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電動機控制裝置的制作方法

文檔序號:7489955閱讀:193來源:國知局
專利名稱:電動機控制裝置的制作方法
技術領域
本發(fā)明,涉及用于控制電動機的動作的電動機控制裝置。另外,本發(fā)明涉及具備這樣的電動機控制裝置的電動機驅動系統(tǒng)。

背景技術
以往,開發(fā)出有在不使用轉子位置傳感器的前提下推定電動機轉子位置,根據該推定的轉子位置控制電動機的電動機控制裝置(無位置傳感器控制裝置)。在由這種的電動機控制裝置執(zhí)行的無傳感器控制中,存在適用于高速旋轉時的高速用無傳感器控制、和適用于低速旋轉時和旋轉停止時的低速用無傳感器控制。
在高速用無傳感器控制中,一般來說,采用根據轉子旋轉產生的感應電壓的方法,在這樣的方法中,難以在低速旋轉時高精度地推定轉子的位置和速度。因此,在低速旋轉時和旋轉停止時,一般來說,采用的是使用轉子的磁凸極性或磁飽和的低速用無傳感器控制。
電動機控制裝置多構成為切換使用多個控制方式,該多個控制方式包括與高速用無傳感器控制相關的控制方式和與低速用無傳感器控制相關的控制方式,由此,可以在很寬的速度范圍實現(xiàn)更穩(wěn)定地控制。該切換,例如按照轉子的旋轉速度進行。
另外,在日本國特開平10-94298號公報中,公開了如下的方法在頻率上加權平均由低頻域用的相位確定方法生成的相位和高頻域用相位確定方法所生成的相位,將通過該加權平均得到的相位推定作為d-q坐標系的相位。
在使用多個控制方法的以往的電動機控制裝置中,在同一坐標系間切換控制方式,在切換前后要推定的旋轉軸(d-q軸)不變化。
這里,參照圖37,對一般的無傳感器控制(例如,高速用無傳感器控制)的動作進行說明。
圖37是以往的電動機控制裝置103的方框圖。在圖37所示的構成中,以電動機的矢量控制中的、d軸所對應的控制上的推定軸作為γ軸,q軸所對應的控制上的推定軸作為δ軸。圖39表示了d軸、q軸、γ軸和δ軸之間的關系。圖39中的Eex,是一般被稱為擴展感應電壓的電壓矢量。
電流檢測器11,檢測從PWM逆變器2提供給凸極性電動機1的電動機電流的U相電流iu和V相電流iv。坐標變換器12,將U相電流iu和V相電流iv變換為γ軸電流iγ和δ軸電流iδ。位置/速度推定器120(以下,僅稱為“推定器120”),對推定轉子位置θe和推定電動機速度ωe進行推定并輸出。
減法器19,從電動機速度指令值ω*中減去從推定器120供給的推定電動機速度ωe,并輸出該減法運算結果。速度控制部17根據減法器19的減法運算結果(ω*-ωe),生成δ軸電流iδ要跟隨的δ軸電流指令值iδ*。磁通控制部116,根據δ軸電流指令值iδ*等,輸出γ軸電流iγ要跟隨的γ軸電流指令值iγ*。電流控制部15,以使通過減法器13和14提供的電流誤差(iγ*-iγ)和電流誤差(iδ*-iδ)二者收斂為零的方式,輸出γ軸電壓指令值vγ*和δ軸電壓指令值vδ*。
坐標變換器18根據推定器120提供的推定轉子位置θe,進行γ軸電壓指令值vγ*和δ軸電壓指令值vδ*的逆變換,生成由U相電壓指令值vu*、V相電壓指令值vv*和W相電壓指令值vw*構成的三相的電壓指令值,并將它們輸出到PWM逆變器2。PWM逆變器2根據該三相的電壓指令值(vu*、vv*、vw*),生成脈沖寬度調制后的信號,將與該三相的電壓指令值對應的電動機電流提供給到電動機1來驅動電動機1。
圖38表示推定器120的內部結構。推定器120,具有軸誤差推定部130、比例積分運算器131、積分器132。軸誤差推定部130,推定d軸和γ軸之間的軸誤差Δθ。軸誤差推定部130,例如使用下式(1)計算出軸誤差Δθ。這里,Ld和Lq分別為電動機1的d軸電感和q軸電感,Ra為電動機1的電阻。另外,s為拉普拉斯運算符。雖然提出過各種用于推定轉子位置的方法,但如下式(1)所示,在推定用的公式中,往往將電動機的q軸電感的值作為運算用參數使用。
(式1) 上述公式(1),也是在日本國專利第3411878號公報中表示的軸誤差Δθ的運算公式。另外,在專利第3411878號公報中,將以d軸作為基準的、d軸與γ軸(dc軸)之差作為dc,而在本說明書中,由于將以γ軸為基準的、d軸與γ軸(dc軸)之差作為Δθ來處理,因此,在專利第3411878號公報中的軸誤差Δθ的運算公式和式(1)中,符號相反。另外,在式(1)中,Eexγ和Eexδ,分別表示擴展感應電壓Eex的γ軸成分和δ軸成分。
比例積分運算器131,為了實現(xiàn)PLL(phase locked loop),與構成電動機控制裝置103的各個部分協(xié)同動作并進行比例積分控制,計算出推定電動機速度ωe,使軸誤差推定部130所計算出的軸誤差Δθ收斂于零。積分器132對比例積分運算器131輸出的推定電動機速度ωe進行積分,來運算推定轉子位置θe。比例積分運算器131所輸出的推定電動機速度ωe和積分器132輸出的推定轉子位置θe,均作為推定器120的輸出值,被提供給需要該值的電動機控制裝置103的各個部分。
通過如此構成電動機控制裝置103,d軸和γ軸之間的軸誤差Δθ收斂為零,可以實現(xiàn)穩(wěn)定的電動機控制。另外,在軸誤差Δθ維持為零時,d軸電流id跟隨γ軸電流指令值iγ*,q軸電流iq跟隨δ軸電流指令值iδ*。
但是,用于進行利用磁阻轉矩的最大轉矩控制的d軸電流id的運算公式已廣為公知,在上述那樣構成的電動機控制裝置103中,進行最大轉矩控制時,磁通控制部116,根據下述式(2)運算γ軸電流指令值iγ*。這里,Φa為由永磁磁體產生的電樞交鏈磁通。
