本發(fā)明涉及新能源并網(wǎng)發(fā)電領(lǐng)域，尤其涉及一種用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器。

背景技術(shù)：

近年來，為了應(yīng)對環(huán)境污染和能源緊缺問題，以風(fēng)能、太陽能為代表的可再生能源越來越得到人們的重視。并網(wǎng)逆變器作為可再生發(fā)電單元與電網(wǎng)之間的接口，一直是國內(nèi)外學(xué)者研究的熱點。

為了抑制并網(wǎng)逆變器橋臂輸出電壓中包含的開關(guān)諧波，通常使用LCL濾波器。但LCL濾波器的頻率響應(yīng)中包含諧振尖峰，可能會影響系統(tǒng)穩(wěn)定性。目前，對LCL濾波器的諧振尖峰的阻尼方法和以此為基礎(chǔ)的逆變器控制參數(shù)設(shè)計方法已經(jīng)比較成熟了，但這些方法大多基于單臺逆變器并網(wǎng)的情況。

而在實際的可再生發(fā)電系統(tǒng)中，通常有多臺逆變器通過公共耦合點(Point of Common Coupling,PCC)并聯(lián)接入電網(wǎng)。隨著可再生能源在電網(wǎng)中滲透率不斷提高，電網(wǎng)越來越呈現(xiàn)出弱電網(wǎng)的特性，其線路阻抗可能寬范圍變化。在這種情況下，即使每臺逆變器各自都設(shè)計為穩(wěn)定的系統(tǒng)，它們的無源電路和控制環(huán)路通過電網(wǎng)阻抗相互耦合，仍然可能會導(dǎo)致整個多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)不穩(wěn)定。

目前針對多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的研究相對較少。現(xiàn)有技術(shù)大多從逆變器自身出發(fā)，通過一定的控制策略提高逆變器對電網(wǎng)阻抗的魯棒性，或使逆變器自身具備諧振抑制的功能。一方面，這增加了系統(tǒng)中各臺逆變器控制算法的復(fù)雜度；另一方面，由于數(shù)字控制延時的影響，這些方法對高頻諧振的抑制作用相對較弱。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對上述技術(shù)問題，本發(fā)明提供一種用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器，該阻抗適配器受數(shù)字控制延時影響很小，能夠快速有效地鎮(zhèn)定系統(tǒng)，對出現(xiàn)多個諧振點的情況也有較好的鎮(zhèn)定效果，且不需要改變系統(tǒng)中各臺逆變器的控制方法和軟硬件參數(shù)。

為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采取的具體的技術(shù)方案是：

所述用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器，與多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)于公共耦合點并聯(lián)連接，包括：

功率輸出電路，輸出直流側(cè)電容電壓V_dc以及并網(wǎng)電流i_g；

控制電路，包括電壓外環(huán)單元、鎖相環(huán)單元、電流內(nèi)環(huán)單元以及PCC電壓前饋單元，控制電路檢測公共耦合點的電壓v_pcc，通過鎖相環(huán)單元獲取其相位θ，并分別對應(yīng)地通過電壓外環(huán)單元和電流內(nèi)環(huán)單元對直流側(cè)電容電壓V_dc和并網(wǎng)電流i_g進行閉環(huán)控制；同時，通過PCC電壓前饋單元，對阻抗適配器的輸出阻抗特性進行校正；并且，控制電路將檢測到的v_pcc各次諧波含量與設(shè)定的閾值進行比較，判斷多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)穩(wěn)定性，在多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)出現(xiàn)不穩(wěn)定時，將阻抗適配器切入并網(wǎng)；

所述功率輸出電路與所述鎖相環(huán)單元、電流內(nèi)環(huán)單元以及PCC電壓前饋單元構(gòu)建阻抗適配器的端口等效模型，所述端口等效模型包含并聯(lián)的三個導(dǎo)納Y_PLL(s)、Y_con(s)、Y_ff(s)，端口等效模型的總輸出阻抗Z_o(s)如式(1)：

$Z_o\left(s\right)=\frac{1}{Y_{PLL}\left(s\right)+Y_{con}\left(s\right)+Y_{ff}\left(s\right)}---\left(1\right)$

其中，Y_PLL(s)、Y_con(s)、Y_ff(s)分別表示鎖相環(huán)單元、電流內(nèi)環(huán)單元以及PCC電壓前饋單元引入的導(dǎo)納。

