本發(fā)明有關(guān)一種基于零電壓開關(guān)與零電流開關(guān)技術(shù)的相移變換器，特別是指一種用于多場合下電動汽車快速充電的系統(tǒng)，能實現(xiàn)輸出線性控制以及更大輸出負(fù)載范圍的軟開關(guān)雙向相移變換器。

背景技術(shù)：

目前，電動汽車行業(yè)正在迅速發(fā)展并具有廣闊前景，而相應(yīng)的快速充電技術(shù)則不可或缺，研發(fā)高性能的快速汽車充電樁至關(guān)重要。在各種類型的直流-直流變換器中，相移變換器具有損耗小、功率密度大、頻率固定、易于控制等優(yōu)點，因此常被用作電動汽車充電器的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。然而由于相移變換器拓?fù)浔旧淼木窒扌?，在輕載情況下其輸出效率較低，甚至影響變換器穩(wěn)定性，而且并不能具備線性輸出控制能力。

中國專利cn104333229a公布了一種移相全橋開關(guān)變換器，針對現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷提供一種能夠提高功率半導(dǎo)體開關(guān)器件可靠性的移相全橋開關(guān)變換器，超前橋臂及其隔離驅(qū)動電路與高頻變壓器之間增設(shè)諧振變壓器電路及諧振變壓器控制器，在輸出濾波電路輸出地端與相移控制電路之間增設(shè)輸出電流采樣電路。

然而包括上述發(fā)明在內(nèi)，目前社會與學(xué)術(shù)界關(guān)于相移變換器的研究中，并沒有解決輕載情況相移變換器效率變低的問題，而且無法實現(xiàn)輸出線性控制。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

有鑒于此，本發(fā)明的主要目的在于提供一種能實現(xiàn)輸出線性控制以及更大輸出負(fù)載范圍的軟開關(guān)雙向相移變換器，可改變個開關(guān)管控制方式，使此相移變換器既適用于輕載情況，又不影響重載情況的運行。

為達(dá)到上述目的，本發(fā)明公開了一種負(fù)載范圍擴(kuò)展的軟開關(guān)雙向相移變換器，其包括逆變橋、整流橋、連接于該逆變橋的輸出側(cè)與該整流橋的輸入側(cè)之間的變壓器以及表示該變壓器原邊漏感的等效電感，該逆變橋的輸入側(cè)具有直流輸入電壓，該整流橋的輸出側(cè)連接有輸出負(fù)載。

所述逆變橋包括實現(xiàn)零電流開關(guān)的超前橋臂以及實現(xiàn)零電壓開關(guān)的滯后橋臂。

該超前橋臂包括相互并聯(lián)的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1和與該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管d1與雜散電容c1，以及相互并聯(lián)的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2和與該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管d2與雜散電容c2；該滯后橋臂包括相互并聯(lián)的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3和與該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管d3與雜散電容c3，以及相互并聯(lián)的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q4和與該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q4分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管d4與雜散電容c4。

所述逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1的漏極連接反并聯(lián)二極管d1的陽極及雜散電容c1的一端，逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1的源極連接反并聯(lián)二極管d1的陰極及雜散電容c1的另一端；該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2的漏極連接反并聯(lián)二極管d2的陽極及雜散電容c2的一端，逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2的源極連接反并聯(lián)二極管d2的陰極及雜散電容c2的另一端；所述逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1的漏極連接逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2的源極；

所述逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3的漏極連接反并聯(lián)二極管d3的陽極及雜散電容c3的一端，逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3的源極連接反并聯(lián)二極管d3的陰極及雜散電容c3的另一端；該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q4的漏極連接反并聯(lián)二極管d4的陽極及雜散電容c4的一端，逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q4的源極連接反并聯(lián)二極管d4的陰極及雜散電容c4的另一端；逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3的漏極連接逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q4的源極。

所述直流輸入電壓的正極連接逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1與q3的源極；所述直流輸入電壓的負(fù)極連接逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2與q4的漏極。

所述逆變橋還包括位于逆變橋輸入側(cè)并與所述直流輸入電壓并聯(lián)的輸入濾波電容，該直流輸入電壓的正極與該輸入濾波電容的正極相連，該直流輸入電壓的負(fù)極與該輸入濾波電容的負(fù)極相連。