(式2) 要想使用上述式(2)實現(xiàn)最大轉矩控制,作為前提,需要維持軸誤差Δθ為零。另一方面,在使用上述式(1)的軸誤差Δθ的運算中,作為運算用參數(電動機參數),需要q軸電感Lq的值。因此,以往為了進行最大轉矩控制,要測定電動機1的實際q軸電感Lq的值,直接使用該實際的q軸電感Lq的值求得誤差Δθ(進一步說,就是推定轉子位置θe)。
另外,為了進行由利用磁阻轉矩的最大轉矩控制等實現(xiàn)的高效運轉,根據上述公式(2)可知,需要讓與q軸電流iq對應的d軸電流id流入電動機。因此,為了進行這樣的高效的運轉,需要逐次地計算γ軸直流指令值iγ*。
另外,在用于進行最大轉矩控制等的γ軸電流指令iγ*的運算公式中,存在真實值不明確的多個電動機參數,若用于γ軸電流指令iγ*運算的這些電動機參數(運算用參數)與真實的電動機參數之間存在誤差,則不能進行期望的電動機控制。因此,必須進行用于將這樣的誤差極小化的調整,而對多個電動機參數的調整并不容易,該調整需要很多時間。
如上所述,在用以往的電動機控制裝置進行最大轉矩控制時, 第一,需要用于將軸誤差Δθ維持為零的(用于推定轉子位置)參數的調整。
第二,在γ軸電流指令iγ*的運算公式(2)中所使用的參數也需要調整。
第三,需要逐次進行需復雜計算的γ軸電流指令iγ*的計算。
轉子位置推定用的參數調整和γ軸電流指令iγ*計算用的參數調整被分別進行,需要相應的調整時間。而且,轉子位置推定用的參數調整中的誤差、和γ軸電流指令iγ*計算用的參數調整中的誤差互相影響,使調整更加困難。另外,因調整困難因而難以實現(xiàn)參數的最佳化,其結果,難以實現(xiàn)電動機的最佳驅動。
另外,“Position and Speed Sensorlesss Control for IPMSM Based onEstimation of Position Eorr”,Sigeo Morimoto et al,T.IEE japan Vol.122-D,No.7,2002,pp,722-729中,公開了用于轉子位置推定的運算用參數的誤差和位置推定誤差(軸誤差)之間的關系。
在d-q坐標上進行無傳感器控制時,存在上述的問題。而且,根據旋轉速度在同一坐標(d-q坐標)間切換控制方式時,在所有速度范圍均存在上述問題。


發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于,提供一種可有利于運算用參數調整的簡化等、帶控制的切換功能的電動機控制裝置。另外,本發(fā)明的目的在于,提供一種具有這樣的電動機控制裝置的電動機驅動系統(tǒng)。
本發(fā)明的電動機控制裝置,具備推定電動機的轉子位置的推定器、和根據推定的所述轉子位置控制所述電動機的控制部,其中在將與所述電動機轉子的旋轉相應進行旋轉的、互相垂直的兩個旋轉軸,設為x1軸和y1軸,將與所述x1軸不同的旋轉軸設為x2軸,將與所述x2軸垂直的旋轉軸設為y2軸的情況下,所述控制部,可以切換執(zhí)行第一控制和第二控制,所述第一控制,為將流入所述電動機的電動機電流分解為與所述x1軸平行的x1軸成分和與所述y1軸平行的y1軸成分,并進行所述電動機的控制;所述第二控制,為將所述電動機電流分解為與所述x2軸平行的x2軸成分和與所述y2軸平行的y2軸成分,并進行所述電動機的控制。
在以得到運算用參數調整的簡化或運算量的降低效果為目的時,在同一坐標系間進行切換未必適當。因此,如上所述,可以改變用于控制的軸。
具體來說,例如,所述推定器,形成為可執(zhí)行第一推定處理和第二推定處理,所述第一推定處理用于使所述控制部執(zhí)行所述第一控制;所述第二推定處理用于使所述控制部執(zhí)行所述第二控制,根據表示所述轉子的旋轉速度的速度信息,將實際執(zhí)行的推定處理在所述第一推定處理和第二推定處理間切換。
而且,具體來說例如,在將與構成所述轉子的永磁體所生成的磁通平行的軸作為d軸,將從d軸起超前電角90度的軸設為q軸,將朝向與實現(xiàn)最大轉矩控制時的電流矢量的朝向相一致的旋轉軸、或相位比該旋轉軸超前的旋轉軸設為qm軸,將與該qm軸垂直的旋轉軸設為dm軸的情況下,所述x1軸和所述y1軸,分別為所述d軸或所述q軸,或為基于所提供的速度指令值的軸,所述x2軸和所述y2軸,分別為所述dm軸和所述qm軸。
通過可以實現(xiàn)基于dm軸和qm軸的控制,可以獲得簡化用于得到最大轉矩控制等的運算用參數的調整、或降低運算量的效果。
另外,例如,所述推定器,將實際執(zhí)行的推定處理在所述第一推定處理和第二推定處理間切換時,根據所速度信息,或根據從切換開始起的經過時間,實施引入雙方的推定處理的推定結果所得到的推定處理,并且將實際執(zhí)行的推定處理從一方的推定處理轉移到另一方的推定處理。
由此,可以實現(xiàn)平滑的推定處理的切換。
另外,例如,所述推定器,具備第一推定處理部,其導出用于推定以規(guī)定的固定軸作為基準的所述x1軸的相位的值;和第二推定處理部,其使用規(guī)定的第一電感作為與所述電動機的q軸電感對應的運算用參數,來導出用于推定以所述固定軸作為基準的所述x2軸的相位的值,根據所述第一推定處理部的導出值而推定的所述x1軸的相位,在所述第一推定處理的執(zhí)行時表示應該推定的所述轉子位置,并且根據所述第二推定處理部的導出值而推定的所述x2軸的相位,表示在所述第二推定處理的執(zhí)行時應該推定的所述轉子位置,所述第二推定處理部,通過使用與所述第一電感不同的規(guī)定的第二電感作為所述運算用參數,可以導出用于推定所述x1軸的相位的值,所述推定器,將實際執(zhí)行的推定處理從所述第一推定處理向所述第二推定處理切換時,從將暫時在所述第二推定處理部中使用的所述運算用參數作為所述第二電感向所述第一電感變更,并最終收斂于所述第一電感,根據該變更過程中的所述第二推定處理部的導出值,推定切換時的所述轉子位置。
