系數(shù)；E*為空載輸出電壓的幅值指令；ω*為空載輸出電壓的角頻率指令；E為輸出電壓的幅值指令；m和n分別為無功-電壓、有功-頻率的下垂系數(shù)；E0為電壓初始設(shè)定值，用于降低并機過程所產(chǎn)生的沖擊電流。事實上，無功-電壓下垂環(huán)節(jié)引入積分項，雖可有效提高穩(wěn)態(tài)時無功功率的分配精度，但同時增大了系統(tǒng)暫態(tài)向穩(wěn)態(tài)的過渡時間。不考慮功率計算中低通濾波器的影響，式(14)的第一項可近似為一階微分方程τqsE+E＝A(15)式中τq=1kq·ZeqnUoA=ke(E0-Uo)ZeqnUo+Uo---(16)]]>其中，τq為無功-電壓環(huán)的時間常數(shù)，決定了輸出電壓暫態(tài)分量的衰減速度。顯然，所構(gòu)造的積分系數(shù)kq有助于降低時間常數(shù)1/A的取值，并可加快無功功率環(huán)的動態(tài)響應(yīng)速度。同時，為抵消因積分系數(shù)過大所引起的電壓波動，本發(fā)明將kq進行分段設(shè)計。kq=110τLPF·ZeqnUo|ΔE|≥0.5%E*1|ΔE|≤0.5%E*---(17)]]>其中ΔE＝ke(E*-Uo)+nQ(18)當(dāng)本地?zé)o功負荷發(fā)生突變時，則ΔE≠0，變流器由穩(wěn)態(tài)進入暫態(tài)過程。若|ΔE|高于0.5％倍空載輸出電壓的幅值，本發(fā)明通過增大kq的取值來改善無功-電壓的動態(tài)響應(yīng)速度，但為了避免功率外環(huán)與低通濾波環(huán)節(jié)的耦合影響，將τq設(shè)計為低通濾波器時間常數(shù)τLPF的0.1倍。當(dāng)前第1頁1 2 3