本發(fā)明一般來說涉及功率級及電壓轉(zhuǎn)換器，且尤其涉及DC-DC轉(zhuǎn)換器或切換式電壓調(diào)節(jié)器，所述DC-DC轉(zhuǎn)換器或切換式電壓調(diào)節(jié)器能夠使輸出電壓及電流隨由此轉(zhuǎn)換器供電的電路的處理負(fù)載而變化。

在廣泛應(yīng)用中，切換式電壓轉(zhuǎn)換器用于在不同DC電壓之間轉(zhuǎn)換。在切換式電壓轉(zhuǎn)換器當(dāng)中，降壓轉(zhuǎn)換器用于從較高電壓供應(yīng)器提供經(jīng)減小電壓。切換式功率級的典型用途包括特別是用于電池操作式裝置的DC-DC轉(zhuǎn)換器、用于包含音頻放大器的D類放大器的功率級、電機(jī)驅(qū)動電路、光伏逆變器等。此切換式功率級示意性地展示于圖1中。功率級PWS包括開關(guān)SW1、SW2，開關(guān)SW1、SW2用于以切換頻率替代地將電感器L1的第一端子連接到供應(yīng)電壓IV及連接到低k電壓(例如接地電壓)。電感器L1的第二端子連接到負(fù)載LD且通過電容器C1鏈接到接地。開關(guān)SW1、SW2通過由控制電路CTL提供的相應(yīng)信號SH及SL來控制，使得當(dāng)接通開關(guān)SW1時，關(guān)斷開關(guān)SW2且相反地。

在電池操作式裝置(例如移動電話、智能電話、數(shù)字平板計(jì)算機(jī))中，需要增加電池壽命。為了此目的，使裝置的未被使用的電路斷電或接收經(jīng)減小電力。因此，裝置所請求的供應(yīng)電流可急劇地變化。當(dāng)裝置的一或多個電路被撤銷激活時，由裝置汲取的電流可在非常短時間內(nèi)降低，因此在所供應(yīng)電流不追隨此降低的情況下導(dǎo)致電壓過沖。此電壓過沖可通過增加電容器C1的大小而減小。

除電壓過沖外，還應(yīng)考慮到電感器的電流波紋以減小電感器的切換芯損耗且使峰值電流保持在電感器及電池的最大電流額定值內(nèi)。優(yōu)化切換損耗同時使平均電流負(fù)載維持較接近于最大額定值會約束適于給定輸入與輸出電壓比率及操作頻率的電感器值范圍。對于以1Mhz或較慢PWM控制操作的DC-DC轉(zhuǎn)換器，電感器通常應(yīng)定大小為1μH或更大以滿足這些約束。此大電感器無法為緊湊的且集成于半導(dǎo)體芯片中。相反地，當(dāng)受電裝置的電路被激活時，其應(yīng)在非常短時間內(nèi)被通電，從而減小由裝置汲取的電流的突然升高。追隨此電流汲取的一種方式是減小電感器L1的大小。

優(yōu)選地，印刷電路板上的具小高度及減小表面的組件用于制造薄且小的裝置。此通常用于減小電感器L1及電容器C1的大小，且因此增加開關(guān)SW1、SW2的換相頻率，這會增加開關(guān)中的能量損耗。

此外，用于此類便攜式裝置中的每一新一代處理器趨向于更強(qiáng)大同時變得較小且以較低供應(yīng)電壓操作。另外，為了通過減小由每一電池單元供應(yīng)的電流而增加所述處理器的壽命，以串聯(lián)及并聯(lián)兩種方式組裝于電池內(nèi)的電池單元的數(shù)目趨向于增加。因此，DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸入電壓趨向于增加而待供應(yīng)到裝置的輸出電壓趨向于減小，此需要較大電感器。此致使電感器經(jīng)受沖突的要求。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的實(shí)施例涉及一種用于操作切換功率調(diào)節(jié)器的方法，其包括：將調(diào)節(jié)器輸出電壓與第一參考電壓進(jìn)行比較；如果所述調(diào)節(jié)器輸出電壓小于所述第一參考電壓，那么使所述切換功率調(diào)節(jié)器以脈沖頻率調(diào)制(PFM)模式操作；將所述調(diào)節(jié)器輸出電壓與第二參考電壓進(jìn)行比較，所述第二參考電壓大于所述第一參考電壓；及如果所述調(diào)節(jié)器輸出電壓小于所述第二參考電壓且大于所述第一參考電壓，那么使所述切換功率調(diào)節(jié)器以脈沖寬度調(diào)制(PWM)模式操作。

