本發(fā)明屬于電力電子變換技術(shù)中的控制
技術(shù)領(lǐng)域：
，特別是一種基于開(kāi)關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的中點(diǎn)電壓紋波抑制系統(tǒng)及方法。
背景技術(shù)：
：近年來(lái)，三電平逆變器已經(jīng)廣泛地應(yīng)用在高壓中大功率變換場(chǎng)合；其電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與控制方法成為了當(dāng)今的研究熱點(diǎn)。相比兩電平逆變器，三電平逆變器具有開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力低、電磁噪聲小、輸出電壓諧波畸變率低等諸多優(yōu)點(diǎn)。三電平逆變器的拓?fù)浯篌w可以分為三類：二極管箝位型、級(jí)聯(lián)型、飛跨電容型，其中應(yīng)用最廣泛的為二極管箝位型逆變器。三電平二極管箝位型逆變器可分為中點(diǎn)箝位型(NPC)逆變器和T型逆變器。三電平逆變器的控制方法主要有：正弦脈寬調(diào)制(SPWM)、空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)、三次諧波注入脈寬調(diào)制(THIPWM)、不連續(xù)脈寬調(diào)制(DPWM)等。與SPWM方法相比，SVPWM方法提高了直流母線電壓利用率，更易于整個(gè)開(kāi)關(guān)模態(tài)和約束條件的優(yōu)化處理，且更適合通過(guò)數(shù)字信號(hào)處理(digitalsignalprocessor，DSP)實(shí)現(xiàn)。因此，一般情況下，SVPWM方法更受歡迎。近年來(lái)，為了優(yōu)化傳統(tǒng)三電平SVPWM方法，專家學(xué)者們提出了各種新的調(diào)制方法。針對(duì)高開(kāi)關(guān)頻率的三電平逆變器，J.Holtz教授提出了一種基于現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FieldProgrammableGateArray，F(xiàn)PGA)的新型SVPWM調(diào)制器，它克服了現(xiàn)有方案的基本缺點(diǎn)。一些學(xué)者，例如在文獻(xiàn)Comparisonsofspace-vectormodulationandcarrier-basedmodulationofmultilevelinverter[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2008,23(1):45-51，姚文熙副教授等人提出了基于60o坐標(biāo)系的新型SVPWM方法。還有一些學(xué)者，例如在文獻(xiàn)ComprehensiveStudyonEquivalentModulationWaveformsoftheSVMSequenceforThree-LevelInverters[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2015,30(12):7149-7158，陳娟等人通過(guò)對(duì)SPWM方法的正弦調(diào)制波中注入零序分量或共模電壓的方式實(shí)現(xiàn)SVPWM方法，雖然所提調(diào)制方法降低了矢量計(jì)算的復(fù)雜程度，但是SVPWM調(diào)制波的開(kāi)關(guān)狀態(tài)并未得到優(yōu)化。在采用傳統(tǒng)三電平SVPWM方法時(shí)，三電平逆變器存在中點(diǎn)電壓紋波較大，輸出波形質(zhì)量不高，調(diào)制波表達(dá)式較復(fù)雜，難以建立統(tǒng)一的中點(diǎn)電壓模型，不易于中點(diǎn)電壓控制器設(shè)計(jì)的缺點(diǎn)。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的在于提供一種控制方法簡(jiǎn)單、易于數(shù)字實(shí)現(xiàn)的基于開(kāi)關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的中點(diǎn)電壓紋波抑制系統(tǒng)及方法。實(shí)現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)解決方案為：一種基于開(kāi)關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的中點(diǎn)電壓紋波抑制系統(tǒng)，其特征在于，包括三電平逆變器和數(shù)字處理控制模塊，其中數(shù)字處理控制模塊包括順次連接的采樣單元、閉環(huán)控制單元和空間矢量脈寬調(diào)制單元；所述采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電流信號(hào)，空間矢量脈寬調(diào)制單元的輸出端通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路接入三電平逆變器每相橋臂各個(gè)開(kāi)關(guān)管；在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