所述整流橋包括相互并聯(lián)的整流側(cè)mosfet開關(guān)管m1和與該整流側(cè)mosfet開關(guān)管m1分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管dm1與雜散電容cm1、相互并聯(lián)的整流側(cè)mosfet開關(guān)管m2和與該整流側(cè)mosfet開關(guān)管m2分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管dm2與雜散電容cm2、相互并聯(lián)的整流側(cè)mosfet開關(guān)管m3和與該整流側(cè)mosfet開關(guān)管m3分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管dm3與雜散電容cm3、以及相互并聯(lián)的整流側(cè)mosfet開關(guān)管m4和與該整流側(cè)mosfet開關(guān)管m4分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管dm4與雜散電容cm4。

所述等效電感一端與超前橋臂的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1漏極相連，另一端與變壓器的原邊的一端連接，變壓器原邊的另一端與滯后橋臂的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3的漏極相連；變壓器與原邊等效電感相連一端的副邊同名端與整流側(cè)mosfet開關(guān)管m1的漏極相連，并連接整流側(cè)mosfet開關(guān)管m2的源極、反并聯(lián)二極管dm1的陽極、反并聯(lián)二極管dm2的陰極、雜散電容cm1、cm2的一端；變壓器與原邊等效電感不相連一端的副邊同名端與整流側(cè)mosfet開關(guān)管m3的漏極相連，并連接整流側(cè)mosfet開關(guān)管m4的源極、反并聯(lián)二極管dm3的陽極、反并聯(lián)二極管dm4的陰極、雜散電容cm3、cm4的一端；反并聯(lián)二極管dm1的陰極與反并聯(lián)二極管dm3的陰極相連，并連接輸出負(fù)載的正極、雜散電容cm1、cm3的另一端；反并聯(lián)二極管dm2的陽極與反并聯(lián)二極管dm4的陽極相連，并連接輸出負(fù)載的負(fù)極、雜散電容cm2、cm4的另一端。

所述整流橋還包括位于輸出側(cè)的輸出濾波電容，所述反并聯(lián)二極管dm1的陰極與反并聯(lián)二極管dm3的陰極連接該輸出濾波電容的正極，該輸出濾波電容的正極連接所述輸出負(fù)載的正極，所述反并聯(lián)二極管dm2的陽極與反并聯(lián)二極管dm4的陽極連接該輸出濾波電容的負(fù)極，該輸出濾波電容的負(fù)極連接所述輸出負(fù)載的負(fù)極。

本發(fā)明的基于零電壓開關(guān)與零電流開關(guān)的應(yīng)用于電動汽車快速充點的相移變換器系統(tǒng)，在經(jīng)典拓?fù)浠A(chǔ)上加以優(yōu)化，并改變各開關(guān)管控制方式，使此相移變換器可以適用于輕載情況，又不影響重載情況的運行，因此擴(kuò)大了本充電器的可用負(fù)載范圍。本發(fā)明在優(yōu)化控制與拓?fù)涞臈l件下，可以實現(xiàn)相移變換器的線性控制輸出，更有利于對充電器輸出特性的控制。

附圖說明

圖1為本發(fā)明基于零電壓零電流開關(guān)技術(shù)的相移變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖；

圖2為本發(fā)明電路中各個開關(guān)管的控制時序示意圖；

圖3為本發(fā)明功率傳輸階段的等效電路圖；

圖4為本發(fā)明改進(jìn)后相移變換器的直流特性示意圖；

圖5為本發(fā)明改進(jìn)后輸出線性電壓控制與傳統(tǒng)輸出非線性電壓控制的比較示意圖；

圖6為本發(fā)明邊際零電流開關(guān)下的最大負(fù)載電流示意圖；

圖7為本發(fā)明續(xù)流階段的等效電路圖；

圖8為本發(fā)明擴(kuò)大了輸出負(fù)載范圍的示意圖；

圖9為本發(fā)明功率轉(zhuǎn)換效率比較示意圖。

具體實施方式

為便于對本發(fā)明的結(jié)構(gòu)及實現(xiàn)的效果有進(jìn)一步的了解，現(xiàn)結(jié)合附圖并舉較佳實施例詳細(xì)說明如下。

