專利名稱：一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種反激式電源，特別是一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源。
背景技術(shù)：
傳統(tǒng)的液晶顯示產(chǎn)品不帶功率因數(shù)校正電路的開關(guān)電源，如圖I所示，在橋式整流電路02輸出端(二極管D3、D4負端)直接與大電容C1相連接，這種電路功率因數(shù)PF值大約只有45°/Γ55%之間，由于功率因數(shù)值低，且流入到大電容C1正端的尖峰脈沖電流較大，產(chǎn)生大量奇次諧波分量，造成對電網(wǎng)的干擾及損害，因而無法使用在輸入功率大于75W以上的電氣產(chǎn)品。為此，世界各國對功率大于75W的通用電器產(chǎn)品輸入的諧波電流做了相關(guān)限定,故一般輸入大于75W的電氣產(chǎn)品，其電源電路內(nèi)部往往需要加一個功率因數(shù)校正功能的電路(簡稱=PFC電路)來提升電源輸入端的功率因數(shù)及降低電源產(chǎn)品輸入的電流諧波量?，F(xiàn)有，液晶顯不廣品開關(guān)電源中所使用的功率因數(shù)校正電路03,如圖2所不，但是該功率因數(shù)校正電路03結(jié)構(gòu)復(fù)雜，采用的電子零件繁多，設(shè)計成本高，使所設(shè)計的產(chǎn)品在價格方面競爭力下降。而對于大于75W的電源適配器產(chǎn)品，其內(nèi)部空間往往有限，若采用現(xiàn)有現(xiàn)功率因數(shù)校正電路03，由于現(xiàn)有功率因數(shù)校正電路03電子零件數(shù)較多，會造成零件擺放難度加大，從而可能造成電源適配器產(chǎn)品開發(fā)周期變長，且產(chǎn)品可靠性方面往往會降低。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是為了提供結(jié)構(gòu)簡單，設(shè)計制造成本低的一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源。為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源，用在液晶顯示產(chǎn)品上，其包括交流電源、濾波電路、橋式整流電路、大電容C1、反激式變壓器、輸出整流電路、輸出濾波電路、MOS管Q1、控制芯片、反饋電路和供電電路；所述交流電源與濾波電路輸入端連接，濾波電路輸出端與橋式整流電路輸入端連接，MOS管Q1、供電電路分別與控制芯片連接；所述反激式變壓器的次級側(cè)繞組Ns —端接變壓器次級側(cè)地，另一端與輸出整流電路的輸入端連接，輸出整流電路的輸出端與輸出濾波電路的輸入端連接，反饋電路分別與輸出濾波電路和控制芯片連接，所述橋式整流電路和大電容C1之間設(shè)有功率因數(shù)校正電路，所述功率因數(shù)校正電路包括一個電感L1和三個二極管D5、D6和D7 ;橋式整流電路輸出端與大電容C1正端之間串接電感L1和二極管D5,且二極管D5負端與大電容C1正端連接，二極管D5正端與電感L1 一端連接，在電感L1另一端與大電容C1正端之間串接二極管D7,所述二極管D7正端與電感L1另一端連接，二極管D7負端與大電容C1正端連接；所述反激式變壓器初級側(cè)繞組Np分為串聯(lián)的繞組Npi和NP2，在二級管D5正端與繞組Npi和Np2的抽頭端之間連接一個二極管D6, 二極管D6負端與繞組Npi和Np2的抽頭端連接，二級管D6正端與二極管D5正端連接，所述繞組Npi非抽頭端與電容C1正端連接，大電容C1負端接變壓器初級側(cè)地，所述繞組Np2的非抽頭端與MOS管Q1連接。所述橋式整流電路包括DpD2、D3和D4四個二極管，二極管D3正端、二極管D1負端與濾波電路的一輸出端連接，二極管隊正端、二極管D2負端與濾波電路的另一輸出端連接，二極管Dp D2正端接變壓器初級側(cè)地。所述電感L1另一端與橋式整流電路中二極管D3、D4負端連接。所述繞組Np2的非抽頭端與MOS管Q1漏極連接，MOS管Q1柵極與控制芯片的脈寬調(diào)制輸出引腳連接，MOS管Q1的源極與電流偵測電阻R1 —端、控制芯片的電流偵測引腳連接，電流偵測電阻R1另一端接變壓器初級側(cè)地。所述反饋電路一端與輸出濾波電路連接，另一端與控制芯片的輸出反饋引腳連接?！?br>
