專利名稱：電源裝置和圖像形成設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
實(shí)施例的一個公開的方面涉及基于同步整流方法的切換電源(switching powersource)裝置。
背景技術(shù)：
作為傳統(tǒng)的切換電源的示例，圖10中示出的使用比較器的配置是已知的。圖10中示出的切換電源通過使用比較器驅(qū)動場效應(yīng)晶體管(FET)來檢測用于同步整流的切換元件場效應(yīng)晶體管(FET)的兩端處的電壓。在圖10中，切換電源包括變壓器1001、DC電源1002、初級側(cè)的FET 1003 (金屬氧化物半導(dǎo)體FET =MOSFET)、次級側(cè)的電解電容器1004、負(fù)載1005、用于控制切換操作的電路1006、用于同步整流的FET 1007以及比較器1008。在初級側(cè)的FET 1003被導(dǎo)通以便在變壓器1001中存儲能量之后，在FET 1003被截止時，用于同步整流的FET 1007的源極電壓上升，使得比較器1008的+端子的電壓高于-端子的電壓。因此，用于同步整流的FET 1007被導(dǎo)通。然后，電流流動為O安培(A)。在電流開始從電容器1004的+端子流動通過變壓器1001時，用于同步整流的FET 1007的-輸入端子處的電壓變得高于+輸入端子處的電壓。然后，用于同步整流的FET 1007的柵極電壓降低到使用于同步整流的FET 1007截止。這種配置和操作使得能夠利用少量的組件來控制用于同步整流的FET。圖11作為類似的電路配置示出了其中比較器包括具有PNP晶體管和NPN晶體管的分立電路的示例。即使在圖11中示出的電路中，也可以執(zhí)行與圖10中示出的操作類似的操作。作為同步整流方法，還存在不直接檢測電流的方法。作為這種方法的示例，在日本專利No. 4158054和4210868中討論了變壓器的ET積的使用。圖12示出同步整流電路的這種示例。在圖12中，同步整流電路包括變壓器1201、電源1202、初級側(cè)的FET 1203、用于同步整流的FET 1204、次級側(cè)的電解電容器1205、負(fù)載1206、第一恒流源1207、電容器1208、第二恒流源1209、基準(zhǔn)電壓1210、比較器1211、電阻1212和1213、電壓檢測電路1214以及恒壓源1215。第一恒流源1207產(chǎn)生與在初級側(cè)的FET 1203的導(dǎo)通時段期間的變壓器1201的電壓成比例的電流，并且在初級側(cè)的FET 1203的導(dǎo)通時段期間存儲變壓器1201處產(chǎn)生的電壓的時間乘積(導(dǎo)通時段期間的電壓的積分值)作為電容器的電壓。第二恒流源1209產(chǎn)生與在初級側(cè)的FET 1203的截止時段期間產(chǎn)生的電壓成比例的電流，并且在初級側(cè)的FET1203被截止時被導(dǎo)通以便將電容器1208中的電壓放電。在電容器1208的電壓降低到基于基準(zhǔn)電壓1210設(shè)定的預(yù)定值時，比較器1211操作以便使邏輯電路反轉(zhuǎn)，并且用于同步整流的FET1204被截止。作為其它方法，存在其中圖10中示出的配置還包括與比較器的輸入端子串聯(lián)地布置的基準(zhǔn)電壓源的方法、以及其中多個基準(zhǔn)電壓被設(shè)為閾值并且給出滯后特性(hysteresis characteristics)以防止錯誤操作的方法。然而，在圖10中示出的傳統(tǒng)的切換電源的上述配置中，在其中用于同步整流的FET的導(dǎo)通電阻低并且其漏極與源極之間的電壓低的元件的情況下，出現(xiàn)誤操作的問題。特別是，在切換電源的輕負(fù)載運(yùn)行(也被稱為臨界模式或者不連續(xù)模式)期間，流過用于同步整流的FET的電流大致降低到0A。換句話說，由于用于同步整流的FET的漏極與源極之間的電壓也降低到約0V，因此在低導(dǎo)通電阻的元件被用作用于同步整流的FET時，難以檢測電流。該問題可以通過使用高導(dǎo)通電阻的元件來解決。然而，在利用高導(dǎo)通電阻的元件時，在同步整流操作期間的效率被降低。另一方面，在日本專利No. 4158054和4210868中討論的不直接檢測電流的方法不依賴于FET的導(dǎo)通電阻。由于電壓積分，這些方法在限制錯誤操作方面是有利的，并且電路配置簡單。然而，難以設(shè)定用于確定用于同步整流的FET的截止定時與OA匹配的定時的閾值。這是因?yàn)椋谠O(shè)定閾值中，當(dāng)輸出電壓波動或者負(fù)載波動較大時，例如在接通電力時，作為電容器的充電和放電的中心值的平均值波動，并且因此用于同步整流的FET的截止定時可能不匹配電流OA的定時。在日本專利No. 4158054和4210868中討論的方法的情況下，由于不直接檢測電流，因此電路基于預(yù)測和假設(shè)來操作。因此，用于同步整流的FET必須較早地被截止以便提供一定的裕度。當(dāng)用于同步整流的FET被截止以提供裕度時，用于同步整流的FET的體二極管(body diode)的導(dǎo)通時段被延長，這因此降低效率。

發(fā)明內(nèi)容