圖1為本發(fā)明基于零電壓電流開關(guān)技術(shù)的相移變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖，為電動汽車充電器的核心部件。如圖1所示，本發(fā)明的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基于傳統(tǒng)的直流-直流相移變換器，而在輸出二極管整流橋一側(cè)改為使用具有反向二極管的開關(guān)管來控制。本發(fā)明的雙向相移變換器包括逆變橋與整流橋，該逆變橋的輸出側(cè)與該整流橋的輸入側(cè)之間連接有變壓器t，表示變壓器t原邊漏感的等效電感l(wèi)lk(圖中未示出)，該變壓器t的變比為n1：n2，該逆變橋的輸入側(cè)具有直流輸入電壓vin，該整流橋的輸出側(cè)連接有輸出負(fù)載rl。

該逆變橋包括實現(xiàn)零電流開關(guān)的超前橋臂，即左臂，以及實現(xiàn)零電壓開關(guān)的滯后橋臂，即右臂，該逆變橋還可包括位于輸入側(cè)并與直流輸入電壓vin并聯(lián)的輸入濾波電容cin。

該超前橋臂包括相互并聯(lián)的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1和與該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管d1與雜散電容c1，以及相互并聯(lián)的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2和與該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管d2與雜散電容c2。該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1的漏極連接反并聯(lián)二極管d1的陽極及雜散電容c1的一端，逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1的源極連接反并聯(lián)二極管d1的陰極及雜散電容c1的另一端；該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2的漏極連接反并聯(lián)二極管d2的陽極及雜散電容c2的一端，逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2的源極連接反并聯(lián)二極管d2的陰極及雜散電容c2的另一端；逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1的漏極連接逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2的源極。該滯后橋臂包括相互并聯(lián)的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3和與該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管d3與雜散電容c3，以及相互并聯(lián)的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q4和與該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q4分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管d4與雜散電容c4。該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3的漏極連接反并聯(lián)二極管d3的陽極及雜散電容c3的一端，逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3的源極連接反并聯(lián)二極管d3的陰極及雜散電容c3的另一端；該逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q4的漏極連接反并聯(lián)二極管d4的陽極及雜散電容c4的一端，逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q4的源極連接反并聯(lián)二極管d4的陰極及雜散電容c4的另一端；逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3的漏極連接逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q4的源極。

直流輸入電壓vin的正極與輸入濾波電容cin的正極相連，并連接逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1與q3的源極；直流輸入電壓vin的負(fù)極與輸入濾波電容cin的負(fù)極相連，并連接逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q2與q4的漏極。

本發(fā)明中的整流橋包括相互并聯(lián)的整流側(cè)mosfet開關(guān)管m1和與該整流側(cè)mosfet開關(guān)管m1分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管dm1與雜散電容cm1、相互并聯(lián)的整流側(cè)mosfet開關(guān)管m2和與該整流側(cè)mosfet開關(guān)管m2分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管dm2與雜散電容cm2、相互并聯(lián)的整流側(cè)mosfet開關(guān)管m3和與該整流側(cè)mosfet開關(guān)管m3分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管dm3與雜散電容cm3、以及相互并聯(lián)的整流側(cè)mosfet開關(guān)管m4和與該整流側(cè)mosfet開關(guān)管m4分別對應(yīng)的反并聯(lián)二極管dm4與雜散電容cm4。該整流橋還可包括位于輸出側(cè)并與輸出負(fù)載rl并聯(lián)的輸出濾波電容cout。