，數(shù)字處理控制模塊的采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電流信號(hào)；采集到的信號(hào)經(jīng)閉環(huán)控制單元處理得到三相基波調(diào)制信號(hào)；三相基波調(diào)制信號(hào)經(jīng)空間矢量脈寬調(diào)制單元處理得到脈寬調(diào)制控制信號(hào)，該脈寬調(diào)制控制信號(hào)能夠抑制三電平逆變器直流母線中點(diǎn)電壓紋波、優(yōu)化三電平逆變器的輸出波形質(zhì)量；所述脈寬調(diào)制控制信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路控制三電平逆變器每相開(kāi)關(guān)管的工作狀態(tài)。優(yōu)選地，所述數(shù)字處理控制模塊為TMS320F28335芯片。一種基于開(kāi)關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的中點(diǎn)電壓紋波抑制方法，該方法用于采用空間矢量調(diào)制方法的三電平逆變器，包括以下步驟：步驟1、在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，數(shù)字處理控制模塊的采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電流信號(hào)；步驟2、閉環(huán)控制單元根據(jù)步驟1中采集到的信號(hào)經(jīng)Clarke變換、Park變換，得到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d軸和q軸分量，d軸和q軸分量分別與參考基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行比例積分微分調(diào)節(jié)得到誤差信號(hào)，誤差信號(hào)再經(jīng)Park反變換、Clarke反變換，輸出三相基波調(diào)制信號(hào)；步驟3、空間矢量脈寬調(diào)制單元根據(jù)步驟2中得到的三相基波調(diào)制信號(hào)，優(yōu)化三相橋臂的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，得到三相橋臂輸出電平的切換時(shí)刻ta、tb、tc，將ta、tb、tc與三角載波比較，獲得脈寬調(diào)制控制信號(hào)；步驟4、驅(qū)動(dòng)電路將步驟3中所得脈寬調(diào)制控制信號(hào)分配給三電平逆變器每相橋臂各個(gè)開(kāi)關(guān)管，控制三電平逆變器的工作狀態(tài)，同時(shí)抑制三電平逆變器直流母線中點(diǎn)電壓的紋波、優(yōu)化三電平逆變器的輸出波形質(zhì)量。進(jìn)一步地，步驟3中所述空間矢量脈寬調(diào)制單元根據(jù)步驟2中得到的三相基波調(diào)制信號(hào)，優(yōu)化三相橋臂的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，得到三相橋臂輸出電平的切換時(shí)刻ta、tb、tc，將ta、tb、tc與三角載波比較，獲得脈寬調(diào)制控制信號(hào)，具體步驟為：(1)區(qū)間劃分和判定：在兩相靜止坐標(biāo)系即α-β坐標(biāo)系下，α軸為橫軸，β軸為縱軸，劃分空間矢量區(qū)間，α軸的正負(fù)30度范圍，作為大扇區(qū)I，依次逆時(shí)針?lè)较颍?0度劃分一個(gè)大扇區(qū)，完成6個(gè)大扇區(qū)劃分；對(duì)合成參考矢量Vref減去一個(gè)小矢量Vm，Vref轉(zhuǎn)化成等效的合成參考矢量Vr′ef，即將空間矢量圖等效為兩電平空間矢量區(qū)間圖；當(dāng)確定了大扇區(qū)后，根據(jù)Vr′ef的相角判定所處小區(qū)間；且類似兩電平SVPWM矢量合成計(jì)算原理，得到合成Vref的三個(gè)矢量和這三個(gè)矢量的作用時(shí)間；(2)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)開(kāi)關(guān)狀態(tài)的優(yōu)化：在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)，通過(guò)控制三電平逆變器某一相橋臂P狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間與另一相橋臂N狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間相等，或某一相橋臂N狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間與另一相橋臂P狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間相等，從而優(yōu)化開(kāi)關(guān)狀態(tài)，減小直流母線中點(diǎn)電壓波動(dòng)量；(3)參與合成的矢量作用時(shí)間計(jì)算：根據(jù)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)開(kāi)關(guān)狀態(tài)的優(yōu)化方法，分別得到合成Vref的三個(gè)矢量的作用時(shí)間，進(jìn)而得到三電平逆變器三相橋臂輸出電平的切換時(shí)刻ta、tb、tc；(4)脈寬調(diào)制控制信號(hào)生成將步驟(3)所得的三相橋臂輸出電平的切換時(shí)刻值ta、tb、tc與三角載波進(jìn)行比較，獲得三相橋臂脈寬調(diào)制控制信號(hào)。