本發(fā)明涉及電網(wǎng)模塊化多電平變技術，具體地，涉及隔離型模塊化多電平DC-DC變換器的橋臂間移相調(diào)制方法，適用于中高壓直流輸配電網(wǎng)中模塊化多電平DC-DC變換器的控制與調(diào)制。
背景技術：
：電壓等級、接入直流設備、實現(xiàn)功率控制的關鍵設備。因開關耐壓限制，常規(guī)用于開關電源領域的兩電平DC-DC無法用于中高壓直流電網(wǎng)。采用隔離型模塊化多電平DC-DC變換器既能克服上述缺點又能滿足直流電網(wǎng)的可靠性要求，其電路拓撲如圖1所示，隔離變壓器原副邊連接兩個單相結構MMC(modularmultilevelconverter)，其子模塊采用半橋斬波電路，橋臂電感采用耦合電感，實際應用中在變壓器原副邊串聯(lián)隔離電容防止抑制直流偏磁。采用準兩電平調(diào)制方式在隔離型模塊化多電平DC-DC變換器的交流側生成邊沿為階梯波的近似方波既能利用低次諧波傳遞能量又能降低交流側電壓變化率(dv/dt)和變壓器絕緣應力?，F(xiàn)有實現(xiàn)準兩電平調(diào)制的技術方案是子模塊脈沖間移相調(diào)制，即在子模塊的調(diào)制脈沖間引入很小的移相角。圖2所示為采用該調(diào)制方案時A支路上下橋臂的調(diào)制脈沖及合成波形，S1到SN為各個橋臂內(nèi)子模塊的調(diào)制脈沖，通項SN等于1時表示模塊投入，等于0時表示模塊切除；θ1到θN對應于每個調(diào)制脈沖相對對稱軸的移相角；每個橋臂內(nèi)子模塊的調(diào)制脈沖對稱分布，因此每個橋臂所投入的瞬時電壓為階梯數(shù)為N+1(N為橋臂子模塊數(shù))的準兩電平波形(如A相上橋臂電壓uau)；該調(diào)制方案采用上下橋臂脈沖互補方式，因此在交流側生成階梯為N+1的準兩電平波形(如變壓器原邊電壓upo)。由于采用上下橋調(diào)制脈沖互補方式，現(xiàn)有調(diào)制方案無法實現(xiàn)上下橋臂間的能力交換和橋臂間電壓均衡控制，而且交流側電壓波形的階梯數(shù)受到了限制。技術實現(xiàn)要素：針對現(xiàn)有技術中的缺陷，本發(fā)明的目的是提供一種隔離型模塊化多電平DC-DC變換器的橋臂間移相調(diào)制方法，在交流側生成階梯數(shù)更多的準兩電平波形，進一步降低交流側的電壓變化率。為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供一種隔離型模塊化多電平DC-DC變換器的橋臂間移相調(diào)制方法，所述方法在模塊化多電平DC-DC變換器各個橋臂間引入移相角，以此交流側生成邊沿階梯數(shù)為4N+1的準兩電平波形。具體的，所述方法包括如下步驟：步驟1：在模塊化多電平DC-DC變換器的同一橋臂中子模塊調(diào)制脈沖信號間引入移相角，以序列θ1到θN表示，各移相角關于橋臂對稱軸對稱分布；步驟2：在模塊化多電平DC-DC變換器上下橋臂的調(diào)制脈沖信號間引入移相角，原邊A、B相上下橋臂間移相角的以序列γa到γb表示，調(diào)制過程中確保γa和γb不同；步驟3：按照具有上述特征的調(diào)制脈沖信號對模塊化多電平DC-DC變換器的子模塊進行投切狀態(tài)控制。優(yōu)選地，所述步驟1，各子模塊調(diào)制脈沖的移相角關于橋臂對稱軸對稱分布，移相角序列θ1到θN為關于零點對稱的單調(diào)遞增序列。優(yōu)選地，所述步驟2，在上下橋臂的調(diào)制脈沖信號間引入移相角，對于不同相單元的上下橋臂間采用不同移相角。