本發(fā)明的其它實(shí)施例涉及一種產(chǎn)生經(jīng)調(diào)節(jié)電壓的方法，其包括：從高電壓源產(chǎn)生輸出電壓；提供具有第一端子及通過電容器鏈接到低電壓源的第二端子的電感器，所述第二電感器端子將所述輸出電壓供應(yīng)到負(fù)載；依據(jù)由所述高電壓源供應(yīng)的高電壓及所述輸出電壓而產(chǎn)生命令信號，以減小所述輸出電壓與低于所述高電壓的參考電壓之間的差；及依據(jù)所述命令信號而將所述第一電感器端子排他地連接到高輸入電壓或低電壓或者連接到所述電感器第二端子；其中當(dāng)所述輸出電壓低于所述參考電壓減容限電壓時，根據(jù)所述命令信號將所述第一電感器端子連接到所述高電壓源達(dá)一時鐘周期，且其中當(dāng)所述輸出電壓大于所述參考電壓減容限電壓且低于所述參考電壓時，根據(jù)所述命令信號將所述第一電感器端子連接到所述高電壓源達(dá)第一周期且連接到所述低電壓源達(dá)鄰近于所述第一周期的第二周期；其中所述第一周期是所述時鐘周期乘以第一正整數(shù)，且所述第二周期是所述時鐘周期乘以第二正整數(shù)，所述第一及第二正整數(shù)經(jīng)定義使得所述第一整數(shù)與所述第一和第二正整數(shù)的和的比率低于或等于所述輸出電壓與所述高電壓的比率。

本發(fā)明的又一些實(shí)施例涉及一種提供經(jīng)調(diào)節(jié)輸出電壓的切換式功率級，所述功率級包括：電感器，其具有第一電感器端子及形成所述功率級的輸出的第二電感器端子；電容器，其將所述第二電感器端子鏈接到低電壓源；切換裝置，其將所述第一電感器端子排他地鏈接到高電壓源或鏈接到低電壓源或者鏈接到所述第二電感器端子；及控制電路，其用于依據(jù)由所述高電壓源供應(yīng)的高電壓及所述輸出電壓而產(chǎn)生控制所述切換裝置的命令信號，以減小所述輸出電壓與低于所述高電壓的參考電壓之間的差，其中所述控制電路經(jīng)配置以控制所述切換裝置以：當(dāng)所述輸出電壓低于所述參考電壓減容限電壓時，將所述第一電感器端子連接到所述高電壓源達(dá)一時鐘周期；及通過以下操作在所述電感器中產(chǎn)生電流脈沖：當(dāng)所述輸出電壓低于所述參考電壓且大于所述參考電壓減所述容限電壓時，將所述第一電感器端子連接到所述高電壓源達(dá)第一周期，且將所述第一電感器端子連接到所述低電壓源達(dá)鄰近于所述第一周期的第二周期。

在審閱本發(fā)明后將更完全地理解本發(fā)明的這些及其它方面。

附圖說明

本發(fā)明的前述發(fā)明內(nèi)容以及以下詳細(xì)描述將在聯(lián)合所附圖式一起閱讀時更佳地被理解。出于圖解說明本發(fā)明的目的，在圖式中展示目前優(yōu)選的實(shí)施例。然而，應(yīng)理解，本發(fā)明并不限于所展示的精確布置及機(jī)構(gòu)。

在圖式中：

圖1(先前描述)是常規(guī)切換式功率級的電路圖的先前描述，

圖2是根據(jù)一實(shí)施例的切換式功率級的電路圖，

圖3A、3B、3C是切換式功率級的簡化電路圖，其圖解說明所述功率級的操作模式，

圖4是根據(jù)一實(shí)施例的切換式功率級的控制電路的電路圖，

圖5A、5B、5C、5D展示根據(jù)一實(shí)施例的信號隨時間的變化曲線，其圖解說明切換式功率級的操作模式，

圖6是根據(jù)一實(shí)施例的在切換式功率級的控制電路中實(shí)施的過程的流程圖，

圖7A、7B、7C展示信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在從負(fù)載汲取的電流變化時切換式功率級的操作，

圖8A到8F展示信號的變化曲線，其圖解說明切換式功率級的第一操作情形，

圖9展示隨時間展開的圖8B的曲線的一部分，

圖10A、10B、10C展示信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在第二操作情形中在從負(fù)載汲取的電流變化時切換式功率級的操作，

圖11展示隨時間展開的圖10B的曲線的一部分，

圖12是根據(jù)另一實(shí)施例的控制電路的電路的電路圖，

圖13是根據(jù)另一實(shí)施例的在切換式功率級的控制電路中實(shí)施的過程的另一實(shí)例的流程圖，

圖14A到14E展示根據(jù)另一實(shí)施例的信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在從負(fù)載汲取的電流變化時切換式功率級的操作，

圖15展示隨時間展開的圖14B的曲線的一部分，

圖16A、16B、16C展示根據(jù)一實(shí)施例的信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在第五操作模式中在從負(fù)載汲取的電流變化時切換式功率級的操作，

圖17A、17B、17C展示根據(jù)一實(shí)施例的信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在于由負(fù)載汲取的高電流下通電時切換式功率級的操作，

圖18A、18B、18C展示根據(jù)一實(shí)施例的信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在于由負(fù)載汲取的低電流下通電時切換式功率級的操作，

圖19A、19B、19C展示根據(jù)一實(shí)施例的信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在由負(fù)載汲取的電流的快速從高到低轉(zhuǎn)變下切換式功率級的操作，

圖20A、20B、20C展示根據(jù)一實(shí)施例的信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在由負(fù)載汲取的電流的快速從低到高轉(zhuǎn)變下切換式功率級的操作，