等效電感l(wèi)lk一端與左臂的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1漏極相連，另一端與變壓器t的原邊的一端連接，變壓器t原邊的另一端與右臂的逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q3的漏極相連；變壓器t與原邊等效電感l(wèi)lk相連一端的副邊同名端與整流側(cè)mosfet開關(guān)管m1的漏極相連，并連接整流側(cè)mosfet開關(guān)管m2的源極、反并聯(lián)二極管dm1的陽極、反并聯(lián)二極管dm2的陰極、雜散電容cm1、cm2的一端；變壓器t與原邊等效電感l(wèi)lk不相連一端的副邊同名端與整流側(cè)mosfet開關(guān)管m3的漏極相連，并連接整流側(cè)mosfet開關(guān)管m4的源極、反并聯(lián)二極管dm3的陽極、反并聯(lián)二極管dm4的陰極、雜散電容cm3、cm4的一端；反并聯(lián)二極管dm1的陰極與反并聯(lián)二極管dm3的陰極相連，并連接輸出濾波電容cout的正極、輸出負(fù)載rl的正極、雜散電容cm1、cm3的另一端；反并聯(lián)二極管dm2的陽極與反并聯(lián)二極管dm4的陽極相連，并連接輸出濾波電容cout的負(fù)極、輸出負(fù)載rl的負(fù)極、雜散電容cm2、cm4的另一端。

圖2為本發(fā)明電路中各個開關(guān)管的控制時序示意圖，其中vgs1～vgs4分別表示逆變側(cè)mosfet開關(guān)管q1～q4的驅(qū)動信號，vm1～vm4分別表示整流側(cè)mosfet開關(guān)管m1～m4的驅(qū)動信號。重載情況下此相移變換器的運行與傳統(tǒng)相移變換器相同，在輕載情況下，如圖2所示，在正半周期分為六個階段。

在t1>t>t0階段，整流橋所有開關(guān)管m1～m4都已經(jīng)關(guān)斷。在逆變橋側(cè)，mosfet開關(guān)管q4導(dǎo)通，變壓器t的原邊電流為零，因此mosfet開關(guān)管q2實現(xiàn)零電流關(guān)斷。這個階段的主要意義是放置mosfet開關(guān)管q1與q2出現(xiàn)直通短路。在t2>t>t1階段，mosfet開關(guān)管q1、m1、m4都零電流導(dǎo)通，直流輸入電壓vin加在變壓器t的原邊，而變壓器t副邊電壓則被輸出濾波電容cout維持在輸出電壓vout，這個階段稱為“左臂零電流轉(zhuǎn)換階段”。在t3>t>t2階段，mosfet開關(guān)管q1、q4、m1、m4維持導(dǎo)通狀態(tài)，這是主要的功率傳輸階段。在t4>t>t3階段，mosfet開關(guān)管q1維持導(dǎo)通，但mosfet開關(guān)管q4關(guān)斷，存儲在等效電感l(wèi)lk的能量開始給雜散電容c4充電同時給c3放電，反并聯(lián)二極管d3繼續(xù)導(dǎo)通直到雜散電容c3的電壓將為零。此后，mosfet開關(guān)管q3零電壓導(dǎo)通，mosfet開關(guān)管m1和m4在此階段關(guān)斷，這個階段稱為“右臂零電壓轉(zhuǎn)換階段”。在t5>t>t4階段，mosfet開關(guān)管q1和q3繼續(xù)導(dǎo)通，變壓器t的原邊電壓為零，然而存儲在等效電感l(wèi)lk的能量繼續(xù)通過反并聯(lián)二極管dm1和dm4傳輸給整流橋側(cè)，繼而傳輸給負(fù)載，變壓器t的副邊電壓仍被維持在vout，這個階段稱為“續(xù)流階段”。在t6>t>t5階段，mosfet開關(guān)管q1和q3保持導(dǎo)通，但變壓器t的原邊電流降為零，反并聯(lián)二極管dm1和dm2反向偏置，因此由輸出濾波電容cout和輸出負(fù)載rl構(gòu)成的網(wǎng)絡(luò)被隔離出整流橋。由于輸出濾波電容cout足夠大，輸出電壓vout可被維持將近不變。

如圖2所示，輕載情況下負(fù)半周期的工作原理和方式與正半周完全相同。

圖3為本發(fā)明功率傳輸階段的等效電路圖。在此階段，能量由輸出側(cè)電壓傳輸?shù)截?fù)載。ion(t)表示功率傳輸階段變壓器原邊電流，ioff(t)表示續(xù)流階段變壓器原邊電流,vc(t)表示等效輸出濾波電容的電壓，ic(t)表示等效輸出濾波電容的電流，ir(t)表示等效輸出負(fù)載的電流。電路等效公式如下：

解方程(1)-(4)并進(jìn)行拉普拉斯變換，可得原邊電流ion(s)為：

其中s＝j(luò)ω,ω＝2πf,

因此可對方程(5)做反向拉普拉斯變換而求得ion(t)：

其中

假設(shè)輸出濾波電容cout足夠大，而漏感l(wèi)lk較小，可得以下不等式：

4n²coutllkrl²＞＞llk²

2n²coutrl²vin＞＞llkvin

2coutrl＜＜1.