實(shí)施例的一個公開的方面涉及基于同步整流方法的切換電源，該切換電源可以在沒有降低效率的情況下通過使用低導(dǎo)通電阻的切換元件來正確地操作。根據(jù)實(shí)施例的一個方面，一種輸出DC電壓的電源裝置包括整流單元，被配置為對輸入脈沖電壓進(jìn)行整流；電壓-電流轉(zhuǎn)換單元，被布置在脈沖電壓被輸入到整流單元中的一側(cè)；電流-電壓轉(zhuǎn)換單元，被配置為將來自電壓-電流轉(zhuǎn)換單元的電流轉(zhuǎn)換成電壓；以及比較單元，被配置為將來自電流-電壓轉(zhuǎn)換單元的電壓與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，其中比較單元包括兩個切換部分。整流單元的操作基于來自比較單元的輸出而被控制。根據(jù)實(shí)施例的另一個方面，一種圖像形成設(shè)備包括圖像形成單元，被配置為在記錄材料上形成圖像；控制單元，被配置為控制圖像形成單元的操作；以及電源，被配置為將DC電壓供應(yīng)給控制單元。該電源包括整流單元，被配置為對輸入脈沖電壓進(jìn)行整流；電壓-電流轉(zhuǎn)換單元，被布置在脈沖電壓被輸入到整流單元中的一側(cè)；電流-電壓轉(zhuǎn)換單元，被配置為將來自電壓-電流轉(zhuǎn)換單元的電流轉(zhuǎn)換成電壓；以及比較單元，被配置為將來自電流-電壓轉(zhuǎn)換單元的電壓與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，其中比較單元包括兩個切換部分，并且整流單元的操作基于來自比較單元的輸出而被控制。從以下參考附圖的示例性實(shí)施例的詳細(xì)描述中本公開的更多的特征和方面將變得清晰。


被加入說明書且構(gòu)成說明書一部分的附圖示出了本公開的示例性實(shí)施例、特征和方面，并且與描述一起用來解釋本公開的原理。圖1是示出根據(jù)第一示例性實(shí)施例的切換電源的電路圖。
圖2示出根據(jù)第一示例性實(shí)施例的切換電源的操作波形。圖3示出根據(jù)第一示例性實(shí)施例的切換電源的操作波形。圖4示出根據(jù)第一示例性實(shí)施例的同步整流FET的驅(qū)動波形的示例。圖5示出根據(jù)第二示例性實(shí)施例的同步整流電路。圖6示出根據(jù)第二示例性實(shí)施例的同步整流FET的驅(qū)動波形的示例。圖7示出根據(jù)第三示例性實(shí)施例的同步整流電路。圖8示出根據(jù)第三示例性實(shí)施例的同步整流FET的驅(qū)動波形的示例。圖9是示出根據(jù)第四示例性實(shí)施例的切換電源的電路圖。圖10示出傳統(tǒng)的切換元件。圖11示出傳統(tǒng)的同步整流電路的示例。圖12示出傳統(tǒng)的同步整流電路的示例。圖13A和圖13B示出其中設(shè)置有切換電源的示例。
具體實(shí)施例方式下面將參考附圖來詳細(xì)描述本公開的各個示例性實(shí)施例、特征以及方面。以下實(shí)施例僅僅是示例并且本公開的技術(shù)范圍不限于它們。實(shí)施例的一個公開的特征可以被描述為通常被描繪為時序圖的過程。時序圖可以示出若干實(shí)體(諸如信號、事件等)的定時關(guān)系。雖然時序圖可以將操作描述為順序的過程，但是一些操作可以被并行地或者同時執(zhí)行。另夕卜，除非特別地陳述，否則操作或者定時時刻的順序可以被重新排列。此外，定時或者時間的距離可以不按比例繪制或者不以精確的比例描繪定時關(guān)系。圖1是示出根據(jù)第一示例性實(shí)施例的切換電源的電路圖。圖1示出商業(yè)的AC電源101與插座(outlet)連接的狀態(tài)。該切換電源包括被配置為去除噪聲的濾波器電路102、整流橋式電路103、初級側(cè)的電解電容器104 (在下文中，被稱為初級電解電容器)、變壓器105、初級側(cè)的切換元件106 (在下文中，被稱為初級切換元件)。變壓器105的初級繞組線Np的端子Npl連接到初級電解電容器104的+端子，并且端子Np2連接到初級切換元件106的漏極端子。當(dāng)在變壓器105的次級繞組線為Ns、并且初級繞組線的端子Npl和Np2分別為+(正)和-(負(fù))的方向上施加電壓以便供應(yīng)電流時，在次級繞組線Ns中，正電壓出現(xiàn)在端子Ns2處，并且負(fù)電壓出現(xiàn)在端子Nsl處。次級繞組線Ns的端子Nsl連接到次級側(cè)的電解電容器107 (在下文中，被稱為次級電解電容器107)的+端子。在本示例性實(shí)施例中，對于用于同步整流的切換元件108 (在下文中，被稱為同步整流FET)，使用N溝道FET。同步整流FET 108的源極端子連接到次級電解電容器107的-端子，并且漏極端子連接到次級繞組線Ns的端子Ns2。切換電源還包括電阻109、110、111、112、113、114、115、116、117、118、119、120、121、122 和 123，NPN 晶體管 124 和 125，以及 PNP 晶體管 126、127和128，二極管129和130，以及包括在同步整流FET 108內(nèi)或者外部地附接的二極管131 (體二極管)。參考圖2和圖3，將描述圖1中示出的切換電源的操作。用于控制初級切換元件106 (在本示例性實(shí)施例中，利用MOSFET :在下文中，被稱為初級FET 106)的切換控制電路和反饋電路的操作是已知的，因此將省略其描述。
當(dāng)初級FET 106被導(dǎo)通以便將電壓施加到變壓器105的初級繞組線Np時，電流開始在從初級電解電容器104的+端子到變壓器105的初級繞組線Np和從初級FET 106的漏極到源極的方向上流動。圖2示出初級FET 106的柵極和源極之間的電壓波形201以及初級FET106的漏極電流Id的波形202。初級FET 106的導(dǎo)通時期為時段I。在時段I期間，具有圖2中示出的波形203的電壓被施加到變壓器105的初級繞組線Np。換句話說，在其中端子Npl處于高電位側(cè)的方向上施加初級電解電容器的電壓。圖2中示出的波形203指示在初級繞組線Np處出現(xiàn)的電壓，即，Npl-Np2o在圖2中示出的時段I期間，流過變壓器105的初級繞組線Np的電流隨時間增大。初級繞組線Np的電流Il由IlP=EX ton/Lp表示,其中Lp為初級繞組線Np的電感并且ton為從初級FET 106的導(dǎo)通起已經(jīng)經(jīng)過的時間。