取而代之,例如,所述推定器,具備第一推定處理部,其導出用于推定以規(guī)定的固定軸作為基準的所述x1軸的相位的值;和第二推定處理部,其導出用于推定以所述固定軸作為基準的所述x2軸的相位的值,根據所述第一推定處理部的導出值而推定的所述x1軸的相位,在所述第一推定處理的執(zhí)行時表示應該推定的所述轉子位置,并且根據所述第二推定處理部的導出值而推定的所述x2軸的相位,表示在所述第二推定處理的執(zhí)行時應該推定的所述轉子位置,所述第一推定處理部,將所述推定器實際執(zhí)行的推定處理從所述第一推定處理向所述第二推定處理切換時,可以導出用于暫時推定所述x2軸的相位的值,所述推定器,在將實際執(zhí)行的推定處理從所述第一推定處理切換到所述第二推定處理時,在該切換之前,暫時將所述第一推定處理部的導出值,向用于推定所述x2軸的相位的、所述第二推定處理部的導出值收斂,該收斂后,執(zhí)行所述第一推定處理向所述第二推定處理的實際切換。
由此,可以實現(xiàn)平滑的推定處理的切換。
另外,例如,在將與構成所述轉子的永磁體所形成的磁通平行的軸設為d軸,將與d軸對應的控制上的推定軸設為γ軸時,所述控制部,在將實際執(zhí)行的控制在所述第一控制和所述第二控制間切換時,將所述電動機電流的γ軸成分應該跟隨的γ軸電流指令值,在第一控制用的電流指令值和第二控制用的電流指令值間切換。
在使第一控制和第二控制中推定軸不同時,隨著控制的切換,需要變更γ軸電流指令值。在這樣的情況下,如上述那樣構成即可。
然后例如,所述控制部,在將實際執(zhí)行的控制在所述第一控制和所述第二控制間切換時,可暫時根據所述第一和所述第二控制用的電流指令值這雙方來導出所述γ軸電流指令值。
由此,在控制的切換時,可以對γ軸電流指令值平滑地進行切換。
另外,本發(fā)明的電動機驅動系統(tǒng),其特征在于,具備電動機;驅動所述電動機的逆變器;以及,通過控制所述逆變器來控制所述電動機的、上述任一項所述的電動機控制裝置。
根據本發(fā)明,可以實現(xiàn)一種有利于運算用參數調整的簡化、帶有控制的切換功能的電動機控制裝置。



圖1是表示本發(fā)明的第一實施方式的電動機驅動系統(tǒng)的概略構成的方框圖。
圖2是本發(fā)明的第一實施方式的電動機的分解模型圖。
圖3是圖1的電動機驅動系統(tǒng)的構成方框圖。
圖4是圖3的位置/速度推定器的內部方框圖。
圖5是表示設γ軸電流為零的條件下的、與最大轉矩控制一致的q軸電流和作為運算用參數的q軸電感之間關系的圖。
圖6是用于比較理想的最大轉矩與圖1的電動機驅動系統(tǒng)中的控制的圖。
圖7是表示設γ軸電流為零的條件下的、作為運算用參數的q軸電感和電動機電流之間的關系的圖。
圖8是用于說明圖1的電動機的動作的矢量圖。
圖9是表示圖3的位置/速度推定器的變形例的圖。
圖10是表示本發(fā)明的第二實施方式的電動機驅動系統(tǒng)的概略構成的方框圖。
圖11是本發(fā)明的第二實施方式的電動機分析模型圖。
圖12是本發(fā)明的第二實施方式的電動機分析模型圖。
圖13是表示流入到圖10的電動機的電動機電流的電流軌跡的一例的圖。
圖14是表示圖10的電動機驅動系統(tǒng)的構成的方框圖。
圖15是可以作為圖14的位置/速度推定器應用的位置/速度推定器的內部方框圖(第一構成例)。
圖16是用于說明圖15的切換處理部的動作的圖。
圖17是用于說明圖15的切換處理部的動作的圖。
圖18是可以作為圖14的磁通控制部應用的磁通控制部的內部方框圖。
圖19是本發(fā)明的第三實施方式的、圖15的位置/速度推定器的變形內部方框圖。
圖20是用于說明圖19的位置/速度推定器的動作的圖。
圖21是本發(fā)明的第三實施方式的、圖15的位置/速度推定器的變形內部方框圖。
圖22是可以作為圖14的磁通控制部應用的磁通控制部的內部方框圖。
圖23是可以作為圖14的位置/速度推定器應用的位置/速度推定器的變形的內部方框圖(第二構成例)。
圖24是可以作為圖14的位置/速度推定器應用的位置/速度推定器的內部方框圖(第三構成例)。
圖25是表示本發(fā)明的第七實施方式的電動機驅動系統(tǒng)的概略構成的方框圖。
圖26是圖25的位置/速度推定器和磁通控制部的內部方框圖。
圖27是表示圖25的電動機控制裝置的、低速用控制執(zhí)行時的電流矢量的圖。
圖28是表示圖25的電動機控制裝置的、低速用控制執(zhí)行時的電流矢量的圖。
圖29是用于說明圖15的第一誤差推定部所推定的軸誤差(Δθ)的計算方法的圖,是例示圖14的重疊電壓生成部所生成的重疊電壓的電壓矢量軌跡的圖。
圖30是表示通過圖29所示的重疊電壓的重疊流入電動機的重疊電流的電流矢量的軌跡的圖。
圖31是表示通過圖29所示的重疊電壓的重疊流入到電動機的重疊電流的γ軸成分和δ軸成分之乘積以及該乘積的直流成分的圖。
圖32是表示通過圖29所示的重疊電壓的重疊流入到電動機的重疊電流的γ軸成分和δ軸成分之乘積以及該乘積的直流成分的圖。
圖33是圖15的第一軸誤差推定部的內部方框圖。
圖34是表示本發(fā)明的第二實施方式的、各電感的qm軸電流依賴性的曲線圖。
圖35是用于比較理想的最大轉矩與本發(fā)明的第二實施方式的電動機驅動系統(tǒng)中的控制(高速用控制)的圖。