所述用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器的進一步設(shè)計在于，所述鎖相環(huán)單元，根據(jù)所述電壓v_pcc得到v_pcc的基波幅值V_pcc和相位余弦值cosθ，進而計算出v_pcc的基波瞬時值v_pccf和諧波瞬時值v_pcch，如式(2)、(3)；

v_pccf＝V_pcccosθ (2)

v_pcch＝v_pcc-v_pccf (3)

所述用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器的進一步設(shè)計在于，所述電壓外環(huán)單元，包含電壓調(diào)節(jié)器G_v(s)，控制阻抗適配器的直流側(cè)電容電壓V_dc跟蹤電壓基準(zhǔn)V^*_dc；所述電流內(nèi)環(huán)單元，包含電流調(diào)節(jié)器G_i(s)，控制阻抗適配器的并網(wǎng)電流i_g跟蹤電流基準(zhǔn)i^*_g，電流基準(zhǔn)i^*_g由電壓調(diào)節(jié)器G_v(s)的輸出I^*_g與鎖相環(huán)單元得到的PCC電壓相位余弦值cosθ相乘得到。

所述用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器的進一步設(shè)計在于，所述PCC電壓前饋單元包括：

PCC電壓諧波前饋環(huán)節(jié)，將PCC電壓諧波瞬時值v_pcch經(jīng)過比例系數(shù)G_h、帶通濾波器G_bp(s)和前饋函數(shù)G_ff(s)負(fù)前饋至電流調(diào)節(jié)器G_i(s)的輸出端；

PCC電壓基波前饋環(huán)節(jié)，將PCC電壓基波瞬時值v_pccf經(jīng)過比例系數(shù)G_f正前饋至電流調(diào)節(jié)器G_i(s)輸出端。

所述用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器的進一步設(shè)計在于，所述功率輸出電路包括直流側(cè)電容、全橋、LCL濾波器以及并網(wǎng)開關(guān)，所述直流側(cè)電容、全橋、LCL濾波器以及并網(wǎng)開關(guān)依次連接。

所述用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器的進一步設(shè)計在于，LCL濾波器由兩個電感L₁、L₂以及電容C組成，所述電感L₁、電感L₂以及所述并網(wǎng)開關(guān)串連，所述電容C接于電感L₁、L₂之間的節(jié)點，另一端于所述全橋連接。

所述用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器的進一步設(shè)計在于，所述控制電路包括：

A/D采樣模塊，對電壓v_pcc、直流側(cè)電容電壓V_dc、并網(wǎng)電流i_g、電容電流i_C進行實時采樣；

數(shù)字運算模塊，包含所述鎖相環(huán)單元、電流內(nèi)環(huán)單元以及PCC電壓前饋單元，接收A/D采樣模塊采集的v_pcc、V_dc、i_g以及i_C，計算PCC電壓的各次諧波含量，通過預(yù)設(shè)的控制算法構(gòu)建所述端口等效模型，并計算調(diào)制波v_m；

自適應(yīng)控制模塊，將v_pcc的各次諧波含量與設(shè)定的閾值進行比較，判斷系統(tǒng)穩(wěn)定性，當(dāng)判定系統(tǒng)不穩(wěn)定時，控制阻抗適配器切入并網(wǎng)，并根據(jù)v_pcc的主要諧波分量自適應(yīng)調(diào)整所述數(shù)字運算模塊中PCC電壓諧波前饋環(huán)節(jié)的比例系數(shù)G_h、帶通濾波器G_bp(s)的低頻轉(zhuǎn)折頻率f_c1和帶通濾波器G_bp(s)的高頻轉(zhuǎn)折頻率f_c2；

脈寬調(diào)制模塊，對所述調(diào)制波v_m進行調(diào)制，得到功率輸出電路中全橋開關(guān)管Q₁～Q₄的驅(qū)動信號。

所述用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器的進一步設(shè)計在于，所述數(shù)字運算模塊還包括：

諧波檢測單元，通過快速傅里葉變換算法實時檢測出v_pcc的各次諧波含量，作為自適應(yīng)控制模塊判斷系統(tǒng)穩(wěn)定性和自適應(yīng)調(diào)節(jié)控制參數(shù)的依據(jù)；