圖21是根據(jù)另一實(shí)施例的切換式功率級的電路圖。

具體實(shí)施方式

圖2是根據(jù)一實(shí)施例的切換式功率級的電路圖。參考圖2，此實(shí)施例的切換式功率級PWS1(其為降壓型轉(zhuǎn)換器)包含開關(guān)SW1、SW2、SW3，電感器L1，電容器C1及控制開關(guān)SW1、SW2、SW3的控制電路CTL。開關(guān)SW1的第一端子連接到提供輸入電壓IV的電壓源。開關(guān)SW1的第二端子連接到電感器L1的第一端子、開關(guān)SW2的第一端子及開關(guān)SW3的第一端子。開關(guān)SW2的第二端子連接到低電壓源，例如，接地。電感器L1的第二端子連接到開關(guān)SW3的第二端子且連接到電容器C1的第一端子，電容器C1將輸出電壓OV供應(yīng)到負(fù)載LD的一端子，負(fù)載LD的另一端子連接到接地。輸出電壓OV低于輸入電壓IV。電容器C1的第二端子連接到接地。控制電路CTL可接收輸出電壓OV輸入電壓IV的測量信號。在一些實(shí)施例中，流動穿過電感器L1的電流LI的電流強(qiáng)度量度可與輸入電壓IV及輸出電壓OV一起提供到控制電路CTL。在一些實(shí)施例中，流動穿過負(fù)載LD的電流OI的電流強(qiáng)度的測量信號也可提供到控制電路CTL?？刂齐娐稢TL輸出分別用于控制開關(guān)SW1、SW2及SW3的控制信號SH、SL及SB?？刂齐娐稢TL經(jīng)配置以依據(jù)輸入電壓IV及輸出電壓OV以及電感器電流LI以及可能地負(fù)載電流OI而產(chǎn)生控制信號SH、SL、SB?？刂菩盘朣H、SL、SB在閉合開關(guān)SW1、SW2、SW3方面是排他性的，使得在任何時間開關(guān)SW1、SW2、SW3中的不超過一者被閉合而開關(guān)SW1、SW2、SW3中的其它者斷開。為了使此情況發(fā)生，控制電路CTL可在接通開關(guān)SW1、SW2、SW3中的一者之前關(guān)斷其中的所有。然而，一些應(yīng)用可需要同時閉合開關(guān)SW3及SW1或SW3及SW2。此開關(guān)控制與同時閉合開關(guān)SW1及SW2(其將直接將電壓源IV鏈接到接地)相比不產(chǎn)生任何電力損耗。

舉例來說，開關(guān)SW1、SW2、SW3可用MOSFET晶體管形成，其中p溝道MOS晶體管形成開關(guān)SW1且n溝道MOS晶體管形成開關(guān)SW2及SW3。對電感器電流LI的測量可在開關(guān)SW1、SW2及SW3中的任一者中執(zhí)行。

圖3A、3B、3C圖解說明切換式功率級PWS1的操作。在圖3A中，開關(guān)SW1被接通，而開關(guān)SW2及SW3斷開。因此，電流從供應(yīng)輸入電壓IV的電壓源穿過電感器L1、穿過進(jìn)行充電的電容器C1及穿過負(fù)載LD流動到接地。

在圖3B中，開關(guān)SW2被接通，而開關(guān)SW1及SW3斷開。因此，電流穿過電感器L1、穿過進(jìn)行放電的電容器C1及穿過負(fù)載LD流動到接地。

在圖3C中，開關(guān)SW3被接通，而開關(guān)SW1及SW2斷開。因此，電流在由電感器L1形成的環(huán)路中流動且電容器C1通過負(fù)載LD放電。在此狀態(tài)中，負(fù)載電流OI排他地由電容器C1供應(yīng)。

圖4是根據(jù)一實(shí)施例的控制電路CTL的電路圖?？刂齐娐稢TL包括邏輯電路LC、模/數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1、電流比較器CCP、柵極驅(qū)動電路GTD1及電壓比較器電路OVC。轉(zhuǎn)換器ADC1接收輸入電壓IV且將此電壓轉(zhuǎn)換成表示電壓IV的值的數(shù)字信號DIV。輸入電壓數(shù)字信號DIV被提供到邏輯電路LC。電流比較器CCP接收來自電感器L1的電流LI以及電流最大值IMX且依據(jù)電感器電流LI與最大值IMX的比較結(jié)果而將二進(jìn)制信號OCP(舉例來說，等于1或0)提供到邏輯電路LC。電路OVC包括參考電壓產(chǎn)生器VGN及電壓比較器VCP1。比較器VCP1接收輸出電壓OV及來自產(chǎn)生器VGN的參考電壓Vrf且依據(jù)輸出電壓OV與參考電壓Vrf的比較結(jié)果而將二進(jìn)制信號PM(舉例來說，等于1或0)提供到邏輯電路LC。參考電壓Vrf的值可通過由邏輯電路LC提供到電壓比較器電路OVC的對應(yīng)于參考電壓Vrf的數(shù)字值的數(shù)字信號DVrf而調(diào)整。邏輯電路LC可包含查找表LUT，查找表LUT依據(jù)輸入電壓IV的數(shù)字值DIV及參考電壓Vrf的數(shù)字值DVrf而提供調(diào)節(jié)參數(shù)。邏輯電路CTL接收時鐘信號CK且經(jīng)配置以依據(jù)信號OCP及PM而產(chǎn)生控制信號SH、SL、SB。柵極驅(qū)動電路GTD1經(jīng)配置以適當(dāng)?shù)卣{(diào)適控制信號SH、SL、SB以控制開關(guān)SW1、SW2及SW3。可省略柵極驅(qū)動電路GTD，開關(guān)SW1、SW2及SW3可通過由邏輯電路LC產(chǎn)生的邏輯信號來直接控制。邏輯電路LC可為有線邏輯電路。