在該情況下，存儲在變壓器中的能量由 l/2XLpXIlp~2 表示。在變壓器的次級繞組線Ns處產(chǎn)生電壓V，使得在端子Ns2處的電壓可以比在端子Nsl處的電壓高。在圖2中示出的波形204和次級繞組線Ns處產(chǎn)生的電位差由V=EXn2/nl表示，其中nl為用于初級繞組線的匝數(shù)，n2為用于次級繞組線的匝數(shù)，并且E為施加到初級繞組線Np的電壓。該電壓被同步整流FET 108的體二極管131和肖特基二極管切斷(cut off)。因此，沒有電流流過次級繞組線Ns來給次級電解電容器107充電。圖2以波形205的形式示出流過次級繞組線Ns的電流。當(dāng)初級FET 106被截止時，存儲在變壓器105中的能量通過次級繞組線Ns被放出。圖2中示出的時段II為其中初級FET 106被截止以便將變壓器105的能量放出到次級側(cè)的時段。因此，在時段II期間，在次級導(dǎo)線Ns處，產(chǎn)生與初級FET 106導(dǎo)通時的電壓反向(反極性)的電壓。換句話說，在端子Nsl處的電壓比在端子Ns2處的電壓高。然后，正向電壓被施加到肖特基二極管128和同步整流FET 108的體二極管131，從而將這些二極管設(shè)為導(dǎo)通。因此，電流流過次級繞組線Ns以便給次級電解電容器107充電。二極管129的陰極端子連接到同步整流FET 108的漏極端子，并且二極管130的陰極端子連接到同步整流FET 108的源極端子。包括電阻115和晶體管124的恒流源電路連接到二極管129，并且包括電阻116和晶體管125的恒流源電路連接到二極管130。這兩個恒流源電路分別供應(yīng)由包括電阻112、113和114以及晶體管121的恒壓電路確定的電流與由二極管129和130的陰極電壓確定的電流。電流分別由電阻109和111再次轉(zhuǎn)換為電壓。當(dāng)電流被產(chǎn)生為在同步整流FET 108處從源極流到漏極以便將漏極電壓設(shè)為比源極電壓低時，二極管129的陽極電壓變得比二極管130的陽極電壓低。其基極端子彼此連接的晶體管124和晶體管125被連接到晶體管128的發(fā)射極端子。晶體管128與電阻112 114 一起構(gòu)成恒壓電路。因此，晶體管124和晶體管125的發(fā)射極電壓大致相等。因此，在電阻115的兩端處的電壓高于在電阻116的兩端處的電壓。結(jié)果，流過電阻115的電流變得高于流過電阻116的電流。因此，晶體管124的集電極電流變得大于晶體管125的集電極電流。集電極電流被電阻109和111分別轉(zhuǎn)換為電壓從而降低晶體管126的基極電壓。因此，晶體管126的電壓的降低大于晶體管127的電壓的降低，并且在晶體管126的集電極和發(fā)射極之間產(chǎn)生導(dǎo)通狀態(tài)而同時在晶體管127的集電極和發(fā)射極之間產(chǎn)生非導(dǎo)通狀態(tài)。因此，晶體管124和125被設(shè)定為基極接地以便使得能夠高速響應(yīng)電流的變化。晶體管124和125共用基極端子，并且使用具有高配對(pairing)特性的晶體管，由此使得能夠高度精確檢測電位差。當(dāng)流過同步整流FET 108的電流為O (A)時，同步整流FET 108必須被截止。因此，電路被配置為使得當(dāng)同步整流FET 108的漏極和源極之間的電壓為若干mV或更低時，晶體管126和晶體管127的導(dǎo)通和截止是相反的。在同步整流FET 108外部附接的肖特基二極管131 (其也可以是體二極管)的導(dǎo)通時段期間，電位差(數(shù)百mV或更高)比閾值大很多。因此，當(dāng)二極管131變得導(dǎo)通時，晶體管126的基極電位降低，并且晶體管126的基極電流變得足以使晶體管126導(dǎo)通以便驅(qū)動同步整流FET 108。晶體管126的集電極端子的輸出經(jīng)由電阻121連接到同步整流FET 108的柵極端子。當(dāng)以這種方式連接時，二極管131的電壓降低由流過變壓器105的次級側(cè)的充電電流引起，使得同步整流FET 108的導(dǎo)通被延遲達(dá)由一個晶體管電路126引起的延遲時間(60ns到200ns)。這通過例如通用比較器實(shí)現(xiàn)了比電路延遲(400到700ns)高的速度。當(dāng)同步整流FET 108被截止時，存儲在變壓器105中的能量已經(jīng)對次級電解電容器107充電并且能量從變壓器的放出已經(jīng)結(jié)束。然后，晶體管105的初級繞組線Np的端子Np2的電壓上升，因此同步整流FET 108的體二極管可以不被截止。因此，端子Np2的電壓和端子Ns2的電壓開始自由地振動(時段III)。在時段III期間，初級FET 106截止。取決于變壓器的初級側(cè)的控制集成電路(IC) 133的功能，初級FET 106可以被配置為在初級繞組線Np的繞組線電壓降低的狀態(tài)中被導(dǎo)通。在本示例性實(shí)施例中描述的偽(pseudo)諧振類型的切換電源中，緊挨著在初級FET 106的截止之后最大的電流流過變壓器的次級側(cè)的二極管131。因此，當(dāng)從電流開始流過二極管131到同步整流FET108導(dǎo)通的時間較長時，出現(xiàn)大的能量損失。根據(jù)本示例性實(shí)施例，同步整流FET 108迅速地導(dǎo)通。這使得能夠即使在變壓器的次級側(cè)的電流最大時也減少二極管131的能量損失。因此，在同步整流系統(tǒng)中效率可以被提高到最大值。在同步整流FET 108已經(jīng)導(dǎo)通之后，已經(jīng)流過二極管131的電流流到同步整流FET108。因此，在同步整流FET 108的兩端處的電壓是導(dǎo)通電阻和電流的乘積，并且變得小于二極管131的正向電壓Vf。圖3示出該狀況。