優(yōu)選地，所述步驟3，綜合步驟1和步驟2形成所有子模塊調(diào)制脈沖的移相角，生成調(diào)制脈沖時，在數(shù)字控制器FPGA中采取調(diào)節(jié)載波相位實現(xiàn)移相。與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明具有如下的有益效果：本發(fā)明提出了一種橋臂間移相的調(diào)制方案，在模塊化多電平DC-DC變換器各個橋臂間引入移相角，以此交流側生成邊沿階梯數(shù)為4N+1的準兩電平波形，進一步降低交流側dv/dt和變壓器的絕緣應力。另外，本發(fā)明所提出的調(diào)制方案在上下橋臂間形成功率流，為模塊化多電平DC-DC變換器的橋臂電壓控制提供自由度。綜上，本發(fā)明在交流側生成階梯數(shù)更多的準兩電平波形，進一步降低交流側的電壓變化率，減少電磁干擾，同時緩解交流電壓的高次諧波含量及其對變壓器的絕緣沖擊。附圖說明通過閱讀參照以下附圖對非限制性實施例所作的詳細描述，本發(fā)明的其它特征、目的和優(yōu)點將會變得更明顯：圖1為現(xiàn)有模塊化多電平DC-DC變換器的電路結構圖；圖2為現(xiàn)有模塊化多電平DC-DC變換器通過子模塊間脈沖移相調(diào)制實現(xiàn)準兩電平調(diào)制方案；圖3為本發(fā)明方法的橋臂間移相調(diào)制原理圖；圖4為采用本發(fā)明方法時實測橋臂瞬時電壓波形圖；圖5為采用本發(fā)明方法時交流側電壓電流波形圖。具體實施方式下面結合具體實施例對本發(fā)明進行詳細說明。以下實施例將有助于本領域的技術人員進一步理解本發(fā)明，但不以任何形式限制本發(fā)明。應當指出的是，對本領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明構思的前提下，還可以做出若干變形和改進。這些都屬于本發(fā)明的保護范圍。如圖1所示，隔離型模塊化多電平DC-DC變換器，搭建實驗樣機進行試驗驗證，在樣機中，原副邊MMC橋臂中各含四個子模塊，輸入輸出額定電壓為200V，隔離變變比為1:1，每個子模塊額定電壓為50V，交流側頻率為3kHz，隔離型模塊化多電平DC-DC變換器的傳遞功率為4.5kW。圖2為現(xiàn)有模塊化多電平DC-DC變換器通過子模塊間脈沖移相調(diào)制實現(xiàn)準兩電平調(diào)制方案；圖2所示為采用該調(diào)制方案時A支路上下橋臂的調(diào)制脈沖及合成波形，S1到SN為各個橋臂內(nèi)子模塊的調(diào)制脈沖，通項SN等于1時表示模塊投入，等于0時表示模塊切除；θ1到θN對應于每個調(diào)制脈沖相對對稱軸的移相角；每個橋臂內(nèi)子模塊的調(diào)制脈沖對稱分布，因此每個橋臂所投入的瞬時電壓為階梯數(shù)為N+1(N為橋臂子模塊數(shù))的準兩電平波形(如A相上橋臂電壓uau)；該調(diào)制方案采用上下橋臂脈沖互補方式，因此在交流側生成階梯為N+1的準兩電平波形(如變壓器原邊電壓upo)。本發(fā)明針對現(xiàn)有模塊化多電平DC-DC變換器(比如圖1所示)，結合現(xiàn)有的子模塊脈沖間移相調(diào)制，在交流側生成階梯數(shù)更多的準兩電平波形，進一步降低交流側的電壓變化率，減少電磁干擾，同時緩解交流電壓的高次諧波含量及其對變壓器的絕緣沖擊。具體的實施細節(jié)和原理詳細描述如下。