圖5A、5B、5C及5D展示信號隨時間的變化曲線，其圖解說明控制電路CTL及功率級PWS1的操作。根據(jù)一實(shí)施例，控制電路CTL經(jīng)配置以在其輸出SH、SL上發(fā)送具有正方形形狀的連續(xù)脈沖PH、PL系列以在電感器L1中獲得電流脈沖PLI，電流脈沖PLI具有鋸齒或三角形波形。圖5A表示信號SH的脈沖PH中的一者，圖5B表示信號SL的脈沖PL中的一者，圖5C表示信號SB的脈沖PB，且圖5D表示電感器L1中的電流LI的對應(yīng)脈沖PLI。電感器電流LI在脈沖PB期間是零。脈沖PLI的上升邊緣對應(yīng)于脈沖PH，且脈沖PLI的下降邊緣對應(yīng)于脈沖PL。脈沖PLI的上升邊緣的斜率由脈沖PH的持續(xù)時間p·Ts確定，且脈沖PLI的下降邊緣的斜率對應(yīng)于脈沖PL的持續(xù)時間q·Ts，p及q是正整數(shù)且Ts是時鐘信號CK或從時鐘信號CK導(dǎo)出且定義時序分辨率的另一時鐘信號的周期。因此，周期Ts可經(jīng)選擇為盡可能小以獲得小寄生電容及電感。相比來說，數(shù)字p及q可經(jīng)選擇為足夠大以在電感器L1中獲得脈沖PLI，脈沖PLI足夠大以使所述脈沖不被功率級PWS1濾除。持續(xù)時間p·Ts及q·Ts應(yīng)大于開關(guān)SW1、SW2、SW3的切換時間(舉例來說，大于10ns)。如果開關(guān)SW1、SW2、SW3是由MOSFET晶體管實(shí)施，那么持續(xù)時間p·Ts及q·Ts應(yīng)大于所述晶體管的切換時間。數(shù)字p及q由查找表LUT依據(jù)輸入電壓IV的數(shù)字值DIV及參考電壓Vrf的數(shù)字值DVrf而定義。參考電壓Vrf可具有固定值。那么，表LUT經(jīng)配置以僅依據(jù)值DIV而提供數(shù)字p及q。

圖6是根據(jù)一實(shí)施例的由邏輯電路LC執(zhí)行以控制開關(guān)SW1、SW2、SW3的過程的實(shí)例的流程圖。此過程包括步驟S1到S5。在步驟S1處，將電感器電流強(qiáng)度LI與最大值IMX進(jìn)行比較。如果電流強(qiáng)度LI大于最大值IMX，那么執(zhí)行步驟S2，否則執(zhí)行步驟S3。在步驟S2處，將脈沖PL發(fā)送到輸出SL以控制開關(guān)SW2。在步驟S3處，將輸出電壓OV與參考電壓Vrf進(jìn)行比較。如果輸出電壓OV低于參考電壓Vrf，那么執(zhí)行步驟S4，否則執(zhí)行步驟S5。在步驟S4處，分別將脈沖PH及PL相繼地發(fā)送到輸出SH及SL以在電感器電流LI中產(chǎn)生脈沖PLI，如圖5A、5B及5D中所展示。在步驟S5中，將脈沖PB發(fā)送到輸出SB。所述過程在步驟S2、S4及S5之后再次從步驟S1執(zhí)行。因此，主要根據(jù)兩種不同模式(即，脈沖頻率調(diào)制模式(PFM)及脈沖寬度調(diào)制模式(PWM))來控制切換式功率級PWS1。PFM模式在由負(fù)載LD汲取的電流OI低于電流閾值ITH時被激活。在此模式中，執(zhí)行步驟S1、S3及替代地步驟S4及S5。PWM模式在由負(fù)載LD汲取的電流OI大于電流閾值ITH時被激活。在此模式中，僅執(zhí)行步驟S1、S3及S4。步驟S2可在任何需要時間執(zhí)行以避免電感器L1中的過電流。

在步驟S1處執(zhí)行的比較可由比較器CCP執(zhí)行。因此，步驟S1可包括或在于測試二進(jìn)制信號OCP。以相同方式，在步驟S3處執(zhí)行的比較可由比較器VCP1執(zhí)行。因此，步驟S3可包括或在于測試二進(jìn)制信號PM。