所述供電電路與控制芯片的供電引腳連接。所述濾波電路為EMI濾波電路。所述控制芯片為PWM控制芯片。采用以上技術(shù)方案，本發(fā)明在橋式整流電路和大電容C1之間設(shè)有功率因數(shù)校正電路，該電路利用一個電感和三個二級管組成一個結(jié)構(gòu)簡單的電路，該電路可以將功率因數(shù)提高到759Γ90%，而且電子零件少，電路結(jié)構(gòu)簡單，降低了設(shè)計和生產(chǎn)成本。
下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步詳細的說明圖I是傳統(tǒng)的不帶有功率因數(shù)校正功能的反激式電源的電路原理圖；圖2是現(xiàn)有的液晶顯示產(chǎn)品中開關(guān)電源所使用的功率因數(shù)校正電路原理圖；圖3是本發(fā)明一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源的電路原理圖；圖4是傳統(tǒng)的不帶有功率因數(shù)校正功能的反激式電源的交流輸入的電壓和電流波形圖；圖5是本發(fā)明具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源的交流輸入的電壓和電流波形圖。
具體實施例方式根據(jù)圖3所示，一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源，用在液晶顯示產(chǎn)品上，其包括交流電源7、濾波電路I、橋式整流電路2、大電容C1、反激式變壓器10、輸出整流電路4、輸出濾波電路5、M0S管Q1、控制芯片8、反饋電路6和供電電路9 ;所述交流電源7與濾波電路I輸入端連接，濾波電路I輸出端與橋式整流電路2輸入端連接，MOS管Q1、供電電路9分別與控制芯片8連接；所述反激式變壓器10的次級側(cè)繞組Ns —端(Ns繞組的非打點端)接變壓器次級側(cè)地，另一端(Ns繞組的打點端)與輸出整流電路4的輸入端連接，輸出整流電路4的輸出端與輸出濾波電路5的輸入端連接，反饋電路6分別與輸出濾波電路5和控制芯片8連接，所述橋式整流電路2和大電容C1之間設(shè)有功率因數(shù)校正電路3，所述功率因數(shù)校正電路3包括一個電感L1和三個二極管D5、D6和D7 ;橋式整流電路2輸出端與大電容C1正端之間串接電感L1和二極管D5,且二極管D5負端與大電容C1正端連接，二極管D5正端與電感L1 一端(302端)連接，電感L1另一端(301端)與橋式整流電路2輸出端連接，電感L1另一端(301端)與大電容C1正端之間串接二極管D7，所述二極管D7正端與電感L1另一端(301端)連接，二極管D7負端與大電容C1正端連接，D7 二極管的作用是讓該開關(guān)電源通電時或做快速開關(guān)電源時，由于該開關(guān)電源輸入電壓與大電容Cl存在較大的壓差,使得開關(guān)電源輸入端產(chǎn)生一沖擊電流通過D7 二極管向大電容Cl充電，以阻止電感LI在該開關(guān)電源通電時或做快速開關(guān)電源時產(chǎn)生飽和導(dǎo)通問題；所述反激式變壓器10初級側(cè)繞組Np分為串聯(lián)的繞組Npi和Np2，在二級管D5正端與繞組Npi和Np2的抽頭端之間連接一個二極管D6,二極管D6負端和與繞組Npi和Np2的抽頭端連接，二級管D6正端與二極管D5正端連接，所述繞組Npi非抽頭端(繞組Npi的非打點端)與電容Cl正端連接，大電容C1負端接變壓器初級側(cè)地，所述繞組Np2的非抽頭端(繞組Np2的打點端)與MOS管Ql連接。所述橋式整流電路2包括Di、D2、D3和D4四個二極管，二極管D3正端、二極管D1負端與EMI濾波電路I的一輸出端(L端)連接，二極管D4正端、二極管D2負端與濾波電路I的另一輸出端(N端)連接，二極管Dp D2正端接變壓器初級側(cè)地。所述電感L1另一端(301端)與橋式整流電路2中二極管D3、D4負端連接。
