本發(fā)明涉及開關(guān)電源領(lǐng)域，具體涉及LLC諧振變換器和抑制LLC諧振變換器輸出電壓中的紋波的方法。

背景技術(shù)：

具有優(yōu)良效率特性的LLC諧振變換器被廣泛地用作直流/直流變換器。然而，可能會(huì)遇到紋波輸出問題，不同于高頻開關(guān)噪聲，紋波位于頻譜的低頻段，一般來(lái)說(shuō)，波紋來(lái)自電網(wǎng)，其頻率往往是市電頻率兩倍，大約100赫茲或120赫茲。對(duì)大多數(shù)應(yīng)用來(lái)說(shuō)，輸出紋波幅度需要受到限制，超出規(guī)格的紋波，可能使得設(shè)備性能不穩(wěn)定，無(wú)法正常工作，甚至損壞。

在現(xiàn)有技術(shù)中，利用反饋控制以提高開環(huán)增益的方式在一定程度上減小了LLC諧振變換器的輸出紋波。但另一方面，這種方式減小紋波的效果并不理想，難以在穩(wěn)定性和較高的增益兩方面取得平衡。如何抑制或減小LLC諧振變換器中的輸出紋波已成為一個(gè)亟需解決的問題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

有鑒于此，本發(fā)明提出了一種LLC諧振變換器，其利用前饋校正來(lái)抑制輸出電壓中的紋波。

根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供了一種LLC諧振變換器，包括：主變換器，所述主變換器包括依次連接的具有驅(qū)動(dòng)電路的半橋或全橋斬波器、電感電容串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)、隔離變壓器以及整流濾波電路；前饋控制器，利用輸入電壓產(chǎn)生前饋信號(hào)；以及受控振蕩器，從所述前饋控制器接收所述前饋信號(hào)，并根據(jù)所述前饋信號(hào)通過所述驅(qū)動(dòng)電路控制所述斬波器的工作頻率。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種抑制LLC諧振變換器的輸出電壓中的紋波的方法，其中所述LLC諧振變換器包括主變換器，所述主變換器包括依次連接的具有驅(qū)動(dòng)電路的半橋或全橋斬波器、電感電容串聯(lián)諧 振網(wǎng)絡(luò)、隔離變壓器以及整流濾波電路，所述方法包括：利用輸入電壓產(chǎn)生前饋信號(hào)；以及根據(jù)所述前饋信號(hào)控制所述斬波器的工作頻率。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種抑制LLC諧振變換器的輸出電壓中的紋波的方法，其中所述LLC諧振變換器包括主變換器，所述主變換器包括依次連接的具有驅(qū)動(dòng)電路的半橋或全橋斬波器、電感電容串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)、隔離變壓器以及整流濾波電路，所述方法包括：利用輸入電壓產(chǎn)生前饋信號(hào)；利用所述LLC諧振變換器的輸出誤差電壓產(chǎn)生反饋信號(hào)；疊加所述反饋信號(hào)和所述前饋信號(hào)以生成控制信號(hào)；以及根據(jù)所述控制信號(hào)控制所述斬波器的工作頻率。

根據(jù)本發(fā)明所提供的技術(shù)方案，為L(zhǎng)LC諧振變換器提供了前饋校正，前饋信號(hào)經(jīng)受控振蕩器和驅(qū)動(dòng)電路提供至LLC諧振變換器的斬波電路，從而對(duì)LLC諧振變換器的輸出進(jìn)行前饋校正,可抵消輸入紋波對(duì)輸出紋波的影響，進(jìn)而使LLC諧振變換器的輸出電壓中的紋波得到抑制。

附圖說(shuō)明

參照附圖來(lái)閱讀本發(fā)明的各實(shí)施方式，將更容易理解本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點(diǎn)，在此描述的附圖只是為了對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方式進(jìn)行示意性說(shuō)明的目的，而非全部可能的實(shí)施，并且不旨在限制本發(fā)明的范圍。在附圖中：

圖1示出了根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施方式的LLC諧振變換器的電路框圖；

圖2A至圖2E示出了主變換器的多種可替代變形；

圖3示出了根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施方式的LLC諧振變換器的傳遞函數(shù)框圖；