在同步整流FET 108的兩端處的降低的電壓使得流過電阻115的電流減少，并且因此流過電阻109的電流被減少，從而增大晶體管126的基極電壓。然而，由于晶體管126的基極電壓比晶體管127的基極電壓低，因此晶體管126被維持導(dǎo)通狀態(tài)。晶體管126的降低的基極電壓使得晶體管126的集電極電流減少。然而，柵極電壓被維持。流過變壓器的次級側(cè)的電流Is在存儲在變壓器105中的能量被放出時被減少，并且在存儲在變壓器中的能量被放出之后被設(shè)為O (A)。以下關(guān)系被建立VoXt=IsXLs(Is=nl/nOXIlp)，其中t為流過變壓器的次級側(cè)的電流被設(shè)為O (A)時的時間，Ilp為緊挨著在初級FET 106截止之前流動的電流，Ls為次級阻抗，并且Vo為次級側(cè)的電壓。流過次級繞組線Ns和同步整流FET 108的電流隨著時間t的推移而被設(shè)為0(A)。在本示例性實(shí)施例中，較小的導(dǎo)通電阻被用于同步整流FET 108，并且電流接近O (A)。因此，必須檢測非常小的電壓。在下文中，將描述在本示例性實(shí)施例中的非常小的電壓的檢測。〈實(shí)施例的特征〉
將描述作為本示例性實(shí)施例的特征的基于電壓-電流轉(zhuǎn)換和電流-電壓轉(zhuǎn)換的方法。根據(jù)本示例性實(shí)施例的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路被布置在來自變壓器105的次級繞組線Ns的脈沖電壓被輸入到同步整流FET 108中的一側(cè)。電流-電壓轉(zhuǎn)換電路被布置在從其將DC電壓輸出到同步整流FET 108的一側(cè)。將描述其中同步整流FET 108的導(dǎo)通電阻為ΙΟπιΩ且電流為1.0 (A)的示例。當(dāng)電阻113的兩端處的電壓為1. OV并且二極管129和130的正向電壓Vf為O. 6V時，晶體管126與晶體管125和124的基極和發(fā)射極之間的電壓Vbe互相抵消，因此，晶體管126的基極電位被產(chǎn)生作為晶體管124和125的基極電位。因此，電阻114和115的兩端處的電壓分別被設(shè)為O. 41V和O. 40V。當(dāng)電阻114和115為IOkQ時，41 μ A的電流流過電阻114，并且40 μ A的電流流過電阻115。當(dāng)電阻109和110為例如80kQ時，電阻109的兩端處的電壓為3. 28V，電阻110的兩端處的電壓為3. 2V，并且比較器的輸入端子之間的電位差為80mV。此外，當(dāng)電流Is降低到例如O. 125A時，比較器的輸入端子之間的電壓為10mV，其等于在它沒有經(jīng)過電壓-電流轉(zhuǎn)換電路或電流-電壓轉(zhuǎn)換電路時的電壓。這意味著在本示例性實(shí)施例中增益為八倍大。其中同步整流FET 108截止的電流的范圍為圖3的圖306中的tb。如圖3的圖306所指示的，比較器可以操作的最大電流Isoffl和最小電流IsofT2之間的電流的范圍窄。即使在比較器通過大電流而較早地導(dǎo)通時，其中電流流過同步整流FET 108的體二極管的時段短，并且電流小。因此，效率沒有極大地降低。即使在比較器通過小電流而(緩慢地)導(dǎo)通時，無功電流小，并且效率降低有限。因此，基極接地電路被布置在包括晶體管126和127的比較器電路的輸入端子側(cè)(晶體管126的基極端子和晶體管127的基極端子)，以便使得能夠高速響應(yīng)。此外，通過位于晶體管124的發(fā)射極端子中的電阻和位于集電極端子中的電阻，包括電壓-電流轉(zhuǎn)換電路和電流-電壓轉(zhuǎn)換電路的放大器電路被布置在比較器電路之前的級處。因此，在同步整流FET 108中產(chǎn)生的非 常小的電位差可以被放大并且輸入到比較器電路中。在根據(jù)本示例性實(shí)施例的電路中，在晶體管126的基極電壓變得比晶體管127的基極電壓高時，晶體管127被導(dǎo)通而同時晶體管126被截止。因此，同步整流FET 108由于晶體管127的集電極端子而被截止。換句話說，電阻123和晶體管132的基極端子連接到晶體管127的集電極端子，并且晶體管132的集電極連接到同步整流FET 108的柵極端子。圖4示出電路中的同步整流FET 108的操作波形的示例。具體地，圖4示出同步整流FET的漏極端子的電壓(Vdrain) 401、同步整流FET的漏極電流(Id) 402和柵極端子電壓(Vgate) 403。因此，執(zhí)行同步整流FET 108的導(dǎo)通-截止。本示例性實(shí)施例中使用的晶體管124和118以及晶體管126和120的基極和發(fā)射極之間的電壓Vbe與二極管120和121的正向電壓Vf的變化極大地影響電流檢測精度。因此，對于晶體管對124和118以及晶體管對126和120，使用高配對特性的晶體管。類似地，對于二極管129和130，使用高配對特性的二極管。如上所述，根據(jù)本示例性實(shí)施例，同步整流FET 108通過差分放大器的輸入晶體管126被直接導(dǎo)通，并且通過使用來自差分放大器的相對側(cè)的輸入晶體管127的輸出而被截止。當(dāng)在反激式(fly-back)電源的次級側(cè)執(zhí)行同步整流時，在導(dǎo)通期間的電流大，并且可以獲得晶體管126的大的基極電流。因此，同步整流FET 108可以快速導(dǎo)通。以與在輸出設(shè)為集電極的情況下發(fā)射極接地類似的形式來驅(qū)動晶體管126。該形式可以將集電極電壓增大幾乎直到電源電壓，并且特別地適合于輸出低電壓的電源。此外，同步整流FET 108在它已經(jīng)截止之后不需要很多柵極電流。因此，即使在晶體管126的集電極電流減少時也沒問題出現(xiàn)。它也是有效的，因?yàn)闁艠O驅(qū)動電路在截止期間不供應(yīng)任何無用的電流。