圖36是表示圖15的第二軸誤差推定部等的內部構成例的圖。
圖37是表示以往電動機控制裝置的構成方框圖。
圖38是圖37的位置速度/推定器的內部方框圖。
圖39是用于說明圖37的電動機的動作的矢量圖。

具體實施例方式 以下,參照附圖對本發(fā)明的實施方式進行具體說明。在參照的各個附圖中,相同的部分賦予相同的符號。
用于實現(xiàn)本發(fā)明的主要目的之一的、與控制方式的切換有關的實施方式,在第二實施方式以后進行說明。首先,為了易于理解第二實施方式以后的說明,作為第二實施方式的前提技術對第一實施方式進行說明。
《第一實施方式》 圖1是表示本發(fā)明的第一實施方式的電動機驅動系統(tǒng)的方框構成圖。1是對轉子設置永磁體(未圖示),對定子設置電樞繞組(未圖示)的三相永磁同步電動機1(以下僅記為“電動機1”)。電動機1,是代表嵌入磁體型同步電動機的凸極電動機(具有凸極性的電動機)。
2是PWM(Pulse Width Modulation)逆變器,根據電動機1的轉子位置對電動機1供給由U相、V相和W相構成的三相交流電壓。設供給該電動機1的電壓為電動機電壓(電樞電壓)Va,由逆變器2提供給電動機1的電流為電動機電流(電樞電流)Ia。
3是電動機控制裝置(無位置傳感器控制裝置),使用電動機電流Ia推定電動機1的轉子位置等,將用于以期望的旋轉速度使電動機1旋轉的信號提供給PWM逆變器2。該期望的旋轉速度,從圖中未示出的CPU(中央處理裝置;Central Processing Unit)等作為電動機速度指令值ω*提供給電動機控制裝置3。
圖2是電動機1的分析模型圖。在以下的說明中,所謂電樞繞組指設置在電動機1中的繞組。在圖2中表示了U相、V相、W相的電樞繞組固定軸。1a是構成電動機1的轉子的永磁體。在以與永磁體1a所形成的磁通相同速度旋轉的旋轉坐標系中,永磁體1a所形成的磁通的方向取d軸,將d軸所對應的控制上的推定軸設為γ軸。另外,雖然圖中未示,從d軸超前電角90度的相位取q軸,對從γ軸超前電角90度的相位取作為推定軸的δ軸。實軸所對應的旋轉坐標系,為選擇d軸和q軸為坐標軸的坐標系,稱該坐標軸為d-q軸??刂粕系男D坐標系(推定旋轉坐標系),為選擇γ軸和δ軸為坐標系的坐標系,稱該坐標軸為γ-δ軸。
d-q軸進行旋轉,稱該旋轉速度為實際電動機速度ω。γ-δ軸也進行旋轉,稱該旋轉速度為推定電動機速度ωe。另外,在某一時刻的旋轉的d-q軸中,以U相的電樞繞組固定軸為基準由θ(實際轉子位置θ)表示d軸的相位。同樣,在某一時刻的旋轉的γ-δ軸中,以U相的電樞繞組固定軸為基準由θe(推定轉子位置θe)表示γ軸的相位。這樣,d軸和γ軸之間的軸誤差Δθ(d-q軸與γ-δ軸之間的軸誤差Δθ),用Δθ=θ-θe表示。
在以下的敘述中,電動機電壓Va的γ軸成分、δ軸成分、d軸成分和q軸成分,分別用γ軸電壓Vγ、δ軸電壓Vδ、d軸電壓Vd和q軸電壓Vq表示,電動機電流Ia的γ軸成分、δ軸成分、d軸成分和q軸成分,分別用γ軸電流iγ、δ軸電流iδ、d軸電流id和q軸電流iq表示。
另外,在以下的敘述中,Ra為電動機電阻(電動機1的電樞繞組的電阻值),Ld、Lq分別為d軸電感(電動機1的電樞繞組的電感的d軸成分)、q軸電感(電動機1的電樞繞組的電感的q軸成分),Φa是由永磁體1a決定的電樞交鏈磁通。另外,Ld、Lq、Ra、Φa,是電動機驅動系統(tǒng)的制造時確定的值,該值在電動機控制裝置的運算中使用。另外,在以后所示的各個公式中,s表示拉普拉斯運算符。
圖3是詳細表示圖1的電動機控制裝置3的內部構成的、電動機驅動系統(tǒng)的構成方框圖。電動機控制裝置3,具有電流檢測器11、坐標變換器12、減法器13、減法器14、電流控制部15、磁通控制部16、速度控制部17、坐標變換器18、減法器19和位置/速度推定器120(以下,簡稱為“推定器20”)。構成電動機控制裝置3的各個部位,可以根據需要自由地使用所有電動機控制裝置3內生成的值。
電流檢測器11,例如由霍爾元件等構成,用于檢測從PWM逆變器2提供給電動機1的電動機電流Ia的固定軸成分、即U相電流iu和V相電流iv。坐標變換器12,獲取來自電流檢測器11的U相電流iu和V相電流iv的檢測結果,使用從推定器20提供的推定轉子位置θe將它們變換為γ軸電流iγ和δ軸電流iδ。該變換使用下式(3)。
(式3) 推定器20,對推定轉子位置θe和推定電動機速度ωe進行推定并輸出。關于推定轉子位置θe和推定電動機速度ωe的推定方法,在以后進行說明。
減法器19,從電動機速度指令值ω*中減去由推定器20提供的推定電動機速度ωe,輸出該減法運算的結果(速度誤差)。速度控制部17,根據減法器19的減法運算結果(ω*-ωe),生成δ軸電流指令值iδ*。該δ軸電流指令值iδ*,表示作為電動機電流Ia的δ軸成分的δ軸電流iδ應該跟隨的電流的值。磁通控制部16輸出γ軸電流指令值iγ*。該γ軸電流指令iγ*表示電動機電流Ia的γ軸成分的γ軸電流iγ應該跟隨的電流的值。與位置/速度推定器20之間的關系在后面進行說明,但該γ軸電流指令值iγ*在本實施方式中維持為“零”。
減法器13,從磁通控制部16所輸出的γ軸電流指令值iγ*中,減去坐標變換器12所輸出的γ軸電流iγ,計算出電流誤差(iγ*-iγ)。減法器14,從速度控制部17所輸出的δ軸電流指令值iδ*中,減去坐標變換器12所輸出的δ軸電流iδ,計算出電流誤差(iδ*-iδ)。
電流控制部15,接收由減法器13和減法器14計算出的各個電流誤差、來自坐標變換器12的γ軸電流iγ和δ軸電流iδ、以及來自推定器20的推定電動機速度ωe,輸出γ軸電壓指令值vγ*和δ軸電壓指令值vδ*,以使γ軸電流iγ跟隨γ軸電流指令值iγ*,且δ軸電流iδ跟隨δ軸電流指令值iδ*。