電容電流反饋單元，將阻抗適配器的電容電流i_C經(jīng)過比例系數(shù)H_iC負(fù)反饋到電流調(diào)節(jié)器G_i(s)的輸出端，用于對LCL濾波器的諧振尖峰進行有源阻尼。

所述用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器的進一步設(shè)計在于，所述PCC電壓諧波前饋環(huán)節(jié)中的帶通濾波器G_bp(s)的傳遞函數(shù)為

$G_{bp}\left(s\right)=\frac{\frac{s}{2{\mathrm{\πf}}_{c1}}}{1+\frac{s}{2{\mathrm{\πf}}_{c1}}}\frac{1}{1+\frac{s}{Q\·2{\mathrm{\πf}}_{c2}}+{\left(\frac{s}{2{\mathrm{\πf}}_{c2}}\right)}^2}---\left(4\right)$

其中，Q為品質(zhì)因數(shù)；

前饋函數(shù)G_ff(s)的傳遞函數(shù)為

$G_{ff}\left(s\right)=\frac{s^3{L}_1{L}_{2}C+s^2{L}_2{\mathrm{CH}}_{iC}{K}_{PWM}+s(L_1+L_2)+H_{ig}{G}_i\left(s\right)K_{PWM}}{K_{PWM}}---\left(5\right)$

其中，L₁、L₂、C分別為LCL濾波器的橋側(cè)電感值、網(wǎng)側(cè)電感值和濾波電容值；H_ig為阻抗適配器的并網(wǎng)電流反饋系數(shù)；K_PWM為調(diào)制波v_m到橋臂輸出電壓v_AB的傳遞函數(shù)，它是直流側(cè)電容電壓V_dc和三角載波幅值V_tri的比值。

所述用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器的進一步設(shè)計在于，所述PCC電壓基波前饋環(huán)節(jié)中的比例系數(shù)G_f表達(dá)式為：

$G_f=\frac{1}{K_{PWM}}---\left(6\right)$

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，其主要優(yōu)點和顯著效果如下：

1)本發(fā)明通過切入一臺額外的阻抗適配器來鎮(zhèn)定整個多臺逆變器并聯(lián)系統(tǒng)，該方法不需要改變系統(tǒng)中各臺逆變器的控制方法和軟硬件參數(shù)，不增加其運算負(fù)擔(dān)，不影響其正常工作，具有較好的兼容性。

2)本發(fā)明提出的阻抗適配器的主要功能是吸收系統(tǒng)中的諧振能量，并將其轉(zhuǎn)化為基波能量回饋。除去器件和線路損耗，其吸收和釋放的平均有功功率為0。因此，阻抗適配器的容量遠(yuǎn)小于系統(tǒng)中各臺并網(wǎng)逆變器的容量，允許采用更高的開關(guān)頻率和控制頻率。這樣，與直接通過并網(wǎng)逆變器實現(xiàn)的控制算法相比，通過阻抗適配器實現(xiàn)的控制算法在諧振頻率范圍受數(shù)字控制延時的影響更小，對諧振的抑制性能更好，更有利于提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

3)本發(fā)明提出的阻抗適配器能夠自動檢測PCC電壓的主要諧波分量，確定諧振頻率范圍，并自適應(yīng)地調(diào)節(jié)自身的端口阻抗，使之在PCC電壓的整個諧振頻率范圍都表現(xiàn)為正電阻的特性。因此，阻抗適配器在整個諧振頻率范圍都具有較好的鎮(zhèn)定效果，而不僅限于單個諧振點，這對于多臺逆變器并網(wǎng)且出現(xiàn)多個諧振點的情況尤其適用。

4)本發(fā)明通過對PCC電壓的各次諧波含量進行實時監(jiān)測，一旦確認(rèn)系統(tǒng)中出現(xiàn)不穩(wěn)定的情況，就立刻切入阻抗適配器，并自適應(yīng)地調(diào)節(jié)其端口阻抗，使之能夠吸收系統(tǒng)中的諧振能量，并將諧振能量轉(zhuǎn)化為基波能量回饋。該方法能夠保證系統(tǒng)中的諧振被及早發(fā)現(xiàn)，盡快處理，具有較高的可靠性。

附圖說明

圖1是本發(fā)明中阻抗適配器功率輸出電路的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2是本發(fā)明中阻抗適配器控制電路的結(jié)構(gòu)示意圖