換句話說，根據(jù)本示例性實(shí)施例，即使在使用小導(dǎo)通電阻的切換元件時，電流O (A)也可以被精確地檢測，并且切換元件的導(dǎo)通定時可以被設(shè)為高速。即使在電源的低輸出電壓(例如，在待機(jī)期間)的狀態(tài)中，也可以無誤地操作電源，并且即使在高輸出電壓(正常時間)的狀態(tài)中，也可以減少由切換所引起的損失。因此，根據(jù)本示例性實(shí)施例，在基于同步整流方法的切換電源中，可以通過使用低導(dǎo)通電阻的切換元件(同步整流FET)在沒有降低效率的情況下正確地操作電源。在本示例性實(shí)施例中，被插入以便使電路操作穩(wěn)定的電阻119和120在它們根據(jù)操作條件而不必要時可以被去除。此外，由于同步整流FET 108的反饋電容的影響，次級繞組線Ns的電壓緊挨著在導(dǎo)通之前改變，因此負(fù)電壓可以在柵極處出現(xiàn)。當(dāng)該負(fù)電壓是一個問題時，陽極和陰極二極管被分別添加到同步整流FET 108的源極和柵極以便抑制在柵極處出現(xiàn)的負(fù)電壓。在本示例性實(shí)施例中，電流-電壓轉(zhuǎn)換電路被布置在同步整流FET 108的漏極和源極側(cè)中的每一側(cè)。然而，實(shí)際上，電流-電壓轉(zhuǎn)換電路可以被布置在漏極和源極側(cè)之一，并且恒壓源可以被布置在另一側(cè)。接下來，參考圖5，將描述根據(jù)第二示例性實(shí)施例的同步整流電路。圖5是示出布置在變壓器105的次級側(cè)的電路的電路圖。根據(jù)本示例性實(shí)施例的電路使用導(dǎo)通電阻值比第一示例性實(shí)施例的同步整流FET 108的導(dǎo)通電阻值低的FET。當(dāng)具有更低導(dǎo)通電阻值的FET被用作同步整流FET 108時，晶體管126的驅(qū)動能力可能不夠。在這種情況下，另一個晶體管可以被添加以便提高驅(qū)動能力。將省略第二示例性實(shí)施例的與第一示例性實(shí)施例類似的部分的描述。 圖5中示出的電路包括PNP晶體管501以及電阻502和503。當(dāng)電流在其中與同步整流FET 108并聯(lián)連接的二極管131被導(dǎo)通的方向上流動以便將同步整流FET 108的漏極電壓設(shè)為比源極電壓低了二極管的正向電壓Vf時，用于電流-電壓轉(zhuǎn)換的電阻109的電位差變得更大，并且晶體管501被導(dǎo)通以便將電流供應(yīng)給同步整流FET 108的柵極。結(jié)果，同步整流FET 108的柵極和源極之間的電壓迅速地上升以便使同步整流FET 108導(dǎo)通。流過二極管131的電流從同步整流FET 108的源極流到漏極。由于同步整流FET 108的導(dǎo)通電阻值非常小，即，約IOmΩ，因此漏極和源極之間的電壓被設(shè)定為導(dǎo)通電阻值X電流值的值，即，IOOmV或更低。結(jié)果，流過電阻115和電阻109的電流被減少從而降低電阻109的兩端處的電壓，并且晶體管501的基極電流也被減少。然而，電阻109的兩端處的電壓高于電阻111的兩端處的電壓直到電流幾乎降低到0A。因此，同步整流FET 108被維持在導(dǎo)通狀態(tài)，而晶體管127和晶體管132被維持在截止?fàn)顟B(tài)。當(dāng)電流接近OA并且電阻111的電壓變得高于電阻109的電壓時，晶體管127和晶體管132被導(dǎo)通，而同步整流FET 108被截止。在該情況下，晶體管502的集電極電流小，并且即使在晶體管132已經(jīng)導(dǎo)通之后也沒有大的電流流動。圖6示出其操作波形。圖6示出電路中的同步整流FET 108的操作波形的示例。具體地，圖6示出同步整流FET的漏極端子的電壓(Vdrain) 601、同步整流FET的漏極電流(Id) 602和柵極端子電壓(Vgate) 603。因此，執(zhí)行同步整流FET 108的導(dǎo)通-截止。在本示例性實(shí)施例中，如在第一示例性實(shí)施例的情況中一樣，電流-電壓轉(zhuǎn)換電路被布置在同步整流FET 108的漏極側(cè)(來自次級繞組線Ns的脈沖電壓被輸入的一側(cè))，并且電壓-電流轉(zhuǎn)換電路被布置在源極側(cè)(從其輸出DC電壓的一側(cè))。然而，電流-電壓轉(zhuǎn)換電路可以被布置在漏極和源極側(cè)之一，并且恒壓源可以被布置在另一側(cè)。根據(jù)本示例性實(shí)施例，如在第一示例性實(shí)施例的情況中一樣，即使在使用小導(dǎo)通電阻的切換元件時，電流O (A)也可以被精確地檢測，并且切換元件的導(dǎo)通定時可以被設(shè)為高速。即使在電源的低輸出電壓(例如，在待機(jī)期間)的狀態(tài)中，也可以無誤地操作電源，并且即使在高輸出電壓(正常時間)的狀態(tài)中，也可以減少由切換所引起的損失。換句話說，在同步整流方法的切換電源中，可以通過使用低導(dǎo)通電阻的切換元件(同步整流FET)在沒有降低效率的情況下正確地操作電源。接下來，參考圖7，將描述根據(jù)第三示例性實(shí)施例的同步整流電路。本示例性實(shí)施例與第一和第二示例性實(shí)施例的不同之處在于同步整流FET 108的柵極驅(qū)動電路的配置。在本示例性實(shí)施例中，將描述與第一和第二示例性實(shí)施例不同的同步整流FET 108的柵極驅(qū)動電路。將省略與第一和第二示例性實(shí)施例類似的部分的描述。在圖7中，柵極驅(qū)動電路包括N溝道MOSFET 701和705、P溝道MOSFET 704、二極管702以及電阻703和706。差分放大器電路的輸出被輸入到N溝道MOSFET 701。