圖7A、7B、7C展示當(dāng)切換式功率級PWS1是在脈沖頻率調(diào)制模式(PFM)中被控制時(即，當(dāng)由負(fù)載LD汲取的電流OI低于電流閾值ITH時)電感器電流LI隨時間的變化曲線。圖7A對應(yīng)于對切換式功率級PWS1來說是不穩(wěn)定狀態(tài)的理想情形。在此情形中，輸出電壓OV與輸入電壓IV的比率OV/IV等于比率p/(p+q)，p·Ts是脈沖PH的持續(xù)時間(即，在開關(guān)SW1被閉合時的時間)，且q·Ts是脈沖PL的持續(xù)時間(即，在開關(guān)SW2被閉合時的時間)。兩個脈沖PLI之間的時間對應(yīng)于在開關(guān)SW3被閉合時的時間。更一般來說，在PFM模式中控制的切換式功率級PWS1由于由負(fù)載LD汲取的電流OI的變化而如圖7B及7C所表示地操作。在圖7B中，電流LI在脈沖PLI的末尾處達(dá)到負(fù)值-dI1。接著在備用狀態(tài)中，即，當(dāng)開關(guān)SW3被閉合時，電流LI逐漸地達(dá)到0A。在圖7B的操作情形中，輸出電壓OV與輸入電壓IV的比率OV/IV大于比率p/(p+q)。在圖7C中，電流LI在脈沖PL的末尾處保持處于正值+dI2。接著在備用狀態(tài)中，即，當(dāng)開關(guān)SW3被閉合時，電流LI逐漸地達(dá)到0A。在圖7C的操作情形中，輸出電壓OV與輸入電壓IV的比率OV/IV小于比率p/(p+q)。

圖8A到8F展示信號的變化曲線，其圖解說明切換式功率級PWS1的第一操作情形，由負(fù)載汲取的電流OI逐步增加。在此操作情形中，參數(shù)p及q的值由查找表LUT定義，使得在電流LI中產(chǎn)生的脈沖PLI具有圖7B中所展示的形式，即，電感器電流LI中的脈沖PLI的下降邊緣達(dá)到負(fù)值。圖8A展示輸出電壓OV及開關(guān)SW1、SW2、SW3的切換頻率SWF隨輸出電流OI而變的理論曲線。圖8B展示由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI隨時間的變化。圖8C展示電感器L1中的電流LI隨時間的變化。圖8D展示輸出電壓OV隨時間的變化。圖8E及8F分別展示控制開關(guān)SW1及SW3的信號SH、SB隨時間的變化。在圖8B中，輸出電流OI在三步中從約0.5A逐步增長到2.5A。在圖8A及8D中，輸出電壓OV經(jīng)調(diào)節(jié)為接近于由參考電壓Vrf(在圖8A及8D的實(shí)例中＝1V)定義的設(shè)定點(diǎn)值，直到電流達(dá)到電流閾值ITH為止。在輸出電流OI達(dá)到電流閾值ITH之前，功率級PWS1是在PFM模式中操作，且切換頻率SWF(即，脈沖PLI的頻率)隨輸出電流OI而線性地增加(參見圖8A、8E及8F)。在PFM模式中，頻率SWF可由以下方程式定義：

SWF＝(2L·OI)/(OV·p·q·Ts²) (1)

其中L是電感器L1的電感。電流閾值ITH可由以下方程式定義：

ITH＝(IV·p·q·Ts)/(2L·(p+q)) (2)

圖9中展示當(dāng)電流OI大于電流閾值ITH時電流LI的隨時間展開視圖。只要輸出電流OI保持高于電流閾值ITH，功率級PWS1便在PWM模式中操作。在此模式中，在不在其間執(zhí)行步驟S5的情況下相繼地產(chǎn)生脈沖PLI，開關(guān)SW3保持?jǐn)嚅_。當(dāng)輸出電流OI大于電流閾值ITH時，切換頻率SWF保持處于由以下方程式定義的恒定值：

SWF＝1/((p+q)·Ts) (3)

(p+q)·Ts對應(yīng)于脈沖PLI的持續(xù)時間。當(dāng)輸出電流OI達(dá)到閾值ITH時，輸出電壓OV經(jīng)歷從參考電壓Vrf(≈1V)到電壓Vrf的約90％的降低，其中在達(dá)到且保持處于電壓Vrf的約93％之前具有一下沖。因此，在PWM操作模式中，甚至在開關(guān)SW3保持?jǐn)嚅_的情況下仍不可能達(dá)到設(shè)定點(diǎn)值Vrf。這歸因于在由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI較高(高于電流閾值ITH)時出現(xiàn)的調(diào)節(jié)及換相損耗。