圖3是本發(fā)明中阻抗適配器在基波頻率處對應(yīng)的簡化控制框圖。

圖4是本發(fā)明中阻抗適配器在諧波頻率處對應(yīng)的簡化控制框圖。

圖5是本發(fā)明中阻抗適配器的端口等效模型。

圖6是本發(fā)明的一個具體實施例示意圖。

圖7是本發(fā)明的一個具體實施例波形圖。

具體實施方式

下面將對其具體實施方式進行說明。

如圖1，本實施例的用于鎮(zhèn)定多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的阻抗適配器，與多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)于公共耦合點(Point of Common Coupling,PCC)并聯(lián)連接。該阻抗適配器主要由功率輸出電路與控制電路組成。功率輸出電路輸出直流側(cè)電容電壓V_dc以及并網(wǎng)電流i_g；控制電路檢測PCC電壓v_pcc，通過鎖相環(huán)單元獲取其相位θ，并分別通過電壓外環(huán)單元和電流內(nèi)環(huán)單元對直流側(cè)電容電壓V_dc和并網(wǎng)電流i_g進行閉環(huán)控制，同時通過引入PCC電壓前饋單元，對阻抗適配器的輸出阻抗特性進行校正。通過功率輸出電路和控制電路，可構(gòu)建端口等效模型，包含并聯(lián)的三個導(dǎo)納，共同構(gòu)成阻抗適配器的總輸出阻抗Z_o(s)，如式(1)：

$Z_o\left(s\right)=\frac{1}{Y_{PLL}\left(s\right)+Y_{con}\left(s\right)+Y_{ff}\left(s\right)}---\left(1\right)$

其中，Y_PLL(s)、Y_con(s)、Y_ff(s)分別表示鎖相環(huán)、電流內(nèi)環(huán)以及PCC電壓前饋單元引入的導(dǎo)納。

并且，控制電路將v_pcc各次諧波含量與設(shè)定的閾值進行比較，判斷多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)穩(wěn)定性，在多臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)不穩(wěn)定時，將阻抗適配器切入并網(wǎng)。

如圖1，其功率輸出電路由直流側(cè)電容1、全橋2、LCL濾波器3和并網(wǎng)開關(guān)4組成，通過搭建實際的硬件電路來實現(xiàn)。其中，LCL濾波器由兩個電感L₁、L₂以及電容C組成，所述電感L₁、電感L₂以及所述并網(wǎng)開關(guān)串連，所述電容C接于電感L₁、L₂之間的節(jié)點，另一端于所述全橋連接。

如圖2，控制電路由A/D采樣模塊5、數(shù)字運算模塊6、自適應(yīng)控制模塊7和脈寬調(diào)制模塊8組成，通過編寫軟件并加載于DSP芯片來實現(xiàn)，DSP芯片可采用TMS320F2812芯片。

數(shù)字運算模塊6包括如下部分：

1)諧波檢測環(huán)節(jié)9，利用快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)算法對PCC電壓瞬時值v_pcc進行處理，計算得到PCC電壓的各次諧波含量。FFT算法的參考公式如下：

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}x\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\π}kn/N},k=0,1,...,N-1---\left(2\right)$

其中，N為一個基波周期內(nèi)的采樣次數(shù)，x(n)為采樣得到的時域信號，X(k)為經(jīng)過FFT運算后得到的頻域信號。

2)鎖相環(huán)10，可采用基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的鎖相環(huán)，由PCC電壓的瞬時值v_pcc可以得到PCC電壓的基波幅值V_pcc和相位余弦值cosθ，并進一步利用如下公式計算得到PCC電壓基波瞬時值v_pccf和諧波瞬時值v_pcch：

v_pccf＝V_pcccosθ (3)

v_pcch＝v_pcc-v_pccf (4)

3)電壓外環(huán)11，用于控制阻抗適配器的直流側(cè)電容電壓V_dc跟蹤電壓基準(zhǔn)V^*_dc，電壓調(diào)節(jié)器G_v(s)通?？刹捎肞I調(diào)節(jié)器，其輸出I^*_g作為并網(wǎng)電流基準(zhǔn)的幅值。