本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，其顯著優(yōu)點(diǎn)在于：(1)通過(guò)重新劃分空間矢量區(qū)間，將傳統(tǒng)三電平SVPWM簡(jiǎn)化為兩電平SVPWM，使得區(qū)間判定和矢量合成計(jì)算更易實(shí)現(xiàn)；(2)在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，根據(jù)合成參考矢量的相角范圍條件，選擇一相橋臂“P”(或“N”)狀態(tài)與另一相橋臂“N”(或“P”)狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間相等，簡(jiǎn)化了調(diào)制波的表達(dá)式；(3)在基波調(diào)制比為[0,1.15]的范圍內(nèi)，調(diào)制波為鞍形波，有效減小了中點(diǎn)電壓紋波，提高了輸出波形質(zhì)量。附圖說(shuō)明圖1是本發(fā)明基于開(kāi)關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的中點(diǎn)電壓紋波抑制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。圖2是傳統(tǒng)三電平SVPWM空間矢量區(qū)間劃分圖。圖3是本發(fā)明的空間矢量區(qū)間劃分圖。圖4是本發(fā)明的等效兩電平空間矢量區(qū)間圖，其中(a)為合成參考矢量Vref在I-3區(qū)間的矢量區(qū)間圖，(b)為等效的合成參考矢量Vref’在I-3區(qū)間矢量區(qū)間圖。圖5是當(dāng)Vref在圖2所示的I-1區(qū)間時(shí)傳統(tǒng)三電平SVPWM方法的開(kāi)關(guān)序列圖。圖6是當(dāng)Vref在圖3所示的I-3區(qū)間時(shí)本發(fā)明的開(kāi)關(guān)序列圖。圖7是傳統(tǒng)三電平SVPWM的a相橋臂調(diào)制波波形圖。圖8是本發(fā)明方法的a相橋臂調(diào)制波波形圖。圖9是NPC三電平逆變器的主電路結(jié)構(gòu)圖。圖10是兩種調(diào)制方法的中點(diǎn)電壓紋波曲線圖。圖11是兩種調(diào)制方法的實(shí)驗(yàn)結(jié)果對(duì)比圖，其中(a)為傳統(tǒng)三電平SVPWM方法的實(shí)驗(yàn)波形圖，(b)為本發(fā)明方法的實(shí)驗(yàn)波形圖，(c)為傳統(tǒng)三電平SVPWM方法的THD分析結(jié)果圖，(d)為本發(fā)明方法的THD分析結(jié)果圖。圖12是THD和中點(diǎn)電壓紋波測(cè)量結(jié)果圖，其中(a)為THD測(cè)量結(jié)果圖，(b)為中點(diǎn)電壓紋波測(cè)量結(jié)果圖。具體實(shí)施方式下面結(jié)合附圖及具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。本發(fā)明基于開(kāi)關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的中點(diǎn)電壓紋波抑制系統(tǒng)，通過(guò)重新劃分空間矢量區(qū)間，將傳統(tǒng)三電平SVPWM簡(jiǎn)化為兩電平SVPWM，使得區(qū)間判定和矢量合成計(jì)算更易實(shí)現(xiàn)。在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，根據(jù)合成參考矢量的相角范圍條件，選擇一相橋臂“P”(或“N”)狀態(tài)與另一相橋臂“N”(或“P”)狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間相等，簡(jiǎn)化了調(diào)制波的表達(dá)式。在基波調(diào)制比為0-1.15的范圍內(nèi)，調(diào)制波為鞍形波，降低了中點(diǎn)電壓的紋波，解決了中點(diǎn)電壓模型難以建立、中點(diǎn)電壓控制器不易設(shè)計(jì)的問(wèn)題。與傳統(tǒng)三電平SVPWM相比，本發(fā)明能有效減小中點(diǎn)電壓紋波，提高輸出波形質(zhì)量。結(jié)合圖1，本發(fā)明基于開(kāi)關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的中點(diǎn)電壓紋波抑制系統(tǒng)，包括三電平逆變器和數(shù)字處理控制模塊，其中數(shù)字處理控制模塊包括順次連接的采樣單元、閉環(huán)控制單元和空間矢量脈寬調(diào)制單元；所述采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電流信號(hào)，空間矢量脈寬調(diào)制單元的輸出端通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路接入三電平逆變器每相橋臂各個(gè)開(kāi)關(guān)管；所述數(shù)字處理控制模塊為TMS320F28335芯片。