結合MMC的工作原理，在圖1中圍繞A支路列KVL方程可得：uaN=12Vdc1-uau-12(Lp+Mp)didc1dt-12(Lp-Mp)dipdtuaN=-12Vdc1+ual+12(Lp+Mp)didc1dt-12(Lp-Mp)dipdt---(1)]]>其中各物理量如圖1所標注，Vdc1為直流電壓，idc1為直流電流，ip為原邊交流電流，uau為A支路上橋臂瞬時投入電壓，ual為A支路下橋臂瞬時投入電壓，Lp為耦合電感的自感量Mp為互感量，uaN為A相輸出相電壓；是將直流電流idc1對時間求微分，是將交流電流ip對時間求微分；化簡式(1)可得：uaN=12(ual-uau)-12(Lp-Mp)dipdt---(2)]]>同理，對于B相也有ubN=12(ubl-ubu)+12(Lp-Mp)dipdt---(3)]]>式(2)與式(3)左右兩側相減可以求得變壓器的原邊電壓up：up=uaN-ubN=12[(ual-uau)-(ubl-ubu)]-(Lp-Mp)dipdt---(4)]]>式(4)中右側最后一項隨交流電流變化，如果將耦合電感的漏感(Lp-Mp)等效為是變壓的串聯(lián)阻抗，該項可看作串聯(lián)阻抗上的電壓降，因此可以定義變壓器原邊的空載電動勢為：upo=12[(ual-uau)-(ubl-ubu)]---(5)]]>從式(5)可以看出原邊交流電壓的電平數(shù)由各個橋臂的瞬時投入電壓uau，ual，ubu，ubl共同決定。如圖3所示，本發(fā)明提出在模塊化多電平DC-DC變換器的調(diào)制過程中引入橋臂間移相角，對于不同相單元的上下橋臂間采用不同移相角。以在A相上下橋臂調(diào)制脈沖的對稱中心之間引入移相角γa，在B相的上下橋臂調(diào)制脈沖的對稱中心之間引入移相角γb，如此將會引入模塊化多電平DC-DC變換器的上下橋臂瞬時電壓錯位。假設電容電壓已被穩(wěn)定控制，結合式(5)可以畫出各橋臂的瞬時投入電壓、差分電壓及其在交流側合成的準兩電平波形?？梢钥闯觯捎跇虮坶g移相角產(chǎn)生的錯位效果，結合現(xiàn)有的子模塊脈沖間移相調(diào)制，可以在交流側生成階梯數(shù)為4N+1的準兩電平波形，而且每個階梯的高度只有子模塊電壓的1/4，這就大大降低了交流側的dv/dt，減少電磁干擾，同時緩解了交流電壓的高次諧波含量及其對變壓器的絕緣沖擊。具體的，本發(fā)明形成所有子模塊調(diào)制脈沖的移相角，生成調(diào)制脈沖時，可在數(shù)字控制器FPGA中采取調(diào)節(jié)載波相位實現(xiàn)移相。圖4為采用本發(fā)明橋臂間脈沖移相調(diào)制方法時實測橋臂瞬時電壓波形，可以看出采用子模塊間脈沖移相時生成了階梯數(shù)為N+1(圖中所示階梯數(shù)為5)的準兩電平橋臂電壓，所提出的方法在橋臂電壓間引入錯位效果與分析類似。圖5為采用本發(fā)明橋臂間脈沖移相調(diào)制方法時實測電壓電流波形，可以看出在交流側生成了階梯數(shù)為4N+1(圖中所示階梯數(shù)為17)的準兩電電壓。交流電壓得到很大程度平滑，有效降低了電壓變化率以及交流電壓對變壓器的絕緣沖擊。本發(fā)明是一種在橋臂間調(diào)制脈沖引入移相角以翻倍交流側階梯波電平數(shù)的調(diào)制方法，在交流側生成階梯數(shù)更多的準兩電平波形，進一步降低交流側的電壓變化率，減少電磁干擾，同時緩解交流電壓的高次諧波含量及其對變壓器的絕緣沖擊。以上實驗波形驗證了本發(fā)明的可行性和有效性。以上對本發(fā)明的具體實施例進行了描述。需要理解的是，本發(fā)明并不局限于上述特定實施方式，本領域技術人員可以在權利要求的范圍內(nèi)做出各種變形或修改，這并不影響本發(fā)明的實質(zhì)內(nèi)容。當前第1頁1 2 3