從而公式(6)可簡化為如下形式(其中ωs表示開關(guān)角頻率，ωo表示輸出諧振頻率，且有)：

在此階段末(其中d為相移占空比，t為周期)原邊電流的峰值為：

其中zo表示特征阻抗，且

假設(shè)輸入能量win與輸出能量wout相等，

可得

解方程(7)和(8)，可得相移變換器的電壓輸入輸出變比為(其中fs表示開關(guān)角頻率，且有)：

為檢驗輸出電壓是否與相移占空比d成線性關(guān)系，對方程(9)關(guān)于d做微分運算，得：

由于方程(10)右側(cè)的分母恒大于零，因此只需考證分子的正負(fù)。把分子的值賦給m：

假設(shè)m>0，則

由于(8llkfs)²恒大于零，在1≥d≥0條件下m和也都恒大于零。因此，變換器輸出電壓始終隨相移占空比d的增大而增大。如圖4為本發(fā)明改進(jìn)后相移變換器的直流特性示意圖，圖5所示為本發(fā)明改進(jìn)后的雙向相移直流-直流變換器(線性電壓控制)a與經(jīng)典雙向相移直流-直流變換器(線性電壓控制)b比較示意圖，以實驗與仿真兩個平臺分別驗證了上述數(shù)學(xué)計算的正確性。

圖6為本發(fā)明邊際零電流開關(guān)下的最大負(fù)載電流示意圖，展示了四種經(jīng)典的原邊電流情況。圖6的(a)中變換器以左臂零電流開關(guān)的模式帶動輕負(fù)載。當(dāng)負(fù)載逐漸增大到邊際值時，如圖6的(b)所示，零電流開關(guān)依舊可以保持。但是，如果負(fù)載超過了此邊際值，左臂導(dǎo)通狀態(tài)的開關(guān)管則無法運行在零電流開關(guān)模式，如圖6的(c)所示。當(dāng)然如果負(fù)載足夠大，變換器將進(jìn)入正常的重載模式下運行，如圖6的(d)所示。

圖7為本發(fā)明續(xù)流階段的等效電路圖?；诖穗娐穲D，經(jīng)過數(shù)學(xué)計算，左臂實現(xiàn)零電流開關(guān)所能承受的最大負(fù)載電流為：

右臂實現(xiàn)零電壓開關(guān)所需的最小負(fù)載電流為：

其中csum＝c3+c4+cxfmr,cxfmr表示變壓器t的等效電容。

圖8為本發(fā)明擴(kuò)大了輸出負(fù)載范圍的示意圖，也體現(xiàn)了公式(12)、(13)中的負(fù)載電流邊際值。傳統(tǒng)的相移變換器僅僅適用于重載模式，而本發(fā)明通過左右臂零電流零電壓開關(guān)設(shè)計，實現(xiàn)了輕載情況下的穩(wěn)定運行，從而擴(kuò)展了相移變換器的輸出負(fù)載范圍，包括輕載與重載。

圖9為本發(fā)明功率轉(zhuǎn)換效率比較示意圖。實驗數(shù)據(jù)表明傳統(tǒng)的相移變換器在輕載情況下效率很低，如圖9所示24w負(fù)載下效率僅為30％左右。而本發(fā)明改進(jìn)后的變換器在24w輸出功率下效率可達(dá)85％。效率的提高主要緣于輕載下逆變側(cè)開關(guān)管的零電流開關(guān)極大減小了開關(guān)損耗。

實驗證明本發(fā)明改進(jìn)后的相移變換器可以在輕載情況下穩(wěn)定運行，輸出電壓也隨相移占空比d而線性變化。

以上所述，僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并非用于限定本發(fā)明的保護(hù)范圍。