坐標變換器18根據由推定器20所提供的推定轉子位置θe,進行γ軸電壓指令值vγ*和δ軸電壓指令值vδ*的逆變換,生成表示電動機電壓Va的U相成分、V相成分和W相成分的、由U相電壓指令值vu*、V相電壓指令值vv*和W相電壓指令值vw*構成的三相電壓指令值,將它們輸出到PWM逆變器2。在該逆變換中,使用以下兩個等式構成的式(4)。
(式4) vw*=-(vu*+vv*) PWM逆變器2,根據表示應施加給電動機1的電壓的三相電壓指令值(vu*、vv*、vw*)生成脈沖寬度調制過的信號,將與該三相的電壓指令值相應的電動機電流Ia提供給電動機1來驅動電動機1。
圖4表示推定器20的內部構成的一例。圖4的推定器20,具有軸誤差推定部30、比例積分運算器31、積分器32。
軸誤差推定部30,計算出軸誤差Δθ’。該軸誤差Δθ’根據后面的說明可知,其與軸誤差Δθ不同。圖38的軸誤差推定部130使用上述式(1)計算出軸誤差Δθ,而圖4的軸誤差推定部30使用下式(5)計算出軸誤差Δθ’。
(式5) 式(5)將上述式(1)中的Δθ和Lq,分別置換為Δθ’和L而得到。因此,軸誤差推定部30,將L作為推定轉子位置時的q軸電感所對應的運算用參數來使用,并推定軸誤差Δθ’。對于該運算用參數L的值的設定方法及與該設定方法之間的關系中的軸誤差Δθ’的意義,將在后面進行說明。
比例積分運算器31,為了實現(xiàn)PLL(Phase Locked Loop),與構成電動機控制裝置3的各個部位協(xié)同動作并進行比例積分控制,計算出推定電動機速度ωe以使軸誤差推定部30所計算出的軸誤差Δθ’收斂為零。積分器32,對比例積分運算器31輸出的推定電動機速度ωe進行積分,計算出推定轉子位置θe。比例積分運算器31所輸出的推定電動機速度ωe與積分器32輸出的推定轉子位置θe,均作為推定器20的輸出值提供給需要該值的電動機控制裝置3的各個部位。
假設作為式(5)中的L使用q軸電感的真實值(實際值)時,即L=Lq時,Δθ’=Δθ,通過由比例積分運算器31等進行的PLL控制,軸誤差Δθ’(=Δθ)收斂為零(即,為與圖37的構成同樣的控制)。但是,作為本實施方式的特點,運算用參數L按照滿足下式(6)的方式進行設定。即,將電動機1的實際的q軸電感(即Lq)與實際的d軸電感(即Ld)之間的值,作為與q軸電感對應的運算用參數采用,來進行軸誤差運算。另外,當然Ld<Lq成立。
(式6) Ld≤L<Lq…(6) 另外,優(yōu)選滿足下式(7)的方式,設定運算用參數L。
(式7) Ld≤L<(Ld+Lq)/2…(7) 通過將上述這樣設定的L作為q軸電感所對應的運算用參數來采用所得到的軸誤差Δθ’,與軸誤差Δθ當然不同。因此,即使進行PLL控制使軸誤差Δθ’收斂為零,在d軸和γ軸之間也會產生偏差(不為零的軸誤差)。
本實施方式中,通過有意識地產生該偏差,主動地利用該偏差并將磁通控制部16輸出的γ軸電流指令值iγ*置為零,由此進行近似最大轉矩控制的控制。關于該控制中,以下,進行考察。
首先,如“Position and Speed Sensorless Control for IPMSM Based onEstimation of Position on Error”,Sigeo Morimoto et al,T.IEE japan,Vol.122-D,No.7,2002,pp722-729(以下稱為非專利文獻1)中所公開的那樣,用于轉子位置的推定(即,推定轉子位置θe的計算)的運算用參數的誤差和位置推定誤差(軸誤差)之間的關系,如下式(8)所示。這里,Ra’為電動機電阻的值,作為用于轉子位置的推定的運算公式中所使用的運算用參數。(Ra-Ra’),表示該運算用參數與真實的電動機電阻Ra之間的誤差。Lq’為q軸電感值,作為用于轉子位置的推定的運算式中所使用的運算用參數。(Lq-Lq’)表示該運算用參數與真實的q軸電感之間的誤差。
(式8) ...(8) 現(xiàn)在,設Lq’=L。即在推定轉子位置時,主動地提供與(Lq-L)相當的誤差。使用上述公式(5)推定軸誤差Δθ’,相當于主動地提供與(Lq-L)相當的誤差來推定軸誤差。另外,假設(Ra-Ra’)為零。另外如上所述,考慮將γ軸電流iγ應該跟隨的γ軸電流指令值iγ*設為零的情況。即在式(8)中,設iγ=0。這樣,式(8)按照下述式(9)進行變形。
(式9) 然后,將與最大轉矩控制一致的d軸電流id的式(10)代入式(9),對L求解后得到下式(11)。另外,式(10)是一般公知的公式,只要根據q軸電流iq將滿足式(10)的d軸電流id提供給電動機1,則可得到最大轉矩控制。
(式10) (式11) 根據式(11)的導出方法可知,由式(11)表示的L,表示了在將γ軸電流指令值iγ*設為零時,為了理想地得到最大轉矩控制,作為軸誤差推定部30所要采用的運算用參數的q軸電感值。
由式(11)表示的L,為q軸電流iq的函數。以下,為了說明的具體化,以Φa=0.2411[Vs/rad]、Ld=0.003[H]、Lq=0.008[H]這樣的數值例進行說明。圖5的曲線60表示在這種情況下的iq和L的關系。在將γ軸電流指令值iγ*設為零時,與最大轉矩控制一致的L的值,在1[A]≤iq≤40[A]中,大概在0.003[H]到0.0042[H]的范圍內。即,可知在將γ軸電流指令值iγ*設為零時,與最大轉矩控制一致的L的值,與Lq(現(xiàn)在情況為0.008[H])相比多存在于Ld(現(xiàn)在情況為0.003[H])側。