4)電流內(nèi)環(huán)12，用于控制阻抗適配器的并網(wǎng)電流i_g跟蹤電流基準(zhǔn)i^*_g，電流基準(zhǔn)i^*_g由電壓調(diào)節(jié)器G_v(s)的輸出I^*_g與鎖相環(huán)得到的PCC電壓相位余弦值cosθ相乘得到，電流調(diào)節(jié)器G_i(s)通?？刹捎肞I調(diào)節(jié)器或PR調(diào)節(jié)器，這里以PI調(diào)節(jié)器為例進行說明。

5)電容電流反饋環(huán)節(jié)13，將阻抗適配器的電容電流i_C經(jīng)過比例系數(shù)H_iC負(fù)反饋到電流調(diào)節(jié)器G_i(s)的輸出端，用于對阻抗適配器LCL濾波器的諧振尖峰進行有源阻尼。

6)PCC電壓諧波前饋環(huán)節(jié)14，將PCC電壓諧波瞬時值v_pcch經(jīng)過比例系數(shù)G_h＝1/R_h、帶通濾波器G_bp(s)和前饋函數(shù)G_ff(s)負(fù)前饋至電流調(diào)節(jié)器G_i(s)輸出端；帶通濾波器G_bp(s)的傳遞函數(shù)為

$G_{bp}\left(s\right)=\frac{\frac{s}{2{\mathrm{\πf}}_{c1}}}{1+\frac{s}{2{\mathrm{\πf}}_{c1}}}\frac{1}{1+\frac{s}{Q\·2{\mathrm{\πf}}_{c2}}+{\left(\frac{s}{2{\mathrm{\πf}}_{c2}}\right)}^2}---\left(5\right)$

其中，Q為品質(zhì)因數(shù)，f_c1和f_c2分別為濾波器的低頻轉(zhuǎn)折頻率和高頻轉(zhuǎn)折頻率。

前饋函數(shù)G_ff(s)的傳遞函數(shù)為

$G_{ff}\left(s\right)=\frac{s^3{L}_1{L}_{2}C+s^2{L}_2{\mathrm{CH}}_{iC}{K}_{PWM}+s(L_1+L_2)+H_{ig}{G}_i\left(s\right)K_{PWM}}{K_{PWM}}---\left(6\right)$

其中，H_ig為阻抗適配器的并網(wǎng)電流反饋系數(shù)；K_PWM為調(diào)制波v_m到橋臂輸出電壓v_AB的傳遞函數(shù)，它是輸入電壓V_dc和三角載波幅值V_tri的比值。

7)PCC電壓基波前饋環(huán)節(jié)15，將PCC電壓基波瞬時值v_pccf經(jīng)過比例系數(shù)G_f＝1/K_PWM正前饋至電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器G_i(s)輸出端。

下面將通過阻抗適配器的簡化控制框圖和端口等效模型，說明阻抗適配器自適應(yīng)地調(diào)節(jié)自身的端口阻抗的工作原理。

圖3和圖4分別給出了阻抗適配器在基波頻率和諧波頻率對應(yīng)的簡化控制框圖。其中，G_PLL(s)為從PCC電壓v_pcc(s)到鎖相環(huán)輸出的PCC電壓相角余弦值cosθ的傳遞函數(shù)，表達(dá)式為

$G_{PLL}\left(s\right)=-\frac{1}{2}\frac{K_p(s-j2{\mathrm{\πf}}_0)+K_i}{{(s-j2{\mathrm{\πf}}_0)}^2+V_{pcc}\[K_p(s-j2{\mathrm{\πf}}_0)+K_i\]}---\left(7\right)$

其中，K_p和K_i分別為鎖相環(huán)PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)。G_d(s)為數(shù)字控制引入的延時環(huán)節(jié)，包含0.5拍的PWM延時和λ拍的計算延時，表達(dá)式為

$G_d\left(s\right)=e^{-(0.5+\mathrm{\λ}){\mathrm{sT}}_s}---\left(8\right)$

其中，T_s為阻抗適配器的控制周期。通常隨采樣方式的不同，有λ∈[0,1]不等，這里以λ＝1為例進行說明。G_LCL(s)為橋臂輸出電壓v_AB(s)到并網(wǎng)電流i_g(s)的傳遞函數(shù)，表達(dá)式為