在該情況下，利用以下表達(dá)式I到3，其中Vcc為電源電壓，Vpth為P溝道MOSFET 704的柵極閾值電壓，Vnth為N溝道MOSFET 705的柵極閾值電壓，并且Vf為二極管131的正向電壓Vpth+Vf<Vcc... (I)Vnth+Vf<Vcc. . . (2)Vpth+Vf+Vnth>V cc ... (3)通過選擇滿足這三個表達(dá)式的二極管702，可以在防止N溝道MOSFET和P溝道MOSFET之間的導(dǎo)通的同時執(zhí)行從截止時間處的OV到導(dǎo)通時間處的Vc的軌到軌(rail-to-rail)操作。電路包括用于必需的正向電壓Vf的一個二極管。然而，對于更簡單的配置，電路可以通過串聯(lián)連接二極管或者通過齊納二極管來配置。圖8示出電路中的同步整流FET 108的操作波形的示例。具體地，圖8示出同步整流FET的漏極端子的電壓(Vdrain) 801、同步整流FET的漏極電流(Id) 802和柵極端子電壓(Vgate) 803。因此，執(zhí)行同步整流FET 108的導(dǎo)通-截止操作。根據(jù)本示例性實(shí)施例，如在第一示例性實(shí)施例的情況中一樣，即使在使用小導(dǎo)通電阻的切換元件時，電流O (A)也可以被精確地檢測，并且切換元件的導(dǎo)通定時可以被設(shè)為高速。即使在電源的低輸出電壓(例如，在待機(jī)期間)的狀態(tài)中，也可以無誤地操作電源，并且即使在高輸出電壓(正常時間)的狀態(tài)中，也可以減少由切換所引起的損失。換句話說，在同步整流方法的切換電源中，可以通過使用低導(dǎo)通電阻的切換元件(同步整流FET)在沒有降低效率的情況下正確地操作電源。接下來，參考圖9，將描述根據(jù)第四示例性實(shí)施例的電路。將描述與第三示例性實(shí)施例的配置有關(guān)的部分。將省略與第一不例性實(shí)施例類似的部分的描述。
第四示例性實(shí)施例的特征為具有兩個轉(zhuǎn)換器的配置。作為配置示例，電路包括作為轉(zhuǎn)換輸入的AC電壓以便輸出第一 DC電壓(24V)的第一轉(zhuǎn)換器的ACDC轉(zhuǎn)換器以及作為輸出第二 DC電壓(3. 3V)的第二轉(zhuǎn)換器的IXDC轉(zhuǎn)換器。然后，通過使用第二轉(zhuǎn)換器的3. 3V的輸出電壓，在24V的A⑶C轉(zhuǎn)換器的次級側(cè)執(zhí)行同步整流。圖9中示出的示例性的電路包括A⑶C轉(zhuǎn)換器200和D⑶C轉(zhuǎn)換器300。與第一示例性實(shí)施例類似的同步整流電路通過使用DCDC轉(zhuǎn)換器300的輸出電壓作為電源來被操作。同步整流FET 108與二極管131并聯(lián)地連接到變壓器的次級側(cè)。對于二極管131，可以使用同步整流FET 108的體二極管或者肖特基二極管。RCC方法被用于A⑶C轉(zhuǎn)換器200，并且將描述其中輸出24V (DC)的示例。在本示例性實(shí)施例中，D⑶C轉(zhuǎn)換器300通過降壓型變換器接收24V (DC),并且輸出3. 3V。從商業(yè)的AC電源101輸入的電壓經(jīng)過濾波器電路102從而通過二極管橋103被整流，并且通過初級電解電容器104被平滑。當(dāng)輸入電力時，初級電解電容器104的電壓逐漸增大，并且晶體管250通過來自電阻251的電流被導(dǎo)通。電流從起動電阻205流入，從而開始通過電阻器211對電容器212充電。當(dāng)FET 207的柵極電壓通過來自起動電阻205的電流而上升并且超過FET 207的柵極閾值時，F(xiàn)ET 207被導(dǎo)通。結(jié)果，電流從初級電解電容器104流動通過變壓器204的初級繞組線Np以及FET 207。由于變壓器204的輔助繞組線Nb和初級繞組線Np的繞線方向相同，因此來自輔助繞組線Nb的輸出電壓使FET 207的柵極電壓增大。同時，從電阻217開始電容器218的充電。變壓器204的次級繞組線Ns被連接以使得二極管131的陰極端子側(cè)可以高于次級電解電容器107的+端子側(cè)。因此，在FET 207導(dǎo)通的同時沒有電流流過二極管131。當(dāng)電容器218的電壓上升以便增大晶體管210的基極和發(fā)射極電壓、由此使晶體管210導(dǎo)通時，F(xiàn)ET 207的柵極和源極之間的電壓被降低從而使FET 207截止。然后，電流通過電容器218 —電阻216 — 二極管215的路徑流動到輔助繞組線Nb，以便使電容器218的電壓復(fù)位。二極管219是執(zhí)行箝位以便防止晶體管210的基極和發(fā)射極之間的反向偏置電流的增大的保護(hù)性二極管。同時，與變壓器204的次級繞組線Ns和二極管131的陰極連接的端子的電壓下降到等于或者低于從次級電解電容器107的-端子看到的二極管131的正向電壓Vf。然后，電流流過二極管131，并且充電電流流過次級電解電容器107以便開始增大次級繞組線Ns的電壓。在變壓器204中沒有能量并且可以通過由輔助繞組線Nb的振蕩(ringing)引起的電壓使FET 207不導(dǎo)通的同時，F(xiàn)ET通過來自起動電阻205的電流而被導(dǎo)通，以便重復(fù)一系列操作。當(dāng)次級電解電容器107的電壓隨著來自變壓器204的次級側(cè)的電壓而上升時，由于輔助繞組線Nb的振蕩，F(xiàn)ET 207可以執(zhí)行連續(xù)振動。當(dāng)次級電解電容器107的電壓上升時，分路調(diào)節(jié)器(shunt regulator) 223操作以便供應(yīng)電流通過電阻222和光電稱合器(photocoupler) 214_b,并且光電晶體管(phototransistor) 214-a被導(dǎo)通以便迅速地使FET 207截止。因此，電路操作以便維持次級電解電容器107的兩端處的恒定的電壓。ECDC轉(zhuǎn)換器300 (包括輸出端子172和173)在A⑶C轉(zhuǎn)換器的輸出電壓被接收時操作。