著眼于這一點,在本實施方式中,采用滿足上述式(6)或(7)的運算用參數L,且通過設γ軸電流指令值iγ*為零,實現(xiàn)接近最大轉矩控制的控制。例如,在上述數值例下,與iq無關,將運算用參數L固定在L=0.0039[H]時,流入電動機1的d軸電流id和q軸電流iq之間的關系,由圖6的虛線62所示。實線61,是表示理想地進行最大轉矩控制時的d軸電流id和q軸電流iq之間的關系的曲線,由圖6可知虛線62和實線61為非常類似的曲線。
之所以無論是否設為iγ*=0都流過與q軸電流iq對應的d軸電流id,是因為由于作為與q軸電感對應的運算用參數,采用滿足上述式(6)或(7)的運算用參數L,因此在d軸和γ軸之間產生偏差。另外,在圖5的曲線60中,由于在iq=30[A]時,L=0.0039[H],因此當然,實線61和虛線62在iq=30[H]處交差。
另外,為了說明的具體化,以將γ軸電流指令值iγ*設為零為例進行了說明,但是γ軸電流指令值iγ*的值并不需要嚴格為零,只要為接近零的值即可(即,iγ*≈0即可)。換言之,討論γ軸電流指令值iγ*的值時的“零”,應該解釋為具有某種程度的范圍的“實質上的零”。這是因為,即使iγ*不是嚴格為零,但只要是實質上可以視為零的程度,則也可以得到接近最大轉矩控制的控制。
運算用參數L的值,為了實現(xiàn)近似上述這種的最大轉矩控制的控制,從滿足上述式(6)或式(7)的范圍內進行選擇。具體地說,通過設γ軸電流指令值iγ*為零或零附近的規(guī)定值,將γ軸電流iγ設為該規(guī)定值且將規(guī)定的負載轉矩提供給電動機1。而且,在該狀態(tài)下,從滿足上述式(6)或式(7)的范圍內,選擇電動機電流Ia的大小為最小的運算用參數L的值。在iγ*≈0的情況下,對電動機電流Ia的大小賦予最小值的L的值如圖7所示存在于Ld和Lq之間,即使采用各種值作為Φa、Ld、Lq的值,這樣的L也滿足上述式(7)。
在iγ*≈0的情況下,選擇對電動機電流Ia的大小賦予最小值的L值時,在該規(guī)定的負載轉矩中,該L成為理想地實現(xiàn)最大轉矩控制的運算用參數。另外,這樣的運算用參數L的值,在設計階段進行調查并設計。
這樣,通過預先適當設定作為用于轉子位置的推定的運算用參數的q軸電感的值,不必逐次運算iγ*,僅通過設為iγ*≈0就可以實現(xiàn)接近最大轉矩控制的控制。因此,首先,可得到削減用于最大轉矩控制的運算量的效果。另外,在圖37和圖38所示的以往例中,需要調整用于進行轉子位置推定用的運算用參數調整和最大轉矩控制的運算用參數,但是在本實施方式中,僅調整轉子位置推定用的運算用參數L,就可以得到接近最大轉矩控制的控制。由此,可以大幅降低調整所需要的時間,提高時間上的效率。
另外,雖然以上敘述了與q軸電流iq的值無關,將運算用參數L設置為固定值(在上述的例子中,L=0.0039[H])的例子,但是,可以根據q軸電流iq的值(根據δ軸電流指令值iδ*的值)改變運算用參數L。例如,只要沿著圖5的曲線60,將運算用的參數L根據q軸電流iq的值(根據δ軸電流指令值iδ*的值)改變,則即使iγ*≈0,也能得到理想的最大轉矩控制(此時,圖6中的實線61和虛線62完全重合)。另外,如何根據q軸電流iq的值(根據δ軸電流指令值iδ*的值)設定運算用參數L,只要在設計階段預先調查即可。
另外,以上敘述了得到最大轉矩控制或近似最大轉矩控制的方法,但是,通過運算用參數L的設定方法,也可以得到使用磁阻轉矩的其他控制。
例如,通過將γ軸電流指令值iγ*設為零或零附近的規(guī)定值,來將γ軸電流iγ作為該規(guī)定值且將規(guī)定的負載條件提供給電動機1。然后,在該狀態(tài)下,在滿足上述式(6)或式(7)的范圍內選擇使電動機1中損失(銅損和鐵損)成為最小的運算用參數L的值。在iγ*≈0的情況下賦予損失最小值的L值,與最大轉矩控制中的情況相同,存在于Ld和Lq之間,即使采用各種值作為Φa、Ld、Lq的值,這樣的L也滿足上述式(7)。
在iγ*≈0的情況下,選擇使損失為最小值的L值時,在該規(guī)定的負載條件下,該L為實現(xiàn)最大效率控制的運算用參數。另外,這樣的運算用參數L的值,在設計階段進行調查并設定。另外,上述所謂“規(guī)定負載條件”是例如以規(guī)定的旋轉速度使電動機1旋轉之類的條件、或對電動機1提供規(guī)定的負載轉矩之類的條件。
另外,電流控制部15使用由下述兩個等式構成的式(12a)和(12b)進行必要的運算。另外,速度控制部17和比例積分運算器31分別使用下述式(13)和(14)進行必要的運算。
(式12a) (式12b) (式13) iδ*=(Ksp+Ksi/s)·(ω*-ωe)…(13) (式14) ωe=(Kp+Ki/s)·Δθ’…(14) 這里,Kcp、Ksp和Kp為比例系數,Kci、Ksi和Ki為積分系數,這些參數為在電動機驅動系統(tǒng)設計時預先設定的值。
[關于推定器] 由上述的推定器20進行的轉子位置的推定方法為一例,可以采用各種推定方法。在進行轉子位置的推定(即、推定轉子位置θe的計算)時,只要是與電動機1的q軸電感對應的運算用參數的推定方法,采用任何推定方法均可。
例如,也可以使用在上述非專利文獻1中記載的方法來推定轉子位置。在上述非專利文獻1中,使用下述式(15)計算出軸誤差Δθ。在適用本實施方式中的符號和標號時,eγ和eδ分別表示由電動機1的旋轉、和永磁體1a所產生的電樞交鏈磁通Φa所發(fā)生的感應電壓的γ軸成分和δ軸成分。另外,s表示拉普拉斯運算符,g表示擾動觀測器的增益。