在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，數(shù)字處理控制模塊的采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電流信號(hào)；采集到的信號(hào)經(jīng)閉環(huán)控制單元處理得到三相基波調(diào)制信號(hào)；三相基波調(diào)制信號(hào)經(jīng)空間矢量脈寬調(diào)制單元處理得到脈寬調(diào)制控制信號(hào)，該脈寬調(diào)制控制信號(hào)能夠抑制三電平逆變器直流母線中點(diǎn)電壓紋波、優(yōu)化三電平逆變器的輸出波形質(zhì)量；所述脈寬調(diào)制控制信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路控制三電平逆變器每相開(kāi)關(guān)管的工作狀態(tài)。一種基于開(kāi)關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的中點(diǎn)電壓紋波抑制方法，該方法用于采用空間矢量調(diào)制方法情況下的三電平逆變器，包括以下步驟：步驟1、在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，數(shù)字處理控制模塊的采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電壓信號(hào)、三電平逆變器輸出的三相電流信號(hào)；步驟2、閉環(huán)控制單元根據(jù)步驟1中采集到的信號(hào)經(jīng)Clarke變換、Park變換，得到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d軸和q軸分量，d軸和q軸分量分別與參考基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行比例積分微分調(diào)節(jié)得到誤差信號(hào)，誤差信號(hào)再經(jīng)Park反變換、Clarke反變換，輸出三相基波調(diào)制信號(hào)；步驟3、空間矢量脈寬調(diào)制單元根據(jù)步驟2中得到的三相基波調(diào)制信號(hào)，優(yōu)化三相橋臂的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，得到三相橋臂輸出電平的切換時(shí)刻ta，tb，tc，將ta、tb、tc與三角載波比較，獲得能夠抑制三電平逆變器直流母線中點(diǎn)電壓的紋波、優(yōu)化三電平逆變器的輸出波形質(zhì)量的脈寬調(diào)制控制信號(hào)，具體步驟為：(1)區(qū)間劃分和判定：在三相靜止坐標(biāo)系下，步驟2中得到的三相基波調(diào)制信號(hào)vao、vbo、vco經(jīng)Clarke變化轉(zhuǎn)換至α-β兩相靜止坐標(biāo)系中，可得合成參考矢量Vref：Vref=23(vao+vboej2π/3+vcoe-j2π/3)=Vα+jVβ|Vref|=Vα2+Vβ2θ=arctg(VβVα)---(1)]]>其中Vα和Vβ分別為Vref的實(shí)部和虛部。|Vref|和θ分別是Vref的模長(zhǎng)和相角。假設(shè)“P”、“0”、“N”代表NPC三電平逆變器相橋臂的三種工作狀態(tài)(每相橋臂電壓分別是Vdc/2、0、-Vdc/2)。因此NPC三電平逆變器總共有27種工作狀態(tài)，每種狀態(tài)對(duì)應(yīng)于α-β二維坐標(biāo)系矢量圖中的一個(gè)矢量。傳統(tǒng)三電平SVPWM空間矢量區(qū)間劃分圖，如圖2所示，該矢量分布圖被分為6個(gè)大扇區(qū)，每60°區(qū)間為一個(gè)大扇區(qū)，每個(gè)大扇區(qū)包括4個(gè)小三角形區(qū)間。圖中“I，II，III，IV，V，VI”表示大扇區(qū)的編號(hào)，“1，2，3，4”表示各扇區(qū)內(nèi)小三角形區(qū)間的編號(hào)。在圖2中，27個(gè)矢量具體分為：6個(gè)模長(zhǎng)為2Vdc/3的大矢量；6個(gè)模長(zhǎng)為為的中矢量；12個(gè)模長(zhǎng)為Vdc/3的小矢量；3個(gè)零矢量。采用本發(fā)明方法時(shí)，空間矢量的扇區(qū)和小區(qū)間需要重新定義劃分，如圖3所示。6個(gè)四邊形代表6個(gè)大扇區(qū)，每60°區(qū)間為一個(gè)扇區(qū)，每個(gè)大扇區(qū)包括6個(gè)小區(qū)間。圖中“I，II，III，IV，V，VI”表示大扇區(qū)的編號(hào)，“1，2，3，4，5，6”表示各扇區(qū)內(nèi)6個(gè)小區(qū)間的編號(hào)。圖4給出了當(dāng)合成參考矢量Vref在圖3所示的第I大扇區(qū)第3小區(qū)間(I-3區(qū)間)時(shí)，本發(fā)明的等效兩電平空間矢量區(qū)間圖。對(duì)比圖4(a)和(b)可知，通過(guò)減去一個(gè)小矢量Vm(這里Vm＝Vo)，Vref轉(zhuǎn)化成等效的合成參考矢量Vr′ef。