圖4示出了根據(jù)公式7和仿真所得理想前饋控制器增益和相位頻率特性的特性圖；

圖5示出了歸一化處理后在采用低通濾波器作為前饋控制器時(shí)Ge增益角頻率曲線；

圖6示出了歸一化處理后在采用帶通濾波器作為前饋控制器時(shí)在不同阻尼系數(shù)的情況下Ge增益角頻率特性圖；

圖7示出了根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施方式抑制LLC諧振變換器的輸出電壓中的紋波的方法的流程圖；以及

圖8示出了根據(jù)本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施方式抑制LLC諧振變換器的輸出電壓中的紋波的方法的流程圖。

具體實(shí)施方式

現(xiàn)參照附圖對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方式進(jìn)行詳細(xì)描述。應(yīng)注意，以下描述僅僅是示例性的，而并不旨在限制本發(fā)明。此外，在以下描述中，將采用相同的附圖標(biāo)號(hào)表示不同附圖中的相同或相似的部件。在以下描述的不同實(shí)施方式中的不同特征，可彼此結(jié)合，以形成本發(fā)明范圍內(nèi)的其他實(shí)施方式。

圖1示出了根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施方式的LLC諧振變換器的電路示意圖。如圖1所示，LLC諧振變換器100包括主變換器110和控制器120。主變換器110包括依次連接的具有驅(qū)動(dòng)電路112的半橋或全橋斬波器、電感電容串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)、隔離變壓器以及整流濾波電路。其中，如圖1所示，斬波器可由MOSFET Q1、Q2以及其驅(qū)動(dòng)電路組成，串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)可由電感Lr、Lm和電容Cr構(gòu)成，隔離變壓器T1實(shí)現(xiàn)隔離功能，Lm是其勵(lì)磁電感，整流濾波電路可由D1和D2以及電容器Co構(gòu)成。主變換器110可有多種實(shí)現(xiàn)形式，而為了簡(jiǎn)要起見，在本說(shuō)明書中省略了對(duì)本領(lǐng)域技術(shù)人員已熟知的LLC諧振變換器變形結(jié)構(gòu)中的部件的詳細(xì)描述。例如，作為示例，圖2A至圖2E示出了主變換器的多種可替代變形。

再如圖1所示，控制器120可包括前饋控制器121和受控振蕩器(VCO)122。前饋控制器121可利用輸入電壓Vin產(chǎn)生前饋信號(hào)FF。受控振蕩器122可從前饋控制器121接收前饋信號(hào)，并根據(jù)前饋信號(hào)通過驅(qū)動(dòng)電路控制主變換器110中的斬波器的開關(guān)頻率。

由于輸出電壓同輸入電壓和斬波器的開關(guān)頻率有關(guān)，因此通過設(shè)置合適的前饋控制器121的參數(shù)，通過控制斬波頻率可以抵消甚至消除輸入電壓紋波的影響，從而達(dá)到抑制輸出紋波的目的。

根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施方式，再參見圖1，控制器120還可包括反饋控制器123，反饋控制器123可利用LLC諧振變換器100的輸出誤差電壓產(chǎn)生反饋信號(hào)FB，該反饋信號(hào)FB與前饋信號(hào)FF疊加生成控制信號(hào)ctr，控制信號(hào)ctr輸入至受控振蕩器122并通過驅(qū)動(dòng)電路來(lái)控制斬波器的開關(guān)頻率，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電壓的斬波?？梢岳斫獾氖?，根據(jù)本發(fā)明的不同實(shí)施方式，反饋控制器123并不是LLC諧振變換器中必須的部件，而是可選的部件。另外，反饋控制器123對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員是熟知的常 用電路，因此為了簡(jiǎn)潔起見，在此略去其詳細(xì)描述。

根據(jù)本申請(qǐng)的一個(gè)實(shí)施例，由前饋控制器121所產(chǎn)生的前饋信號(hào)FF和由反饋控制器123所產(chǎn)生的反饋信號(hào)FB在受控振蕩器122的輸入端進(jìn)行疊加。在LLC諧振變換器的電路設(shè)計(jì)中，尤其是已具有反饋控制電路的LLC諧振變換器中，根據(jù)本申請(qǐng)所產(chǎn)生的前饋信號(hào)FF在何處引入是很重要的。根據(jù)本實(shí)施例，前饋信號(hào)FF在受控振蕩器122的輸入端引入，由此對(duì)電路設(shè)計(jì)所帶來(lái)的影響將在以下詳述。