在本示例性實(shí)施例中，將描述其中使用比較器的紋波電壓(ripple voltage)控制轉(zhuǎn)換器被使用的示例。比較器332將由電阻335和339分壓的部分電壓值與作為基準(zhǔn)電壓的齊納二極管338的輸出電壓進(jìn)行比較。當(dāng)齊納二極管338的電壓高于電阻339的電壓時，比較器332將輸出設(shè)為Lo。結(jié)果，F(xiàn)ET 327被導(dǎo)通，并且A⑶C轉(zhuǎn)換器200的輸出電壓被施加到齊納二極管338。結(jié)果，當(dāng)電容器330的電壓上升并且電阻339的電壓上升到高于齊納二極管338的電壓時，比較器332停止其輸出。如上所述的基本操作非常簡單。當(dāng)用于設(shè)定來自外部的輕負(fù)載(休眠狀態(tài))的節(jié)能指令信號174被設(shè)為低時，晶體管175被導(dǎo)通，并且包括比較器333和光電耦合器206-b的節(jié)能電路被導(dǎo)通。比較器333通過使用比比較器332高的電壓作為基準(zhǔn)值(由電阻器336和337產(chǎn)生)來被配置為使得輸出電壓低于由比較器332控制的電壓。當(dāng)電流流過光電I禹合器206-b時,光電晶體管206-a被導(dǎo)通以便停止晶體管250。由于電阻251具有比起動電阻205高十倍的值，因此用于對電容器212充電以便使FET 207導(dǎo)通的電流更小，并且直到充電為止的時間更長。因此，通過將RCC電路的起動電阻205切換到電阻251，輸出電壓可以被降低，并且由起動電阻205消耗的功率可以被降低。盡管在本示例性實(shí)施例中未示出，但是通過切換分路調(diào)節(jié)器223的分壓電阻224和225以便降低ACDC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓，可以無誤地使操作穩(wěn)定。通過將A⑶C轉(zhuǎn)換器的輸出電壓設(shè)為24V、將D⑶C轉(zhuǎn)換器的輸出電壓設(shè)為3. 3V、并且將A⑶C轉(zhuǎn)換器設(shè)為3. 2V (輸出小于ECDC轉(zhuǎn)換器的輸出)，可以防止D⑶C轉(zhuǎn)換器的切換損失(切換導(dǎo)通時間被固定)。圖9中示出的包括組件109到130的電路是同步整流電路。對于同步整流電路，可以應(yīng)用根據(jù)第二示例性實(shí)施例或者第三示例性實(shí)施例的電路。根據(jù)本示例性實(shí)施例，如在第一示例性實(shí)施例的情況中一樣，即使在使用小導(dǎo)通電阻的切換元件時，電流O (A)也可以被精確地檢測，并且切換元件的導(dǎo)通定時可以被設(shè)為高速。即使在電源的低輸出電壓(例如，在待機(jī)期間)的狀態(tài)中，也可以無誤地操作電源，并且即使在高輸出電壓(正常時間)的狀態(tài)中，也可以減少由切換所引起的損失。換句話說，在同步整流方法的切換電源中，可以通過使用低導(dǎo)通電阻的切換元件(同步整流FET)在沒有降低效率的情況下正確地操作電源。<切換電源的應(yīng)用示例>作為示例性實(shí)施例的切換電源的示例，存在給作為裝置驅(qū)動單元的馬達(dá)以及作為控制單元的控制器(包括中央處理單元(CPU)和存儲器)供應(yīng)電力的低壓電源。這種低壓電源可以被用作例如在記錄材料中形成圖像的圖像形成設(shè)備的低壓電源。在下文中，將描述本公開被應(yīng)用作為圖像形成設(shè)備的低壓電源的情況。圖13A示意性地示出作為圖像形成設(shè)備的示例的激光束打印機(jī)的配置。激光束打印機(jī)10包括作為圖像承載部件的感光鼓12以及對在感光鼓上形成的潛像顯影的顯影單元13，該感光鼓12被包括在用于形成潛像的圖像形成單元11中。在感光鼓12上顯影的調(diào)色劑圖像被轉(zhuǎn)印到作為從盒子14供應(yīng)的記錄介質(zhì)的片材(未示出)，并且轉(zhuǎn)印到片材的調(diào)色劑圖像通過定影裝置15被定影以便被排放到托盤16。圖13B示出從電源到作為圖像形成設(shè)備的控制單元的控制器和作為驅(qū)動單元的馬達(dá)的電源線。電流諧振電源可以被用作用于給包括用于控制圖像形成操作的CPU 17a的控制器17供應(yīng)電力以及給作為用于形成圖像的驅(qū)動單元的馬達(dá)18a和馬達(dá)18b供應(yīng)電力的低壓電源。3. 3V的電力被供應(yīng)給控制器17，并且24V的電力被供應(yīng)給馬達(dá)。例如，馬達(dá)18a是用于驅(qū)動用于傳送片材的傳送輥的馬達(dá)，并且馬達(dá)18b是用于驅(qū)動定影裝置15的馬達(dá)。當(dāng)使用同步整流電路的電源被用作圖像形成設(shè)備的這種低壓電源時，像在示例性實(shí)施例的情況中一樣，在同步整流方法的切換電源中，也可以通過使用低導(dǎo)通電阻的切換元件(同步整流FET)在沒有降低效率的情況下正確地操作電源。根據(jù)示例性實(shí)施例的電源可以被用作用于除圖像形成設(shè)備之外的其它電子設(shè)備的電源。雖然已經(jīng)參考示例性實(shí)施例描述了本公開，但是應(yīng)當(dāng)理解，本公開不限于所公開的示例性實(shí)施例。以下權(quán)利要求的范圍將被給予最寬的解釋從而包括所有的修改、等同結(jié)構(gòu)與功能。
權(quán)利要求