如圖4(b)所示，轉(zhuǎn)化為兩電平SVPWM的矢量計(jì)算后，Vr′ef由V0′，V1′，V2′合成，且滿足下面的等式：Vr′efTs＝V0′T0+V1′T1+V2′T2(2)T0+T1+T2＝Ts(3)式中V0′，V1′，V2′為轉(zhuǎn)化后的Vr′ef的合成三矢量，T0、T1、T2分別表示V0′，V1′，V2′的作用時(shí)間。分析圖4可知：式(2)還可以表示為：(Vref-Vm)Ts＝(V0-Vm)T0+(V1-Vm)T1+(V2-Vm)T2(4)將式(2)代入到式(4)中，可以將式(4)化簡(jiǎn)為：VrefTs＝V0T0+V1T1+V2T2(5)因此，經(jīng)轉(zhuǎn)化后計(jì)算得到的T0、T1、T2也就是傳統(tǒng)三電平SVPWM的Vref的合成三矢量V0，V1，V2的時(shí)間。因此，采用本發(fā)明方法時(shí)，傳統(tǒng)三電平SVPWM的矢量計(jì)算簡(jiǎn)化為兩電平SVPWM的矢量計(jì)算，當(dāng)確定了大扇區(qū)后，只需根據(jù)V′ref的相角來(lái)判定所處小區(qū)間。且類似兩電平SVPWM矢量合成計(jì)算原理，得到合成Vref的合成三矢量和它們的作用時(shí)間。(2)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)開(kāi)關(guān)狀態(tài)的優(yōu)化以Vref在圖2所示的I-1區(qū)間時(shí)傳統(tǒng)三電平SVPWM的開(kāi)關(guān)序列為例，如圖5所示。從圖5中可以看出，采用傳統(tǒng)SVPWM方法時(shí)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)，V0[P00]的作用時(shí)間和V0[0NN]的作用相等，等于T0/2。又由于V0[P00]和V0[0NN]是一對(duì)正負(fù)小矢量，它們對(duì)中點(diǎn)電壓的影響是相反的，且能夠相互抵消。但V1[00N]是另一個(gè)負(fù)小矢量，使得中點(diǎn)電壓降低，因此，中點(diǎn)電壓波動(dòng)問(wèn)題就出現(xiàn)了。在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)，為了減小負(fù)小矢量V1[00N]對(duì)中點(diǎn)電壓的影響，應(yīng)該增加正小矢量V0[P00]的作用時(shí)間，相應(yīng)的減少負(fù)小矢量V0[0NN]的作用時(shí)間，即重新分配V0[P00]和V0[0NN]的作用時(shí)間，使得中點(diǎn)電壓上升，有利于減小中點(diǎn)電壓的波動(dòng)量。圖6表示的是當(dāng)Vref在圖3所示的I-3區(qū)間時(shí)，本發(fā)明方法的開(kāi)關(guān)序列。該序列與圖5中Vref在圖2所示的I-1區(qū)間時(shí)傳統(tǒng)三電平SVPWM的開(kāi)關(guān)序列相同。在圖6中，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)，假設(shè)a相橋臂“P”狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間與c相橋臂“N”狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間相等，即滿足下面的不等式：T0+＝T0-+T1(6)T0++T0-+T1+T2＝Ts(7)T0++T0-＝T0(8)式中T0-，T0+分別代表負(fù)小矢量V0[0NN]和正小矢量V0[P00]的作用時(shí)間。由圖5和圖6對(duì)比可知，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)，傳統(tǒng)三電平SVPWM方法和本發(fā)明方法作用時(shí)，合成三矢量的作用時(shí)間對(duì)比情況在表1中給出。表1合成三矢量的作用時(shí)間對(duì)比其中T0表示負(fù)小矢量V0[0NN]和正小矢量V0[P00]的總作用時(shí)間，T1，T2分別表示V1，V2的作用時(shí)間。由式(5)-(7)和表1可以看出，雖然負(fù)小矢量V1[00N]的作用時(shí)間沒(méi)有調(diào)整，但是負(fù)小矢量V0[0NN]和正小矢量V0[P00]的作用時(shí)間不再相等。正小矢量V0[P00]的作用時(shí)間增加了，同時(shí)，負(fù)小矢量V0[0NN]的作用時(shí)間減小了。因此，在采用本發(fā)明方法時(shí)，當(dāng)Vref在圖3所示的I-3區(qū)間時(shí)，使得a相橋臂“P”狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間與c相橋臂“N”狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間相等，中點(diǎn)電壓將上升，有減小中點(diǎn)電壓波動(dòng)量的趨勢(shì)。