圖3示出了根據(jù)圖1繪制的傳遞函數(shù)框圖。圖3所示實(shí)施方式與圖1所示實(shí)施方式的不同之處在于，圖3所示框圖還包括光耦合單元124。本領(lǐng)域技術(shù)人員可根據(jù)實(shí)際需要設(shè)置光耦合單元124，因此為了簡(jiǎn)要起見，其詳細(xì)描述在此不再贅述。

在圖3中所示的G1-G7分別表示各單元、電路、模塊的傳遞函數(shù)：G1和G2表示反饋控制器123的傳遞函數(shù)，G3表示光耦合單元124的傳遞函數(shù)，G4表示受控振蕩器122的傳遞函數(shù)，G5表示主變換器100的開關(guān)頻率對(duì)輸出電壓影響的傳遞函數(shù)，G6表示主變換器100輸入輸出電壓的傳遞函數(shù)，G7表示前饋控制器121的傳遞函數(shù)。

根據(jù)圖3所示，并考慮到我們研究的紋波通常相對(duì)直流成分較小,主變換器和各控制器都可以在工作點(diǎn)附近做線性近似,因此LLC諧振變換器的輸出電壓Vout的拉氏變換可由下式表示：

Vout(s)＝Gvref(s)·Vref(s)+Gvin(s)·Vin(s) 公式1

其中Vref(s)表示輸入至反饋控制器123的參考電壓的拉氏變換，Gvref(s)表示從參考電壓到輸出的傳遞函數(shù)，Vin(s)表示所述變換器的輸入電壓的拉氏變換，Gvin表示輸入電壓到輸出電壓的輸出傳遞函數(shù)。

由圖3可知，Gvref和Gvin可分別由下式表示：

$Gvref\left(s\right)=\frac{G1\·G2\·G3\·G4\·G5}{1+G2\·G3\·G4\·G5}$ 公式2

$Gvin\left(s\right)=\frac{G6-G4\·G5\·G7}{1+G2\·G3\·G4\·G5}$ 公式3

那么在LLC諧振變換器中不具有前饋控制器121的情況下，即G7＝0的情況下，輸入電壓到輸出的傳遞函數(shù)Gvin_nff為：

$Gvin\_nff\left(s\right)=\frac{G6}{1+G2\·G3\·G4\·G5}$ 公式4

上述公式4反映了具有反饋控制器123的LLC諧振變換器開環(huán)傳遞函數(shù)G2G3G4G5對(duì)紋波的作用。反饋控制器可以選擇較高的低頻增益在一定程度上抑制輸入紋波對(duì)輸出端的影響，但另一方面這種方式減小紋波的效果并不理想，難以在穩(wěn)定性和較高的增益兩方面取得平衡。如何進(jìn)一步抑制或減小所述變換器中的輸出紋波是一個(gè)亟需解決的問題，本發(fā)明通過附加前饋控制器121提供了一種解決方案。

根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式，由以下公式定義了Ge，它是有無(wú)前饋控制器121輸入輸出的傳遞函數(shù)的比值；值得注意的是,它也是在相同輸入紋波條件下,有無(wú)前饋控制器121輸出紋波的比值：

$Ge\left(s\right)=\frac{Gvin\left(s\right)}{Gvin\_nff\left(s\right)}$ 公式5

一方面，公式5表明,具有前饋控制器和反饋控制器二者的LLC諧振變換器，其輸入輸出傳遞函數(shù)可以看作是，Gvin_nff和Ge兩個(gè)系統(tǒng)的串聯(lián)。相對(duì)于無(wú)前饋控制器的所述變換器來(lái)說(shuō)，Ge可以提供額外的輸入紋波抑制能力。

將公式3和公式4代入公式5中，可得到：

$Ge\left(s\right)=1-\frac{G4\·G5\·G7}{G6}$ 公式6

由公式6可以看出Ge只同前饋控制器G7、主變換器G5和G6以及受控振蕩器G4有關(guān)，與G1、G2和G3無(wú)關(guān)。也就是說(shuō)，無(wú)論反饋控制器123或者光耦合單元124的特性如何都不會(huì)影響Ge,也就是前饋控制器121帶來(lái)的額外的紋波增益,這是由于前述的前饋信號(hào)在受控振蕩器122的輸入端引入所帶來(lái)的效果；特別的，這個(gè)結(jié)論也適用于不存在反饋控制器123,也就是開環(huán)控制的情形。

從抑制紋波的角度考慮，在Ge(s)＝0的情況下，即Vin的任何紋波均對(duì)LLC諧振變換器的輸出電壓沒有影響的情況，這是理想的狀態(tài)。因此，前饋控制器121的傳遞函數(shù)G7的理想取值可由下式表示：