$G_{LCL}\left(s\right)=\frac{1}{s^3{L}_1{L}_{2}C+s^2{L}_2{\mathrm{CH}}_{iC}{K}_{PWM}{G}_d\left(s\right)+s(L_1+L_2)}---\left(9\right)$

Y_oo(s)為阻抗適配器的開環(huán)輸出導(dǎo)納，表達(dá)式為

$Y_{oo}\left(s\right)=\frac{s^2{L}_{1}C+{\mathrm{sCH}}_{iC}{K}_{PWM}{G}_d\left(s\right)+1}{s^3{L}_1{L}_{2}C+s^2{L}_2{\mathrm{CH}}_{iC}{K}_{PWM}{G}_d\left(s\right)+s(L_1+L_2)}---\left(10\right)$

注意圖中略去了電壓外環(huán)，這是因為電壓外環(huán)通常帶寬遠(yuǎn)低于工頻f₀，其輸出可近似看成直流量。

從圖3和圖4可以看出，從PCC電壓到并網(wǎng)電流共有三條通路，可分別對應(yīng)阻抗適配器端口等效模型中并聯(lián)的三個導(dǎo)納，如圖5所示。其中，Y_PLL(s)是鎖相環(huán)引入的導(dǎo)納，表達(dá)式為

$Y_{PLL}\left(s\right)=-I_g^{*}{G}_{PLL}\left(s\right)\frac{H_{ig}{K}_{PWM}{G}_i\left(s\right)G_d\left(s\right)G_{LCL}\left(s\right)}{1+H_{ig}{K}_{PWM}{G}_i\left(s\right)G_d\left(s\right)G_{LCL}\left(s\right)}---\left(11\right)$

Y_con(s)是電流內(nèi)環(huán)引入的導(dǎo)納，表達(dá)式為

$Y_{con}\left(s\right)=Y_{oo}\left(s\right)\frac{1}{1+H_{ig}{K}_{PWM}{G}_i\left(s\right)G_d\left(s\right)G_{LCL}\left(s\right)}---\left(12\right)$

Y_ff(s)是PCC電壓前饋單元引入的導(dǎo)納，在基波頻率和諧波頻率處，其表達(dá)式分別為

$Y_{fff}\left(s\right)=-G_f\frac{K_{PWM}{G}_d\left(s\right)G_{LCL}\left(s\right)}{1+H_{ig}{K}_{PWM}{G}_i\left(s\right)G_d\left(s\right)G_{LCL}\left(s\right)}---\left(13\right)$

$Y_{ffh}\left(s\right)=G_h{G}_{bp}\left(s\right)G_{ff}\left(s\right)\frac{K_{PWM}{G}_d\left(s\right)G_{LCL}\left(s\right)}{1+H_{ig}{K}_{PWM}{G}_i\left(s\right)G_d\left(s\right)G_{LCL}\left(s\right)}---\left(14\right)$

根據(jù)圖5所示的端口等效模型，阻抗適配器的總輸出阻抗Z_o(s)為

$Z_o\left(s\right)=\frac{1}{Y_{PLL}\left(s\right)+Y_{con}\left(s\right)+Y_{ff}\left(s\right)}---\left(15\right)$

阻抗適配器的容量遠(yuǎn)小于系統(tǒng)中各臺并網(wǎng)逆變器，允許采用更高的開關(guān)頻率和控制頻率。為了盡可能避免數(shù)字控制延時對控制算法的影響，本實施例的阻抗適配器控制頻率為系統(tǒng)中各臺逆變器最高控制頻率的10倍或以上。而在多逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中，系統(tǒng)不穩(wěn)定時的諧振頻率通常在各臺逆變器控制頻率的1/2以內(nèi)。因此，可認(rèn)為系統(tǒng)諧振頻率遠(yuǎn)低于阻抗適配器的控制頻率，在諧振頻率范圍[f_r1,f_r2]，可以忽略阻抗適配器的數(shù)字控制延時，近似認(rèn)為G_d(s)≈1。又當(dāng)帶通濾波器轉(zhuǎn)折頻率滿足