根據(jù)上述分析可知，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)，本發(fā)明方法通過(guò)控制NPC三電平逆變器某一相橋臂“P”(或N”)狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間與另一相橋臂“N”(或“P”)狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間相等，從而優(yōu)化開(kāi)關(guān)狀態(tài)減小中點(diǎn)電壓波動(dòng)量。具體優(yōu)化開(kāi)關(guān)狀態(tài)的規(guī)則如下：表2本發(fā)明方法的開(kāi)關(guān)狀態(tài)優(yōu)化規(guī)則表中Taon，Tbon，Tcon分別代表在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)，NPC三電平逆變器各相橋臂“P”(或“N”)狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間。θ是Vref的相角。(3)參與合成的矢量作用時(shí)間計(jì)算仍以Vref在圖3所示的I-3區(qū)間為例，采用本發(fā)明方法時(shí)，由式(4)-(7)可以求得T0-，T0+，T1，T2：T0+=Ts2(3M2cos(θ)+3M2sin(θ))T0-=Ts2(3M2cos(θ)-33M2sin(θ))T1=3Msin(θ)TsT2=Ts-(3sin(θ)2+32cos(θ))MTs---(9)]]>這里，M表示基波調(diào)制比，M＝|Vref|/(Vdc/2)，M的范圍是[0，1.15]。如圖6所示，當(dāng)Vref在圖3所示的I-3區(qū)間時(shí)，本發(fā)明方法在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的開(kāi)關(guān)序列。圖中，ta，tb，tc分別為NPC三電平逆變器三相橋臂輸出電平的切換時(shí)刻，ta，tb，tc為：ta=T0-/2+T1/2+T2/2tb=T0-/2tc=T0-/2+T1/2---(10)]]>(4)脈寬調(diào)制控制信號(hào)生成再將式(9)代入式(10)，可得ta，tb，tc。綜上所述，當(dāng)Vref處于其他區(qū)域內(nèi)時(shí)，同理可得三電平逆變器三相橋臂輸出電平的切換時(shí)刻值。將求得的ta、tb、tc與三角載波比較可以得到三相橋臂脈寬調(diào)制控制信號(hào)。步驟4、驅(qū)動(dòng)電路將步驟3中所得脈寬調(diào)制控制信號(hào)分配給三電平逆變器每相橋臂各個(gè)開(kāi)關(guān)管，控制三電平逆變器的工作狀態(tài)，同時(shí)抑制三電平逆變器直流母線中點(diǎn)電壓的紋波、優(yōu)化三電平逆變器的輸出波形質(zhì)量。下面以NPC三電平逆變器為例，詳細(xì)闡述本發(fā)明實(shí)施過(guò)程。(1)傳統(tǒng)三電平SVPWM控制方法下調(diào)制波分析：如圖2所示，以Vref在圖2所示的I-I區(qū)為例，當(dāng)采用傳統(tǒng)三電平SVPWM方法時(shí)，V0、V1、V2的作用時(shí)間T0、T1、T2為：T0=(32cos(θ)-3sin(θ)2)MTsT1=3Msin(θ)TsT2=Ts-(3sin(θ)2+32cos(θ))MTs---(11)]]>Vref在I-I區(qū)時(shí)，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的開(kāi)關(guān)序列如圖5所示。圖中，tasv，tbsv，tcsv分別為NPC三電平逆變器三相橋臂輸出電平的切換時(shí)刻，tasv，tbsv，tcsv為：tasv=T0/4+T1/2+T2/2tbsv=T0/4tcsv=T0/4+T1/2---(12)]]>再將式(11)代入式(12)，可得tasv，tbsv，tcsv。綜上所述，當(dāng)Vref處于其他區(qū)域內(nèi)時(shí)，同理可得NPC三電平逆變器輸出三相電平的切換時(shí)刻值。以Vref在圖2所示的I-1區(qū)間為例，三相橋臂調(diào)制波uasv，ubsv，ucsv可以表示為：uasv=Vdc(Ts-2tasv)/(2Ts)ubsv=-Vdctbsv/Tsucsv=-Vdctcsv/Ts---(13)]]>式中，Vdc為NPC三電平逆變器的輸入直流電壓。對(duì)Vdc/2進(jìn)行標(biāo)幺化處理后，由式(11)-式(13)可以將式(13)化簡(jiǎn)為：uasv=32Msin(ωt+π6))ubsv=-32Msin(ωt+π6)ucsv=-32Msin(ωt-π3)---(14)]]>式中ω是NPC三電平逆變器的三相調(diào)制波角頻率，且ωt＝θ+π/2。根據(jù)上述分析可知，當(dāng)Vref位于空間矢量區(qū)間劃分圖的任意區(qū)間時(shí)，傳統(tǒng)三電平SVPWM方法的三相調(diào)制波表達(dá)式均可以得到，如表3所示。進(jìn)一步作出各相調(diào)制波隨M變化的趨勢(shì)圖。以a相調(diào)制波為例，在一個(gè)工頻周期內(nèi)，其隨M變化的趨勢(shì)圖如圖7所示。從表3和圖7可以看出，在一個(gè)工頻周期里，當(dāng)M在[0，1.15]范圍內(nèi)變化時(shí)，傳統(tǒng)三電平SVPWM的調(diào)制波表達(dá)式非常復(fù)雜，且其波形形狀隨M變化而不同。僅在M＝1.15時(shí)，其調(diào)制波為鞍形波。