所述反激式變壓器10的繞組Np2的非抽頭端(繞組Np2的打點端)與MOS管Ql漏極連接，MOS管Ql柵極與控制芯片8的脈寬調(diào)制輸出引腳連接，MOS管Ql的源極與電流偵測電阻R1 —端、控制芯片8的電流偵測引腳連接，電阻R1另一端接變壓器初級側(cè)地。所述反饋電路6 —端與輸出濾波電路5連接，另一端與控制芯片8的輸出反饋引腳連接。所述供電電路9與控制芯片8的供電引腳連接。所述濾波電路I為EMI濾波電路。所述控制芯片8為PWM控制芯片。以下為本發(fā)明的動作原理I、當(dāng)MOS管Q1導(dǎo)通(turn on)時，大電容C1正端的電壓V4全部加在反激式變壓器10的Np繞組(包含繞組Npl和Np2)上，此時反激式變壓器10的繞組Np1、Np2和次級側(cè)繞組Ns的非打點端電位極性為“ + ”，打點端電位極性為并在D6 二極管負端產(chǎn)生一電壓
V3=V4^Np2/ (Npl+Np2) =V4*Np2/Np,其中Npl表示繞組Npl圈數(shù)；Np2表示繞組Np2圈數(shù)；Np表示繞組Npl和Np2總?cè)?shù)(I)若二極管D3、D4負端電壓V1MfVf (D6)，則電感L1產(chǎn)生一電流Ili (t) = Ili (t0)苴中Iu (t0)為電感L1在MOS管Q1導(dǎo)通瞬間的初使電流，Ili (t0)彡0A，t彡Ton (M0S管Ql每一周期的導(dǎo)通時間)，LI為電感L1電感量，Vf (D6)為二極管D6正向?qū)妷海藭r電感L1開始儲能，該電感LJOl端電位極性為“ + ”，該電感^302端電位極性為該電流Iu (t)路徑為電感L1 — 二極管D6正端一二極管D6負端一繞組Np2非打點端一繞組Np2打點端—MOS管Q1漏極一MOS管Q1源極該電流Iu (t)流經(jīng)反激式變壓器10的繞組Np2時，反激式變壓器10開始做儲能動作，將電流Iu (t)轉(zhuǎn)化為磁能存儲在反激式變壓器10的氣隙(Gap)當(dāng)中，同時大電容Cdf產(chǎn)生另一電流
Ici (t) = [Hgap*Xgap+HL*XL_Np2*IL1 (t) ] /Np,其中Hgap 為反激式變壓器 10 氣隙中的磁場強度，Xgap為氣隙長度，Hl為反激式變壓器10磁芯中的磁場強度，Xl為反激式變壓器10磁芯長度，該電流Ia (t)路徑為大電容C1正端一繞組Npl非打點端一繞組Npl打點端一繞組Np2非打點端一繞組Np2打點端一MOS管Q1漏極一MOS管Q1源極該電流Ia⑴流經(jīng)反激式變壓器10的繞組Npl、Np2時，同樣的也將電流Ia⑴轉(zhuǎn)化為磁能儲存在反激式變壓器10的氣隙當(dāng)中，故當(dāng)MOS管Q1導(dǎo)通(turn on)后經(jīng)過Ton時間，反激式變壓器10存儲的能量為Wn = l/2*LNp2*IL1 (Ton) 2+1/2*LNp*Ic1 (Ton)2;Lnp2為反激式變壓器10的繞組Np2的電感量，Lnp為反激式變壓器10的繞組Npl+Np2的電感量。