1.一種輸出DC電壓的電源裝置,包括 整流單元，被配置為對輸入脈沖電壓進(jìn)行整流； 電壓-電流轉(zhuǎn)換單元，被布置在脈沖電壓被輸入到整流單元中的一側(cè)； 電流-電壓轉(zhuǎn)換單元，被配置為將來自電壓-電流轉(zhuǎn)換單元的電流轉(zhuǎn)換成電壓；以及比較單元，被配置為將來自電流-電壓轉(zhuǎn)換單元的電壓與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，其中比較單元包括兩個切換部分， 其中整流單元的操作基于來自比較單元的輸出而被控制。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電源裝置，其中比較單元包括被配置為驅(qū)動整流單元的驅(qū)動單元。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的電源裝置，在DC電壓被輸出到電流-電壓轉(zhuǎn)換單元的一側(cè)還包括被配置為驅(qū)動整流單元的驅(qū)動單元， 其中驅(qū)動單元根據(jù)來自比較單元的輸出來驅(qū)動整流單元。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電源裝置，其中整流單元通過來自電流-電壓轉(zhuǎn)換單元的電壓被導(dǎo)通，并且整流單元基于來自比較單元的輸出被截止。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電源裝置，還包括 變壓器； 第一轉(zhuǎn)換器，被配置為根據(jù)AC電壓產(chǎn)生第一 DC電壓；以及 第二轉(zhuǎn)換器，被配置為將第一 DC電壓轉(zhuǎn)換成比第一 DC電壓低的第二 DC電壓， 其中整流單元被布置在第一轉(zhuǎn)換器的變壓器的次級側(cè)，并且電壓-電流轉(zhuǎn)換單元和電流-電壓轉(zhuǎn)換單元通過第二轉(zhuǎn)換器的輸出電壓被操作。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的電源裝置，其中控制被執(zhí)行以便在電源裝置的輕負(fù)載狀態(tài)中輸出比第二 DC電壓低的DC電壓作為來自第一轉(zhuǎn)換器的DC電壓,并且第二轉(zhuǎn)換器中的切換部分的導(dǎo)通時間被固定。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電源裝置，其中切換部分是晶體管。
8.一種圖像形成設(shè)備，包括 圖像形成單元，被配置為在記錄材料上形成圖像； 控制單元，被配置為控制圖像形成單元的操作；以及 電源，被配置為將DC電壓供應(yīng)給控制單元， 其中電源包括 整流單元，被配置為對輸入脈沖電壓進(jìn)行整流； 電壓-電流轉(zhuǎn)換單元，被布置在脈沖電壓被輸入到整流單元中的一側(cè)； 電流-電壓轉(zhuǎn)換單元，被配置為將來自電壓-電流轉(zhuǎn)換單元的電流轉(zhuǎn)換成電壓；以及比較單元，被配置為將來自電流-電壓轉(zhuǎn)換單元的電壓與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，其中比較單元包括第一切換部分和第二切換部分；以及 其中整流單元的操作基于來自比較單元的輸出而被控制。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的圖像形成設(shè)備，其中比較單元包括被配置為驅(qū)動整流單元的驅(qū)動單元。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的圖像形成設(shè)備，在DC電壓被輸出到電流-電壓轉(zhuǎn)換單元的一側(cè)還包括被配置為驅(qū)動整流單元的驅(qū)動單元，其中驅(qū)動單元根據(jù)來自比較單元的輸出來驅(qū)動整流單元。
11.根據(jù)權(quán)利要求8所述的圖像形成設(shè)備，其中整流單元通過來自電流-電壓轉(zhuǎn)換單元的電壓被導(dǎo)通，并且整流單元基于來自比較單元的輸出被截止。
12.根據(jù)權(quán)利要求8所述的圖像形成設(shè)備，還包括 變壓器； 第一轉(zhuǎn)換器，被配置為根據(jù)AC電壓產(chǎn)生第一 DC電壓；以及 第二轉(zhuǎn)換器，被配置為將第一 DC電壓轉(zhuǎn)換成比第一 DC電壓低的第二 DC電壓， 其中整流單元被布置在第一轉(zhuǎn)換器的變壓器的次級側(cè)，并且電壓-電流轉(zhuǎn)換單元和電流-電壓轉(zhuǎn)換單元通過第二轉(zhuǎn)換器的輸出電壓被操作。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的圖像形成設(shè)備，其中控制被執(zhí)行以便在電源裝置的輕負(fù)載狀態(tài)中輸出比第二 DC電壓低的DC電壓作為來自第一轉(zhuǎn)換器的DC電壓,并且第二轉(zhuǎn)換器中的切換部分的導(dǎo)通時間被固定。
14.根據(jù)權(quán)利要求8所述的圖像形成設(shè)備，其中切換部分是晶體管。
全文摘要
本發(fā)明涉及電源裝置和圖像形成設(shè)備。輸出DC電壓的電源裝置包括整流單元，被配置為對輸入脈沖電壓進(jìn)行整流；電壓-電流轉(zhuǎn)換單元，被布置在脈沖電壓被輸入到整流單元中的一側(cè)；電流-電壓轉(zhuǎn)換單元，被配置為將來自電壓-電流轉(zhuǎn)換單元的電流轉(zhuǎn)換成電壓；以及比較單元，被配置為將來自電流-電壓轉(zhuǎn)換單元的電壓與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。整流單元的操作基于來自比較單元的輸出而被控制。
文檔編號H02M3/335GK103066847SQ20121039908
公開日2013年4月24日 申請日期2012年10月19日 優(yōu)先權(quán)日2011年10月20日
發(fā)明者林崎實(shí), 真野宏 申請人:佳能株式會社