另外，從傳統(tǒng)三電平SVPWM方法的原理分析可以看出，為了實(shí)現(xiàn)對(duì)Vref的區(qū)間判斷，Vref的相角θ和其模長(zhǎng)|Vref|計(jì)算必不可少，且其區(qū)間判斷和合成矢量計(jì)算較復(fù)雜。表3傳統(tǒng)三電平SVPWM空間矢量區(qū)間的調(diào)制波表達(dá)式其中，uZX_Y表示在X扇區(qū)，Y小區(qū)的Z相調(diào)制波。其中，Z表示的是a，b，c三相。X表示的扇區(qū)號(hào)“I，II，III，IV，V，VI”。Y表示的是小區(qū)間號(hào)“1，23，4”，“23”表示的是第2和3小區(qū)。(2)本發(fā)明方法下調(diào)制波分析在本發(fā)明方法作用時(shí)，當(dāng)Vref處于空間矢量區(qū)間劃分圖各個(gè)區(qū)域內(nèi)，NPC三電平逆變器的各相橋臂的輸出電平切換時(shí)刻ta、tb、tc經(jīng)計(jì)算得到后，就能夠得到各項(xiàng)橋臂的調(diào)制波ua，ub，uc表達(dá)式。以Vref在圖3所示的I-3區(qū)間為例，ua，ub，uc為：ua=Vdc(Ts-2ta)/(2Ts)ub=-Vdctb/Tsuc=-Vdctc/Ts---(15)]]>對(duì)Vdc/2進(jìn)行標(biāo)幺化處理后，由式(9)-(10)可以將式(15)化簡(jiǎn)為：ua=32Msin(ωt-π6)ub=32Msin(ωt-2π3)uc=-32Msin(ωt-π6)---(16)]]>式中ω是NPC三電平逆變器的三相調(diào)制波角頻率，且ωt＝θ+π/2。根據(jù)上述分析可知，當(dāng)Vref位于空間矢量區(qū)間劃分圖的任意區(qū)間時(shí)，NPC三電平逆變器的三相調(diào)制波表達(dá)式均可以得到。在一個(gè)工頻周期內(nèi)，a相調(diào)制波ua在不同M條件下的波形如圖8所示。與傳統(tǒng)三電平SVPWM空間矢量區(qū)間的調(diào)制波表達(dá)式相比，本發(fā)明方法的調(diào)制波表達(dá)式更容易得到。對(duì)比圖8與圖7可知，當(dāng)M在[0，1.15]范圍內(nèi)變化時(shí)，在一個(gè)工頻周期內(nèi)，本發(fā)明方法的調(diào)制波總是鞍形波，其波形不隨M變化。而傳統(tǒng)三電平SVPWM的調(diào)制波表達(dá)式非常復(fù)雜，其波形隨M變化而不同，僅當(dāng)M＝1.15的時(shí)候，其波形為鞍形。另外，通過(guò)對(duì)比分析上述兩種調(diào)制方法的調(diào)制波表達(dá)式可知，傳統(tǒng)三電平SVPWM的調(diào)制波表達(dá)式較復(fù)雜，難以建立統(tǒng)一的中點(diǎn)電壓模型。而在基波調(diào)制比為[0,1.15]范圍內(nèi)，本發(fā)明方法的調(diào)制波表達(dá)式較為簡(jiǎn)單，在相同條件下，不隨小區(qū)間變化。且該方法作用時(shí)，中點(diǎn)電壓的平均模型相對(duì)容易建立，易于中點(diǎn)電壓控制器的設(shè)計(jì)。(3)中點(diǎn)電壓紋波對(duì)比在傳統(tǒng)三電平SVPWM方法作用下，當(dāng)NPC三電平逆變器的三相橋臂分別工作在“0”狀態(tài)時(shí)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)，每相橋臂“0”狀態(tài)對(duì)應(yīng)的占空比Daosv，Dbosv，Dcosv可以表示為：Daosv=1-|uasv|Dbosv=1-|ubsv|Dcosv=1-|ucsv|---(17)]]>式中uasv，ubsv，ucsv表示當(dāng)采用傳統(tǒng)三電平SVPWM方法時(shí)，各相橋臂的調(diào)制波。同樣的，當(dāng)采用本發(fā)明方法時(shí)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)，每相橋臂“0”狀態(tài)對(duì)應(yīng)的占空比Dao，Dbo，Dco可以表示為：Dao=1-|ua|Dbo=1-|ub|Dco=1-|uc|---(18)]]>式中ua，ub，uc表示當(dāng)采用傳統(tǒng)三電平SVPWM方法時(shí)，各相橋臂的調(diào)制波。三相負(fù)載電流的表達(dá)式為：式中Im表示三相負(fù)載相電流的幅值，為三相負(fù)載的功率因數(shù)角。NPC三電平逆變器如圖9所示，io可以定義為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)中點(diǎn)電流的平均值，其正方向?yàn)榱鞒鲋悬c(diǎn)o的方向。令iosvandio表示分別采用傳統(tǒng)三電平SVPWM方法和本發(fā)明方法時(shí)的中點(diǎn)電流，滿足以下等式：iosv＝Daosvia+Dbosvib+Dcosvic(20)io＝Daoia+Dboib+Dcoic(21)在圖9中，i1和i2分別為流過(guò)電容C1和C2的電流，vc1和vc2分別為電容C1和C2的電壓，vc為vc1和vc2的電壓差。vc＝vc1-vc2(22)假設(shè)電容C1和C2的容值相等，等于C。