同時電感L1中存儲的能量為ffL1 = 1/2*L1*Il1 (Ton) 2LI為電感L1的電感量②若Vi〈V3+Vf (D6),則電感L1不做任何能量存儲并且無能量輸入到反激式變壓器10當(dāng)中，此時反激式變壓器10完全通過大電容C1正端提供電能進行存儲，并在反激式變壓器10的初級側(cè)繞組Np(Np=Np1+Np2)產(chǎn)生一電流Inp (t)，路徑為大電容C1正端一繞組Npl非打點端一繞組Npl打點端一繞組Np2非打點端一繞組Np2打點端一MOS管Q1漏極一MOS管Q1源極其INp⑴電流大小為Inp (t) =Inp0+ (V4/LNp) *，其中1_為反激式變壓器10繞組Npl和Np2上的初始電流，Inp0 ^ 0A, Lnp為反激式變壓器10初級側(cè)繞組Np的電感量，故當(dāng)MOS管Ql導(dǎo)通(turn on)后經(jīng)過Ton時間，反激式變壓器10存儲的能量為Wn = l/2*LNp*INp(Ton)22103管％截止(turn off )時，反激式變壓器10所有繞組的打點端與非打點端的電位極性反轉(zhuǎn)，即反激式變壓器10的繞組Np1、Np2和次級側(cè)繞組Ns的非打點端電性由“ + ”變?yōu)榇螯c端電性由變?yōu)椤?+ ”，由于反激式變壓器10的次級繞組Ns的打點端與輸出整流電路4的輸入端連接，故反激式變壓器10氣隙中存儲的能量從次級側(cè)繞組Ns釋放出來，經(jīng)輸出整流電路4整流后再經(jīng)過輸出濾波電路5進行濾波后得到一輸出電壓為Vout的直流電，同時電感L1兩端電極性反轉(zhuǎn)，即=L1電感301端電位極性由“ + ”變?yōu)椤癬”，該1^電感302端電位極性由變?yōu)椤?+ ”，此時二極管D6負端電壓V3=V4+Vout*Npl/Ns大于大電容C1正端V4電壓，故電感L1將存儲的能量經(jīng)二極管D5提供給大電容C1正端進行充電。D6 二極管負端在MOS管Q1導(dǎo)通(turn on)時產(chǎn)生一電壓V3=V4*Np2/ (Np1+Np2) =V4*Np2/Np,可通過調(diào)整Npl與Np2圈數(shù)比例來控制V3電壓大小，當(dāng)n=Npl/Np2比值越大時，V3=V4*Np2/ (Np1+Np2) =V4*/ (n+1)電壓越小，而當(dāng)橋式整流電路2輸出端電壓V1只要大于V3,則電感L1就會在MOS管Q1導(dǎo)通Ton時間內(nèi)從交流電源7中取得電能并轉(zhuǎn)化為磁能存儲在電感L1中，同時電感L1中的電流通過反激式變壓器10的繞組Np2將電能轉(zhuǎn)化為磁能存儲在反激式變壓器10的鐵芯氣隙當(dāng)中，而V3越小，則橋式整流電路2輸出端電壓V1也只需較小的電壓就能使電感L1在MOS管Q1導(dǎo)通期間進行儲能，這就使得交流電源7輸入的每半個工頻周期內(nèi)的電流導(dǎo)通時間變長，也即交流電源7輸入的電流導(dǎo)通角增大，使得該電源產(chǎn)品的功率因數(shù)得到較大的提高與改善，使所設(shè)計出來電源產(chǎn)品的諧波分量大大減小，從而避免了較大功率的電源產(chǎn)品產(chǎn)生較大的電流諧波分量造成電網(wǎng)系統(tǒng)受到污染問題。圖4為圖I傳統(tǒng)的不帶有功率因數(shù)校正功能的反激式電源電路的交流輸入的電壓和電流波形，其在交流工頻的半周期內(nèi)電流導(dǎo)通時間At很小，且其電流脈沖尖峰電流很大。圖5為本發(fā)明圖3對應(yīng)的交流輸入的電壓和電流波形，其在交流工頻的半周期內(nèi)電流導(dǎo)通時間At較大，且其電流脈沖尖峰電流較小。該具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源可以將功率因數(shù)提高至75°/Γ90%，且在正常工作時由于反激式變壓器10電能由電感L1和大電容仏共同提供的，故對于較大功率(如90w)的反激式開關(guān)電源，其大電容C1仍可使用容值較小的電容?！?br>
權(quán)利要求