$f_{c1}\≤\frac{f_{r1}}{3}---\left(16\right)$

$f_{c2}\≥{10}^{\frac{1}{2Q}}{f}_{r2}---\left(17\right)$

則在諧振頻率范圍[f_r1,f_r2]，可近似認(rèn)為G_bp(s)≈1，根據(jù)式(6)、(9)、(14)有：

$Y_{ffh}\left(s\right)\≈G_h{G}_{ff}\left(s\right)\frac{K_{PWM}{G}_{LCL}\left(s\right)}{1+H_{ig}{K}_{PWM}{G}_i\left(s\right)G_{LCL}\left(s\right)}=G_h---\left(18\right)$

如果比例系數(shù)G_h取值足夠大，在諧振頻率范圍[f_r1,f_r2]有|Y_ffh(s)|>>|Y_PLL(s)+Y_con(s)|，根據(jù)式(15)，阻抗適配器的總輸出阻抗Z_o(s)可近似為

$Z_o\left(s\right)\≈\frac{1}{Y_{ffh}\left(s\right)}\≈\frac{1}{G_h}=R_h---\left(19\right)$

因此，通過加入PCC電壓諧波前饋環(huán)節(jié)，能夠校正阻抗適配器在系統(tǒng)的諧振頻率范圍[f_r1,f_r2]的端口阻抗，使之表現(xiàn)為正電阻的特性，且阻值等于比例系數(shù)G_h的倒數(shù)R_h。這樣，阻抗適配器就能夠吸收系統(tǒng)中的諧振能量，對多逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)起到鎮(zhèn)定作用。

由于工頻f₀遠(yuǎn)低于阻抗適配器的控制頻率，因此，在工頻f₀處，可忽略阻抗適配器的數(shù)字控制延時，近似認(rèn)為G_d(s)≈1。同時，在設(shè)計LCL濾波器時通常使LCL諧振頻率遠(yuǎn)高于工頻f₀，以保證電流環(huán)在基波處的環(huán)路增益足夠大。根據(jù)式(9)、(10)有

$G_{LCL}\left(j2{\mathrm{\πf}}_0\right)\≈\frac{1}{j2{\mathrm{\πf}}_0(L_1+L_2)}---\left(20\right)$

$Y_{oo}\left(j2{\mathrm{\πf}}_0\right)\≈\frac{1}{j2{\mathrm{\πf}}_0(L_1+L_2)}---\left(21\right)$

因此，當(dāng)PCC電壓基波前饋環(huán)節(jié)的比例系數(shù)G_f＝1/K_PWM時，根據(jù)式(12)、(13)有

Y_con(j2πf₀)+Y_fff(j2πf₀)≈0 (22)

根據(jù)式(7)、(11)、(15)、(22)，在工頻f₀處，阻抗適配器的總輸出阻抗Z_o(s)可近似為

$Z_o\left(j2{\mathrm{\πf}}_0\right)\≈\frac{1}{Y_{PLL}\left(j2{\mathrm{\πf}}_0\right)}\≈-\frac{2V_{pcc}}{I_g^{*}}---\left(23\right)$

因此，通過加入PCC電壓基波前饋環(huán)節(jié)，可校正阻抗適配器在工頻f₀處的端口阻抗，使之表現(xiàn)為負(fù)電阻的特性，且阻值與并網(wǎng)電流基準(zhǔn)的幅值I^*_g成反比。這樣，阻抗適配器就能夠?qū)⑽盏闹C振能量轉(zhuǎn)化為基波能量回饋到電網(wǎng)中去，避免引入額外的損耗。

下面將基于上述阻抗適配器，給出一種自適應(yīng)的多逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)鎮(zhèn)定方法，詳細(xì)步驟如下：

1)正常情況下，阻抗適配器處于脫網(wǎng)狀態(tài)，由A/D采樣模塊對PCC電壓瞬時值v_pcc進行實時采樣。每隔n₀個控制周期T_s，由數(shù)字運算模塊的諧波檢測環(huán)節(jié)利用FFT算法計算PCC電壓的各次諧波含量，由自適應(yīng)控制模塊根據(jù)計算結(jié)果對系統(tǒng)穩(wěn)定性進行判斷：如果各次諧波含量均在閾值以內(nèi)，則判斷系統(tǒng)穩(wěn)定，不需要切入阻抗適配器；如果連續(xù)n₁次計算結(jié)果都有任一頻率諧波含量超出閾值，則判斷系統(tǒng)出現(xiàn)了不穩(wěn)定的情況，轉(zhuǎn)步驟2。