因此，io，i1和i2的關(guān)系可以表示為：i1=Cdvc1/dti2=Cdvc2/dtio=i1-i2---(23)]]>由式(22)-(23)可以推導(dǎo)得到vc：vc=ioCTs---(24)]]>根據(jù)式(20)，(21)和(24)，上述兩種調(diào)制方法的vc可以表示為：vcsv=TsC(Dasvia+Dbsvib+Dcsvic)---(25)]]>vcsA=TsC(Daoia+Dboib+Dcoic)---(26)]]>式中：vcsv和vcSA分別表示傳統(tǒng)三電平SVPWM方法和本發(fā)明方法時(shí)的vc。假設(shè)三相負(fù)載為阻性負(fù)載當(dāng)對(duì)Im，Ts，C進(jìn)行標(biāo)幺化處理后，vcsv_pp和vcSA_PP隨M變化的曲線如圖10所示。這里，vcsv_pp，vcSA_PP分別表示vcsv和vcSA的紋波量。從圖10中可以看出，與傳統(tǒng)三電平SVPWM方法相比，本發(fā)明方法作用時(shí)中點(diǎn)電壓的紋波量明顯減小。因此，根據(jù)上述分析，本發(fā)明方法在減小中點(diǎn)電壓紋波方面的效果得到了理論驗(yàn)證。實(shí)施例1為了驗(yàn)證本發(fā)明方法的有效性，在基于數(shù)字信號(hào)處理器-復(fù)雜可編程邏輯器件(DigitalSignalProcessorandComplexProgrammableLogicDevice，DSP-CPLD)的NPC三電平逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)中設(shè)置的主要參數(shù)為：輸入直流電壓：200V輸入直流母線電容容值：C1＝C2＝150uF基波調(diào)制比：M＝0.8開(kāi)關(guān)頻率：fs＝20kHz輸出功率：Pout＝0-215W數(shù)字處理單元：TMS320F28335DSP邏輯驅(qū)動(dòng)處理單元：EPM1270T(CPLD)功率模塊單元：IGBTFZ06NPA070FP各相輸出濾波器：L＝1.5mH，C＝10uF負(fù)載條件：阻性負(fù)載。當(dāng)分別采用傳統(tǒng)三電平SVPWM和所提發(fā)明方法時(shí)，vc1，vc2，vA，va_ref，ia，va的波形以及輸出波形的諧波分析結(jié)果如圖11所示。圖11中，vc1，vc2分別表示電容C1，C2上的電壓，vA表示的是a相橋臂電壓，va_ref表示的是a相調(diào)制波波形，ia表示的是a相負(fù)載電流，以及va表示的是a相負(fù)載電壓。從圖11(a)(b)可以看出，采用傳統(tǒng)三電平SVPWM方法時(shí)，vc1或vc2的紋波為12.4V(示波器設(shè)置在AC耦合方式)，當(dāng)本發(fā)明方法時(shí)，vc1或vc2的紋波得到有效減小。因此，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：與傳統(tǒng)三電平SVPWM方法相比，本發(fā)明方法在中點(diǎn)電壓紋波方面有更好的表現(xiàn)。圖11(c)(d)給出的是va，ia的THD分析結(jié)果。傳統(tǒng)三電平SVPWM方法相比，當(dāng)采用本發(fā)明方法時(shí)，ia的THD值從5.17％降到1.96％，va的THD值從5.13％降到1.94％。因此，與傳統(tǒng)三電平SVPWM方法相比，本發(fā)明方法在輸出波形質(zhì)量方面有明顯優(yōu)勢(shì)。在不同M條件下，上述兩種調(diào)制方法的vc1紋波值和輸出電流的THD結(jié)果如圖12所示。當(dāng)M從0變化到1.15的范圍內(nèi)，與傳統(tǒng)三電平SVPWM方法相比，本發(fā)明方法能減小中點(diǎn)電壓的紋波，提高NPC三電平逆變器的輸出波形質(zhì)量。綜上所述，本發(fā)明基于開(kāi)關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的中點(diǎn)電壓紋波抑制系統(tǒng)及方法，應(yīng)用于空間矢量調(diào)制情況下的三電平逆變器，該控制方法通過(guò)重新劃分空間矢量區(qū)間，將傳統(tǒng)三電平SVPWM簡(jiǎn)化為兩電平SVPWM，使得區(qū)間判定和矢量合成計(jì)算更易實(shí)現(xiàn)。在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，根據(jù)合成參考矢量的相角范圍條件，選擇一相橋臂“P”(或“N”)狀態(tài)與另一相橋臂“N”(或“P”)狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間相等，簡(jiǎn)化了調(diào)制波的表達(dá)式。在基波調(diào)制比為[0,1.15]的范圍內(nèi)，調(diào)制波為鞍形波，降低了中點(diǎn)電壓的紋波，解決了中點(diǎn)電壓模型難以建立、中點(diǎn)電壓控制器不易設(shè)計(jì)的問(wèn)題。與傳統(tǒng)三電平SVPWM相比，本發(fā)明能有效減小中點(diǎn)電壓紋波，提高輸出波形質(zhì)量。該控制方法無(wú)需增加額外的硬件電路，具有輸出波形諧波含量低，實(shí)時(shí)性好，控制方法簡(jiǎn)單，便于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)。當(dāng)前第1頁(yè)1 2 3