圖10A到10C展示信號隨時間的變化曲線，其圖解說明切換式功率級PWS1的第二操作情形，由負(fù)載汲取的電流OI逐步增加。在此操作情形中，在電流LI中產(chǎn)生的脈沖PLI具有圖7C中所展示的形式，即，脈沖PLI的下降邊緣僅達(dá)到正值。圖10A展示由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI的變化。圖10B展示電感器電流LI及輸出電流OI的變化。圖10C展示輸出電壓OV的變化。在圖10A及10B中，輸出電流OI在三步中從約0.5A逐步增長到2A。在圖10C中，輸出電壓OV經(jīng)調(diào)節(jié)以接近于參考電壓Vrf(≈1V)，舉例來說，處于比參考電壓小1％的值。在展示電流LI的隨時間展開視圖的圖11中，在電流LI中產(chǎn)生的脈沖PLI具有圖7C中所展示的形式。在此操作情形中，功率級PWS1總是在PFM模式中操作，這是因?yàn)檩敵鲭妷篛V有時大于參考電壓Vrf而無論輸出電流OI相對于電流閾值ITH如何。在此操作情形中，電感器電流LI保持高于輸出電流OI。此導(dǎo)致甚至當(dāng)輸出電流OI大于電流閾值ITH時仍以高速率閉合及斷開開關(guān)SW3。因此，此操作情形可產(chǎn)生高傳導(dǎo)損耗。

根據(jù)一實(shí)施例，查找表LUT經(jīng)定義以便避免其中脈沖PLI的下降邊緣僅達(dá)到正值(圖7C及11)的操作情形。因此，表LUT規(guī)定參數(shù)p及q的值使得p/(p+q)≤OV/IV(≈Vrf/IV)。

圖12是根據(jù)另一實(shí)施例的電壓比較器電路的電路圖。圖12的電壓比較器電路OVC1包括參考電壓產(chǎn)生器VGN1、電壓比較器VCP1及另一電壓比較器VCP2。產(chǎn)生器VGN1經(jīng)配置以產(chǎn)生第一參考電壓Vrf及可從所述參考電壓導(dǎo)出(例如，等于Vrf-Vtl)的第二參考電壓。電壓Vtl可設(shè)定為參考電壓Vrf的分率，小于輸出電壓OV的所承認(rèn)調(diào)節(jié)誤差。舉例來說，將電壓Vtl設(shè)定為在從參考電壓Vrf的0.5％到1.5％的間隔中的值。比較器VCP1接收輸出電壓OV及來自產(chǎn)生器VGN1的第一參考電壓Vrf。比較器VCP1依據(jù)輸出電壓OV與第一參考電壓Vrf的比較結(jié)果而將二進(jìn)制信號PM(舉例來說，等于1或0)提供到邏輯電路LC。比較器VCP2接收輸出電壓OV及來自產(chǎn)生器VGN1的第二參考電壓Vrf–Vtl。比較器VCP2依據(jù)輸出電壓OV與第二參考電壓Vrf–Vtl的比較結(jié)果而將二進(jìn)制信號EXP(舉例來說，等于1或0)提供到邏輯電路LC。

圖13是根據(jù)另一實(shí)施例的由切換式功率級PWS1的邏輯電路LC執(zhí)行以控制開關(guān)SW1、SW2、SW3的過程的實(shí)例的流程圖。此過程包括先前參考圖6所描述的步驟S1到S5以及額外步驟S6及S7。當(dāng)電感器電流LI不大于最大值IMX時，在步驟S1之后且在步驟S3之前執(zhí)行步驟S6。在步驟S6處，將輸出電壓OV與第二參考電壓Vrf–Vtl進(jìn)行比較。如果輸出電壓OV低于第二參考電壓Vrf–Vtl，那么執(zhí)行步驟S7，否則執(zhí)行步驟S3。在步驟S7處，閉合開關(guān)SW1達(dá)周期Ts。在步驟S2、S4、S5及S7之后再次從步驟S1執(zhí)行所述過程。在步驟S6處執(zhí)行的比較可由電壓比較器VCP2執(zhí)行，步驟S6彼時包括或在于測試二進(jìn)制信號EXP的值。因此，僅在輸出電壓OV大于或等于第二參考電壓Vrf–Vtl且低于第一參考電壓Vrf時執(zhí)行步驟S3。

圖14A到14E展示信號隨時間的變化曲線，其圖解說明當(dāng)邏輯電路LC執(zhí)行圖13的過程且由負(fù)載汲取的電流OI逐步增加時切換式功率級PWS1的行為。在由圖14A到14E圖解說明的操作情形中，參數(shù)p及q的值由查找表LUT定義使得在電流LI中產(chǎn)生的脈沖PLI具有圖7A或7B中所展示的形式，即，脈沖PLI的下降邊緣的末尾是零或負(fù)的。圖14A展示由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI的變化。圖14B展示電感器電流LI及輸出電流OI的變化。圖14C展示輸出電壓OV的變化。圖14D及14E分別展示控制開關(guān)SW1及SW3的信號SH、SB的變化。在圖14A中，輸出電流OI在三步中從約0.5A逐步增長到2.5A(高于電流閾值ITH)。在圖14C中，甚至當(dāng)輸出電流OI達(dá)到及超過電流閾值ITH時，輸出電壓OV經(jīng)調(diào)節(jié)以接近于由參考電壓Vrf(在圖14C的實(shí)例中＝1V)定義的設(shè)定點(diǎn)值。當(dāng)輸出電流OI低于電流閾值ITH時，功率級在PFM模式中操作。開關(guān)SW1(圖14D)、SW2及SW3(圖14E)的切換頻率隨由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI增加而增加。當(dāng)輸出電流OI超過電流閾值ITH時，功率級PWS1在PWM模式中操作。圖15中展示在輸出電流OI超過電流閾值ITH時電感器電流LI變化的隨時間的展開視圖。圖15展示何時執(zhí)行驟S4、S5及S7。當(dāng)輸出電流OI超過電流閾值ITH時，在步驟S7處引入的脈沖PH避免在圖8D中出現(xiàn)的輸出電壓OV的降低。