(式15) ...(15) 在將根據式(15)所示的感應電壓推定軸誤差的方法應用于圖4的軸誤差推定部30時,軸誤差推定部30,使用下式(16)計算出軸誤差Δθ’即可。式(16)為將上述式(15)中的Δθ和Lq分別置換為Δθ’和L后得到的公式。而且,與圖4的構成同樣,只要按照該軸誤差Δθ’收斂于零的方式,比例積分運算器31計算出推定電動機速度ωe并且積分器32計算出推定轉子位置θe,d軸和γ軸之間就會產生偏差。
(式16) ...(16) 另外,除此之外,也可以使用如特開2004-96979號公報記載的方法等,推定轉子位置。
另外,代替圖4的構成,也可以采用根據作為感應電壓的基礎的交鏈磁通來推定軸誤差(轉子位置)的構成。對于該方法,先加以說明。首先,實軸上的擴展感應電壓方程式,一般按照下述式(17)表示。式(17)中的Eex用式(18)表示,稱為擴展感應電壓。另外,在下述的式中的p為微分運算符。
(式17) (式18) Eex=ω((Ld-Lq)id+Φa)-(Ld-Lq)(piq)…(18) 將實軸上的式(17)坐標變換至控制軸上后,得到式(19)。
(式19) ...(19) 另外,忽略表示擴展感應電壓Eex的式(18)的過渡項(右邊第二項)的情況下的磁通,由下式(20)那樣規(guī)定為擴展磁通Φex。
(式20) Φex=(Ld-Lq)id+Φa…(20) 但是,在電動機速度或負載為一定的狀態(tài)下,電動機電流的大小和相位的變換很微小,因此作為q軸電流的微分項的式(18)的右邊第二項,遠小于ωΦex可以視為零。另外,電動機1在被未失調地驅動的情況下,實際電動機速度ω和推定電動機速度ωe視為接近值,因此式(19)的右邊第三項也遠小于ωΦex視為零。因此,忽略式(18)右邊的第二項和式(19)的右邊第三項來考慮時,式(19)成為下述式(21)。
(式21) ...(21) 這里,圖8表示的是表示電動機1中的各部的電壓的關系等的矢量圖。電動機施加電壓Va,用擴展感應電壓Eex=ωΦex、電動機電阻Ra上的電壓降矢量Ra·Ia、電樞繞組的電感上的電壓降矢量V1之和表示。擴展磁通Φex為永磁體所生成的磁通Φa和d軸電流生成的磁通(Ld-Lq)id之和,因此矢量方向與d軸一致。用Lq·Ia表示的矢量,為q軸電感和電動機電流Ia所生成的磁通的矢量,符號70表示Φex與Lq·Ia的合成磁通矢量。
另外,Φδ是擴展磁通Φex的δ軸成分。因此,Φδ=Φex·sinΔθ成立。另外,展開上述式(21)的矩陣的第一行并整理,導出下式(22)。
(式22) 通常,永磁體所生成的磁通比d軸電流生成的磁通大得多,因為Φa>>(Ld-Lq)id,所以Φex恒定,即可以認為Φex≈Φa。然后,若設軸誤差Δθ小,且可通過sinΔθ≈θ近似時,參照式(22)下式(23)成立。
(式23)

根據上述式(23)可知,Φδ近似為與電樞交鏈磁通Φa的δ軸成分(平行于電動機1的永磁體1a(圖2)的δ軸的磁通成分即δ軸磁通)相等。即近似為Φδ≈(一定值)×Δθ。因此,通過控制為該Φδ收斂于零,也會讓軸誤差Δθ收斂于零。即,可以根據Φδ推定轉子位置和電動機速度。
因此,圖3和圖4中的推定器20可以置換為圖9所示的推定器20a。推定器20a包括δ軸磁通推定部33、比例積分運算器31a、積分器32a。雖然若使軸誤差Δθ收斂于零,則只要δ軸磁通推定部33推定δ軸磁通Φδ即可,但是與上述想法同樣,為了在d軸和γ周之間有意的產生偏差,δ軸磁通推定部33根據下式(24)推定δ軸磁通Φδ’。即,作為與q軸電感對應的運算用參數,不使用實際的Lq,使用滿足上述式(6)或式(7)的L,來計算出δ軸磁通Φδ’。
(式24) 比例積分運算器331a與圖4的比例積分運算器31同樣,與構成電動機控制裝置3的各個部位協(xié)同動作并進行比例積分控制,計算出推定電動機速度ωe,以使δ軸磁通推定部33所計算出的δ軸磁通Φδ’收斂為零。積分器32a,對比例積分運算器31a輸出的推定電動機速度ωe進行積分,來計算出推定轉子位置θe。比例積分運算器31a輸出的推定電動機速度ωe和積分器32a輸出的推定轉子位置θe,均作為推定器20a的輸出值,提供給需要該值得電動機控制裝置3的各個部位。
另外,由式(24)可知,因為包括Ld的項與iγ相關,所以該項的值比較小。即,在推定轉子位置時,d軸電感Ld的影響很小(這是因為iγ的值遠小于iδ的值的緣故)??紤]到這點,在用于推定的式(24)中,也可以使用L作為Ld的值。此時,通過與不使用磁阻轉矩的非凸極電動機(表面磁體型同步電動機等)中所使用的控制相同的控制,可以實現(xiàn)凸極電動機的高效率運轉,因此無需區(qū)別磁體嵌入結構的不同而改變控制,通用性高。在使用式(5)和式(16)等的情況下也可看出這樣的高通用性。
另外,雖然在式(23)中使用Φex≈Φa這一近似,但是不使用該近似也可以推定δ軸磁通。此時,只要根據下述式(25),推定δ軸磁通Φδ’即可。此時,作為與q軸電感對應的運算用參數,不使用實際的Lq,使用滿足上述式(6)或(7)的L。
(式25) 《第二實施方式》 接著,作為用于實現(xiàn)本發(fā)明的主要目的之一的、與控制方式的切換相關的實施方式,對第二實施方式進行說明。在上述的第一實施方式、本實施方式和后述的其他實施方式的說明中,只要沒有特別描述,賦予同一符號的部件是同一部件且賦予同一標號(θ或ω)的參量是同一參量。因此,省略對于同一符號或標號的部件或參量的重復的說明。
圖10表示第二實施方式的電動機驅動系統(tǒng)的方框構成圖。第二實施方式的電動機驅動系統(tǒng),具備電動機1、逆變器2、電動機控制裝置3a。