$G7\_ideal\left(s\right)=\frac{G6}{G4\·G5}$ 公式7

由此，即可根據(jù)受控振蕩器122的傳遞函數(shù)G4、主變換器100的傳遞函數(shù)G5和G6來(lái)確定該如何選取前饋控制器121。

圖4示出了根據(jù)公式7和模擬得到的理想前饋控制器增益和相位頻率特性曲線圖。如圖所示，理想情況下的G7的增益和相位曲線從近似直流至較高頻率的區(qū)間均是水平的，相對(duì)來(lái)說(shuō)，紋波頻率較低，因此G7_ideal可以用一個(gè)比例環(huán)節(jié)替代。也就是說(shuō)，理想前饋控制器應(yīng)具有比例特性。盡管如此，實(shí)際應(yīng)用中，可能還希望前饋控制器濾除直流成分或者高頻開關(guān)噪聲，前饋控制器G7不一定采用比例環(huán)節(jié)還可以采用其他的環(huán)節(jié)。因此，根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式，采用低通濾波器或帶通濾波器作為前饋控制器130。以下將分別對(duì)此進(jìn)行詳細(xì)描述。作為例子，這里僅考慮上述100Hz或者120Hz附近的輸入紋波的抑制。

根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式，前饋控制器121為低通濾波器。該低通濾波器可以為一階低通濾波器或高階低通濾波器，其角頻率均高于通常的紋波的頻率。該低通濾波器的傳遞函數(shù)G7可由下式表示：

$G7\left(s\right)=Ke\·\frac{\mathrm{\ω}n}{s+\mathrm{\ω}n}$ 公式8

其中Ke是低通濾波器的常量，ωn是轉(zhuǎn)折角頻率，s是拉普拉斯變換自變量。

根據(jù)公式6、7和8可以得到：

$Ge\left(s\right)=\frac{s+\left(1-\frac{Ke}{G7\_ideal}\right)\·\mathrm{\ω}n}{s+\mathrm{\ω}n}$ 公式9

由此，可以得到相應(yīng)Ge的幅度頻率特性(Ge_in_gain)：

$Ge\_in\_gain=\sqrt{\frac{{\left(\frac{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\ω}n}\right)}^2+{(1-\frac{Ke}{G7\_ideal})}^2}{{\left(\frac{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\ω}n}\right)}^2+1}}$ 公式10

那么，可以根據(jù)公式10，選擇適當(dāng)?shù)牡屯V波器作為前饋控制器121，以產(chǎn)生前饋信號(hào)，從而抑制DC-DC轉(zhuǎn)換器中的紋波。

圖5示出了在采用低通濾波器作為前饋控制器時(shí)進(jìn)行歸一化處理后,額外紋波增益Ge的角頻率特性曲線。由圖5可以看出，通過選擇適當(dāng)?shù)腒e和相對(duì)紋波頻率來(lái)說(shuō)較高的的轉(zhuǎn)折頻率可以起到抑制紋波增益的效果。

根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施方式，前饋控制器121為帶通濾波器。該帶通濾波器可以為二階帶通濾波器或高階帶通濾波器。該帶通濾波器的傳遞函數(shù)G7可由下式表示：

$G7\left(s\right)=Ke\·\frac{2\·\mathrm{\ξ}\·\mathrm{\ω}n\·s}{s^2+2\·\mathrm{\ξ}\·\mathrm{\ω}n\·s+{\mathrm{\ωn}}^2}$ 公式11

其中Ke是帶通濾波器的常量，ωn是固有振蕩角頻率，s是拉普拉斯變換自變量，ξ是阻尼系數(shù)。

根據(jù)公式6、7和11可以得到：

$Ge\left(s\right)=Ke\·\frac{s^2+2\·(1-\frac{Ke}{G7\_ideal})\·\mathrm{\ξ}\·\mathrm{\ω}n\·s+{\mathrm{\ωn}}^2}{s^2+2\·\mathrm{\ξ}\·\mathrm{\ω}n\·s+{\mathrm{\ωn}}^2}$ 公式12

由此，可以得到該帶通濾波器的增益的前饋增量Ge_in_gain(幅度頻率特性)：

$Ge\_in\_gain=\sqrt{\frac{{\left(\frac{\frac{\mathrm{\ω}n}{\mathrm{\ω}}-\frac{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\ω}n}}{2\mathrm{\ξ}}\right)}^2+{(1-\frac{Ke}{G7\_ideal})}^2}{{\left(\frac{\frac{\mathrm{\ω}n}{\mathrm{\ω}}-\frac{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\ω}n}}{2\mathrm{\ξ}}\right)}^2+1}}$ 公式13