在圖14B中應(yīng)觀察到電感器電流LI具有基本上追隨輸出電流OI的平均值。因此，甚至當(dāng)高電流OI被負(fù)載LD汲取時，功率級PWS1仍由于較低傳導(dǎo)損耗而具有經(jīng)改進(jìn)效率。

圖16A到16C展示信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在由負(fù)載汲取的電流OI逐步變化以相繼地等于相應(yīng)低及高值時切換式功率級PWS1的行為，邏輯電路LC執(zhí)行圖13的過程。在由圖16A到16C圖解說明的操作情形中，參數(shù)p及q的值由查找表LUT定義使得在電流LI中產(chǎn)生的脈沖PLI具有圖7A或7B中所展示的形式，即，脈沖PLI的下降邊緣的末尾是零或負(fù)的。圖16A展示由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI的變化。圖16B展示電感器電流LI及輸出電流OI的變化。圖16C展示輸出電壓OV的變化。當(dāng)將功率級PWS1通電時，電感器L1經(jīng)歷達(dá)到約10A(圖16B)的電流跳變。針對所述時間，輸出電壓OV上升到參考電壓Vrf(約1A)。在第一及第三步中，輸出電流OI保持低于0.2A，且電感器電流LI在-0.2A與+0.2A之間波動。在第二及第四步處，輸出電流OI跳變到約3A。在這些步處，以低于參考電壓的+/-1％的變化將輸出電壓OV調(diào)節(jié)為處于電壓Vrf。每當(dāng)發(fā)生輸出電壓OV中的過電壓時，借助于閉合的開關(guān)SW3將電感器電流LI設(shè)定成自由輪轉(zhuǎn)狀態(tài)。因此，電容器C1不再被充電且輸出電壓OV開始衰減直到其通過切換開關(guān)SW1、SW2、SW3而再次被調(diào)節(jié)為止。電感器L1充當(dāng)簡單電荷泵且輸出電壓的調(diào)節(jié)環(huán)路具有第一級。電流從開關(guān)SW1流動到負(fù)載LD或從負(fù)載流動到開關(guān)SW2或者根本不流動。因此，調(diào)節(jié)圍繞穩(wěn)定平衡點(diǎn)發(fā)生。

圖17A到17C展示信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在于高負(fù)載電流OI下啟動時切換式功率級PWS1的行為，邏輯電路LC執(zhí)行圖13的過程。在由圖17A到17C圖解說明的操作情形中，參數(shù)p及q的值由查找表LUT定義使得脈沖PLI的下降邊緣的末尾是零或負(fù)的(脈沖PLI具有圖7A或7B中所展示的形式)。圖17A展示由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI的變化。圖17B展示電感器電流LI及輸出電流OI的變化。圖17C展示輸出電壓OV的變化。在圖17A中，輸出電壓OV從0V增長到參考電壓Vrf(設(shè)定為1V)。在此時間內(nèi)，輸出電流OI從0A增長到3A。當(dāng)輸出電壓OV開始增長時，電感器電流LI從0A跳變到約5A，且接著變化，從而形成在約4A與6A之間的鋸齒，鋸齒的頻率增加直到輸出電壓OV達(dá)到參考電壓Vrf為止。當(dāng)輸出電壓OV達(dá)到參考電壓Vrf時，輸出電流OI及電壓OV不展示任何過沖且保持基本上恒定。

圖18A到18C展示信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在于低負(fù)載電流OI下啟動時切換式功率級PWS1的行為，邏輯電路LC執(zhí)行圖13的過程。在此操作情形中，參數(shù)p及q的值由查找表LUT定義使得在電流LI中產(chǎn)生的脈沖PLI具有達(dá)到0A或負(fù)值的下降邊緣(如圖7A或7B中所展示)。圖18A展示由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI的變化。圖18B展示電感器電流LI及輸出電流OI的變化。圖18C展示輸出電壓OV的變化。在圖18A中，輸出電壓OV從0V線性地增長到參考電壓Vrf(設(shè)定為1V)。在此時間內(nèi)，輸出電流OI從0A線性地增長到0.2A。當(dāng)輸出電壓OV開始增長時，電感器電流LI從0A跳變到約5A，且接著變化，從而形成在約3.5A與6A與之間的鋸齒，鋸齒的頻率增加直到輸出電壓OV達(dá)到參考電壓Vrf為止。當(dāng)輸出電壓OV達(dá)到參考電壓Vrf時，輸出電壓OV在PFM模式中被調(diào)節(jié)且基本上保持恒定而無與輸出電流OI一起的任何過沖，而電感器電流LI變化，從而展示由在其內(nèi)開關(guān)SW3被閉合的周期分開的脈沖PLI。