1.一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源，用在液晶顯示產(chǎn)品上，其包括交流電源、濾波電路、橋式整流電路、大電容C1、反激式變壓器、輸出整流電路、輸出濾波電路、MOS管Q1、控制芯片、反饋電路和供電電路；所述交流電源與濾波電路輸入端連接，濾波電路輸出端與橋式整流電路輸入端連接，MOS管Q1、供電電路分別與控制芯片連接；所述反激式變壓器的次級側(cè)繞組Ns —端接變壓器次級側(cè)地，另一端與輸出整流電路的輸入端連接，輸出整流電路的輸出端與輸出濾波電路的輸入端連接，反饋電路分別與輸出濾波電路和控制芯片連接，其特征在于所述橋式整流電路和大電容C1之間設(shè)有功率因數(shù)校正電路，所述功率因數(shù)校正電路包括一個電感L1和三個二極管D5、D6和D7 ;橋式整流電路輸出端與大電容C1正端之間串接電感L1和二極管D5,且二極管D5負端與大電容C1正端連接，二極管D5正端與電感L1 一端連接，在電感L1另一端與大電容C1正端之間串接二極管D7,所述二極管D7正端與電感L1另一端連接，二極管D7負端與大電容C1正端連接；所述反激式變壓器初級側(cè)繞組Np分為串聯(lián)的繞組Npi和NP2，在二級管D5正端與繞組Npi和Np2的抽頭端之間連接一個二極管D6, 二極管D6負端與繞組Npi和NP2的抽頭端連接，二級管D6正端與二極管D5正端連接，所述繞組Npi非抽頭端與電容C1正端連接，大電容C1負端接變壓器初級側(cè)地，所述繞組Np2的非抽頭端與MOS管Q1連接。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源，其特征在于所述橋式整流電路包括DpD2、D3和D4四個二極管，二極管D3正端、二極管D1負端與濾波電路的一輸出端連接，二極管D4正端、二極管D2負端與濾波電路的另一輸出端連接,二極管DpD2正端接變壓器初級側(cè)地。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源，其特征在于所述電感LI另一端與橋式整流電路中二極管D3、D4負端連接。
4.根據(jù)權(quán)利要求I所述的一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源，其特征在于所述繞組Np2的非抽頭端與MOS管Q1漏極連接，MOS管Q1柵極與控制芯片的脈寬調(diào)制輸出引腳連接，105管％的源極與電流偵測電阻&一端、控制芯片的電流偵測引腳連接，電流偵測電阻R1另一端接變壓器初級側(cè)地。
5.根據(jù)權(quán)利要求I所述的一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源，其特征在于所述反饋電路一端與輸出濾波電路連接，另一端與控制芯片的輸出反饋引腳連接。
6.根據(jù)權(quán)利要求I所述的一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源，其特征在于所述供電電路與控制芯片的供電引腳連接。
7.根據(jù)權(quán)利要求I所述的一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源，其特征在于所述濾波電路為EMI濾波電路。
8.根據(jù)權(quán)利要求I所述的一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源，其特征在于所述控制芯片為PWM控制芯片。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種具有功率因數(shù)校正功能的反激式電源，其用在液晶顯示產(chǎn)品上，其包括交流電源、濾波電路、橋式整流電路、大電容C1、反激式變壓器T1、輸出整流電路、輸出濾波電路、MOS管Q1、控制芯片、反饋電路和供電電路，在橋式整流電路和大電容C1正端之間設(shè)有功率因數(shù)校正電路，該電路可以將功率因數(shù)提高至75%~90%，而且涉及的電子零件較少，結(jié)構(gòu)簡單，設(shè)計制造成本低。
文檔編號H02M3/335GK102931847SQ20121037753
公開日2013年2月13日 申請日期2012年9月29日 優(yōu)先權(quán)日2012年9月29日
發(fā)明者余祚尚, 肖榮軍 申請人:福建捷聯(lián)電子有限公司