那么，可以根據(jù)公式13，選擇適當(dāng)?shù)膸V波器作為前饋控制器121，以產(chǎn)生前饋信號(hào)，從而抑制DC-DC轉(zhuǎn)換器中的紋波。

圖6示出了歸一化后在采用帶通濾波器作為前饋控制器且Ke取0.9·G7_ideal時(shí)在不同阻尼系數(shù)的情況下，額外紋波增益Ge角頻率特性 曲線。由圖6可以看出，無(wú)論阻尼系數(shù)ξ為何值，當(dāng)角頻率為ωn時(shí)，紋波增益都很低，而當(dāng)角頻率接近0或正無(wú)窮時(shí)，紋波增益都接近1，也就是說(shuō)，輸入電壓直流和高頻成分不起作用。

圖7示出了根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施方式抑制所述變換器的輸出電壓中的紋波的方法的流程圖。在圖7所示的方法200中，所采用的LLC諧振變換器包括主變換器，該主變換器包括依次連接的具有驅(qū)動(dòng)電路的半橋或全橋斬波器、電感電容串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)、隔離變壓器以及整流濾波電路。

如圖7所示，該方法200可包括步驟S210和S220。在步驟S210中，利用輸入電壓產(chǎn)生前饋信號(hào)。在步驟S220中，根據(jù)所述前饋信號(hào)控制所述斬波器的工作頻率。

根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)具體實(shí)例，在該方法200中，前饋信號(hào)是由具有比例、低通或帶通濾波特性的濾波器利用所述輸入電壓產(chǎn)生的。

根據(jù)本發(fā)明的另一具體實(shí)例，在該方法200中，所述濾波器由模擬電路實(shí)現(xiàn)或者由基于等效變換或近似變換的離散形式電路實(shí)現(xiàn)。

圖8示出了根據(jù)本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施方式抑制LLC諧振變換器的輸出電壓中的紋波的方法的流程圖。在圖8所示的方法300中，所采用的LLC諧振變換器括主變換器，該主變換器包括依次連接的具有驅(qū)動(dòng)電路的半橋或全橋斬波器、電感電容串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)、隔離變壓器以及整流濾波電路。

如圖8所示，該方法300可包括步驟S310、S320、S330和S340。在步驟S310中，利用輸入電壓產(chǎn)生前饋信號(hào)。在步驟S320中，利用所述變換器的輸出誤差電壓產(chǎn)生反饋信號(hào)。在步驟S330中，疊加所述反饋信號(hào)和所述前饋信號(hào)以生成控制信號(hào)。在步驟S340中，根據(jù)所述控制信號(hào)控制所述斬波器的工作頻率。

同樣，根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)具體實(shí)例，在該方法300中，前饋信號(hào)是由具有比例、低通或帶通濾波特性的濾波器利用所述輸入電壓產(chǎn)生的。

另外，根據(jù)本發(fā)明的另一具體實(shí)例，在該方法300中，所述濾波器由模擬電路實(shí)現(xiàn)或者由基于等效變換或近似變換的離散形式電路實(shí)現(xiàn)。

此外，在上述方法200和300中所提到的低通濾波器或帶通濾波器的傳遞函數(shù)可以分別按照與上面描述LLC諧振變換器中所采用的低通濾波器或帶通濾波器的傳遞函數(shù)相同的方法來(lái)設(shè)計(jì)，為了簡(jiǎn)潔起見，在此略去其詳細(xì)描述。

以上對(duì)本發(fā)明各實(shí)施方式的描述是為了更好地理解本發(fā)明，其僅僅是示例性的，而非旨在對(duì)本發(fā)明進(jìn)行限制。應(yīng)注意，在以上描述中，針對(duì)一種實(shí)施方式描述和/或示出的特征可以以相同或類似的方式在一個(gè)或更多個(gè)其它實(shí)施方式中使用，與其它實(shí)施方式中的特征相組合，或替代其它實(shí)施方式中的特征。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，在不脫離本發(fā)明的發(fā)明構(gòu)思的情況下，針對(duì)以上所描述的實(shí)施方式進(jìn)行的各種變化和修改，均屬于本發(fā)明的范圍內(nèi)。