圖19A到19C展示信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI的降低下切換式功率級PWS1的行為，邏輯電路LC執(zhí)行圖13的過程。在圖19A到19C的操作中，參數(shù)p及q的值由查找表LUT定義，使得在電流LI中產(chǎn)生的脈沖PLI具有達(dá)到0A或負(fù)值的下降邊緣(如圖7A或7B中所展示)。圖19A展示由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI的變化。圖19B展示電感器電流LI及輸出電流OI的變化。圖19C展示輸出電壓OV的變化。在圖19C中，確立輸出電流OI處于3A處。在圖19A中，輸出電壓被調(diào)節(jié)(在0.99V與1.01V之間)為處于設(shè)定為1V的參考電壓Vrf。針對所述時間，圖19B中的電感器電流LI展示操作模式PWM利用在步驟S7處執(zhí)行的校正而被激活。接著，輸出電流OI下降到約0A。此時，輸出電壓OV展示不到1.02V的小跳變且接著被調(diào)節(jié)到1V與1.01V之間。針對所述時間，圖19B中的電感器電流LI展示由脈沖PB分開的脈沖PLI，從而揭露操作模式PFM被激活。

圖20A到20C展示信號隨時間的變化曲線，其圖解說明在負(fù)載電流OI的跳變下切換式功率級PWS1的行為，邏輯電路LC執(zhí)行圖13的過程。在圖20A到20C的操作情形中，參數(shù)p及q的值由查找表LUT定義使得在電流LI中產(chǎn)生的脈沖PLI具有達(dá)到0A或負(fù)值的下降邊緣(如圖7A或7B中所展示)。圖20A展示由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI的變化。圖20B展示電感器電流LI及輸出電流OI的變化。圖20C展示輸出電壓OV的變化。在圖20C中，首先確立輸出電流OI處于約0A。在圖20A中，輸出電壓經(jīng)調(diào)節(jié)(在1V與1.05V之間)為處于設(shè)定為1V的參考電壓Vrf。針對所述時間，圖20B中的電感器電流LI展示由脈沖PB分開的脈沖PLI，從而揭露操作模式PFM被激活。接著，輸出電流OI跳變到約3A(圖20C)。此時，輸出電壓OV展示到約0.985V的小降低且接著經(jīng)調(diào)節(jié)為0.99V與1.005V之間。針對所述時間，圖20B中的電感器電流LI展示操作模式PWM利用步驟S4處的脈沖PLI及在步驟S5及S7處執(zhí)行的校正而被激活。

圖14C、16C、17C、18C、19C及20C展示甚至在啟動時及在切換式功率級PWS1經(jīng)受由負(fù)載LD汲取的輸出電流OI的大且突然的變化時，輸出電壓OV經(jīng)準(zhǔn)確地調(diào)節(jié)為在無過沖的情況下接近于參考電壓Vrf(具有小于2％的誤差)。

圖21表示根據(jù)另一實(shí)施例的切換式功率級PWS2。功率級PWS2不同于功率級PWS1在于其包括用于在連接到開關(guān)SW1、SW2、SW3中的一者的分支中檢測過電流(大于最大電流值IMX)的一或多個電流比較器CCP。當(dāng)所接收電流大于最大電流值IMX時，電流比較器CCP中的每一者激活信號OCP。

所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將了解，可在不背離本發(fā)明的寬廣發(fā)明性概念的情況下對以上所描述實(shí)施例做出改變。因此，應(yīng)理解本發(fā)明不限于所揭示的特定實(shí)施例，而是打算涵蓋在如所附權(quán)利要求書所定義的本發(fā)明的精神及范圍內(nèi)的修改。

特定來說，可從所揭示的方法導(dǎo)出用于控制開關(guān)SW1、SW2、SW3以依據(jù)參考電壓調(diào)節(jié)輸出電壓的其它方法。

此外，步驟S1及S2以及信號OCP的使用不包含于輸出電壓OV自身的調(diào)節(jié)中，而是僅用于保護(hù)電感器L1免受過電流。由于此類過電流未必發(fā)生，因此可省略步驟S1及S2或信號OCP的使用。另外，此保護(hù)可使用許多其它已知手段來執(zhí)行。

在一些應(yīng)用中，功率級可僅在PFM或PWM模式中使用。在PWM模式中，備用狀態(tài)開關(guān)SW3未必在兩個脈沖PLI之間斷開。

此外，在一些應(yīng)用中利用具有保持為正(如圖7C中)的下降邊緣的脈沖PLI來控制切換式功率級可為合意的。為了此目的，表LUT的內(nèi)容可經(jīng)定義使得數(shù)字p及q滿足方程式p/(p+q)>OV/IV。

此外，本發(fā)明不限于具有單個電感器的功率級。因此，電感器L1可由串聯(lián)連接的數(shù)個電感器形成，且相應(yīng)開關(guān)可并聯(lián)連接到每一電感器(如開關(guān)SW3)。與電感器并聯(lián)連接的開關(guān)可單獨(dú)經(jīng)控制以調(diào)整功率級的電感。此外，兩個電感器之間的每一結(jié)節(jié)點(diǎn)可通過電容器鏈接到接地。

雖然已關(guān)于各種實(shí)施例論述了本發(fā)明，但應(yīng)認(rèn)識到本發(fā)明包括由本發(fā)明支持的新穎及不明顯技術(shù)方案。