2)在切入阻抗適配器之前，自適應(yīng)控制模塊首先根據(jù)PCC電壓的各次諧波含量，確定PCC電壓的諧振頻率范圍[f_r1,f_r2]，并自適應(yīng)地調(diào)整PCC電壓諧波前饋環(huán)節(jié)中帶通濾波器G_bp(s)的兩個轉(zhuǎn)折頻率f_c1和f_c2，保證阻抗適配器的端口阻抗在整個諧振頻率范圍[f_r1,f_r2]都表現(xiàn)出正電阻的特性?？梢詫⒑砍鲩撝档淖畹椭C波頻率視為諧振下限頻率f_r1，超出閾值的最高諧波頻率視為諧振上限頻率f_r2，再根據(jù)式(16)和式(17)計算得到轉(zhuǎn)折頻率f_c1和f_c2。

3)閉合并網(wǎng)開關(guān)S₁，將阻抗適配器切入系統(tǒng)?？梢詫⒈壤禂?shù)G_h的初值設(shè)為G_h0。每隔n₀個控制周期T_s，由數(shù)字運算模塊的諧波檢測環(huán)節(jié)利用FFT算法計算PCC電壓的各次諧波含量，由自適應(yīng)控制模塊根據(jù)計算結(jié)果對系統(tǒng)穩(wěn)定性進行判斷：如果仍然有任一頻率諧波含量超出閾值，且比例系數(shù)G_h沒有達(dá)到上限G_max，則令比例系數(shù)增加△G_h；如果各次諧波含量均在閾值以內(nèi)，則維持G_h不變；如果連續(xù)n₂次計算結(jié)果各次諧波含量均在閾值以內(nèi)，則認(rèn)為系統(tǒng)已經(jīng)穩(wěn)定，結(jié)束自適應(yīng)調(diào)節(jié)過程；如果比例系數(shù)G_h達(dá)到上限G_max后，連續(xù)n₃次計算結(jié)果仍然有任一頻率諧波含量超出閾值，則發(fā)出警報，進一步采取其它鎮(zhèn)定措施。

下面給出本發(fā)明的一個應(yīng)用事例。

如圖6所示，逆變器16和逆變器17通過PCC并入弱電網(wǎng)18，構(gòu)成一個并網(wǎng)系統(tǒng)。兩臺逆變器軟硬件參數(shù)完全相同，如表1所示。電網(wǎng)線路阻抗Z_g為純感性，且感值為100μH。該系統(tǒng)工作時，會發(fā)生嚴(yán)重的諧振。使用一臺額外的阻抗適配器19來鎮(zhèn)定該系統(tǒng)，阻抗適配器的軟硬件參數(shù)如表2所示。

表1單相LCL型逆變器的軟硬件參數(shù)

表2阻抗適配器的軟硬件參數(shù)

該具體實施例的波形圖如圖7所示，從上到下依次為PCC電壓v_pcc波形、逆變器16并網(wǎng)電流i_g1波形、逆變器17并網(wǎng)電流i_g2波形以及阻抗適配器19并網(wǎng)電流i_gA波形。

在阻抗適配器切入之前，可以看到兩臺逆變器的并網(wǎng)電流波形和PCC電壓波形中都出現(xiàn)了嚴(yán)重的諧振，系統(tǒng)是不穩(wěn)定的，需要切入阻抗適配器以鎮(zhèn)定系統(tǒng)。通過FFT分析，可確定系統(tǒng)主要的諧振頻率段為[2600Hz,3150Hz]。當(dāng)阻抗適配器PCC電壓諧波前饋環(huán)節(jié)中帶通濾波器G_bp(s)的品質(zhì)因數(shù)取Q＝10時，根據(jù)式(16)和式(17)可求出其轉(zhuǎn)折頻率為：f_c1＝867Hz，f_c2＝3534Hz。

于t₁時刻閉合并網(wǎng)開關(guān)S₁，切入阻抗適配器，令PCC電壓諧波前饋環(huán)節(jié)的比例系數(shù)G_h從0開始逐漸增加，當(dāng)比例系數(shù)的值上升到0.4時，兩臺逆變器的并網(wǎng)電流和PCC點電壓波形中的諧振已經(jīng)基本消失?？梢钥闯霰景l(fā)明提供的方案可以快速有效地抑制多逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中的諧振，起到鎮(zhèn)定作用。