電動機控制裝置3a,使用電動機電流Ia推定電動機1的轉子位置等,將用于以期望的旋轉速度使電動機1旋轉的信號提供給PWM逆變器2。該期望的旋轉速度,從圖中未示出的CPU(中央處理裝置;CentralProcessing Unit)等作為電動機速度指令值ω*提供給電動機控制裝置3a。
圖11和圖12,是應用于本實施方式的電動機1的分析模型圖。圖11中,表示有U相、V相、W相的電樞繞組固定軸。在本實施方式中,d軸、q軸、γ軸和δ軸,實際轉子位置θ、推定轉子位置θe和軸誤差Δθ,以及實際電動機速度ω和推定電動機ωe,也與第一實施方式(參照圖2)同樣定義。
再有,將朝向與實現(xiàn)最大轉矩控制時提供給電動機1的電流矢量的朝向相一致的旋轉軸規(guī)定為qm軸。而且,將從qm軸滯后電角90度的軸規(guī)定為dm軸。將dm軸和qm軸構成的坐標軸,稱為dm-qm軸。
根據表示最大轉距控制實現(xiàn)時的電流軌跡的圖6的實線可知,實現(xiàn)最大轉矩控制的電動機電流,具有正的q軸成分和負的d軸成分。因此,qm軸為相位比q軸超前的軸。圖11和圖12中,逆時針旋轉方向為相位超前方向。
將自qm軸看到的q軸相位(角度)表示為θm,將自δ軸看到的qm軸的相位(角度)表示為Δθm。此時當然,從dm軸看到的d軸相位也為θm,從γ軸看到的dm軸的相位也為Δθm。θm為從q軸(d軸)看到的qm軸(dm軸)的超前角。Δθm表示qm軸與δ軸之間的軸誤差(dm-qm軸與γ-δ軸之間的軸誤差)。作為d軸和γ軸之間的軸誤差的Δθ,用Δθ=Δθm+θm表示。
如上所述,dm軸相位比d軸超前,此時,θm取負值。同樣,γ軸相位比dm軸超前時,Δθm取負值。對于圖12所示的矢量(Em等),在后面進行描述。
另外,電動機電流Ia的dm軸成分和qm軸成分,分別用dm軸電流idm和qm軸電流iqm表示。電動機電壓Va的dm軸成分和qm軸成分,分別用dm軸電壓Vdm和qm軸電壓Vqm表示。
在本實施方式的電動機控制裝置中,在電動機1的旋轉停止時和低速旋轉時、與高速旋轉時,切換控制方式。將旋轉停止時和低速旋轉時執(zhí)行的控制稱為低速用控制(低速用無傳感器控制),將高速旋轉時執(zhí)行的控制稱為高速用控制(高速用無傳感器控制)。
低速用控制中,推定d軸與γ軸之間的軸誤差Δθ,使作為推定軸的γ軸收斂于d軸(即,使軸誤差Δθ收斂于零)。然后,將電動機電流Ia分解為d軸成分和q軸成分,進行電動機1的控制。另一方面,在高度用控制中,推定dm軸與γ軸之間的軸誤差Δθm,使作為推定軸的γ軸收斂于dm軸(即,使軸誤差Δθm收斂于零)。然后,將電動機電流Ia分解為dm軸成分和qm軸成分,進行電動機1的控制。
以往的電動機控制裝置中,為了實現(xiàn)最大轉矩控制,如上所述,需要對用于將軸誤差維持為零的推定用參數的調整、和對最大轉矩控制實現(xiàn)用參數的調整。使用本實施方式的高速用控制實現(xiàn)最大轉矩控制時,也需要對用于推定軸誤差Δθm(使軸誤差Δθm收斂為零用的)的推定用參數的調整,但通過進行該調整,對最大轉矩控制實現(xiàn)用參數的調整同時結束(參照qm軸的定義)。即,由于軸誤差推定用參數的調整,兼作最大轉矩控制實現(xiàn)用參數的調整,因此調整變得非常容易。
另外,根據qm軸的定義可知,進行最大轉矩控制時的電動機電流Ia的電流軌跡如圖13的實線82所示,位于qm軸之上。因此,進行最大轉矩控制時,不需要上述式(2)所示的復雜的γ軸電流指令值iγ*的計算,降低運算負荷。具體地說,在實現(xiàn)高速用控制時,γ軸電流指令值iγ*,與iδ的值無關設為零或零附近的規(guī)定值。
這里,使用電壓方程式,對根據dm-qm軸的控制(與上述高速用控制對應)的理論公式進行說明。首先,在實軸上的擴展感應電壓方程式,用式(26)表示,擴展感應電壓Eex用(27)表示。式(26)與上述式(17)相同,式(27)與上述式(18)相同。另外,在下述公式中的p表示微分運算符。
(式26) (式27) Eex=ω((Ld-Lq)id+Φa)-(Ld-Lq)(piq)…(27) 將實軸上的式(26),坐標變換至控制上的推定軸即γ-δ軸上后,得到式(28),為了簡化忽略式(28)中的右邊第三項后,得到式(29)。
(式28) ...(28) (式29) 著眼于dm-qm軸,改寫式(29)后,得到式(30)。
(式30) 這里,定義式(31)成立。進而,考慮id=iqm·sinθm時,則式(32)成立。
(式31) Lq1iqm=sinθm{Φa+(Ld-Lq)id}…(31) (式32) Lq1iqm=sinθm{Φa+(Ld-Lq)id}=sinθm{Φa+(Ld-Lq)iqmsinθm}…(32) 使用式(32),對式(30)進行變形后,得到式(33)。其中,Em由式(34)表示。Lq1為依賴于θm的虛擬電感。Lq1,是為了方便將存在于式(30)的右邊第二項的Eex·sinθm,作為虛擬電感所引起的電壓降處理而定義的。另外,Lq1取負值。
(式33) (式34) Em=(ω((Ld-Lq)id+Φa)-(Ld-Lq)(piq))cosθm=Eexcosθm …(34) 這里,等式Lm=Lq+Lq1近似成立(因為θm依賴于iq和iqm,所以Lq1依賴iq和iqm。另外,Lq也由于磁飽和的影響而依賴于iq和iqm。將Lq1的iq依賴性和Lq的iq的依賴性匯總在Lm,在推定時考慮iq和iqm的影響)。于是,式(33),按照下述式(35)這樣進行變形。另外,后面也描述,該Lm與第一實施方式中的運算用參數L相當。
(式35) 進一步,對式(35)變形后,得到下式(36)。這里,Eexm由下述式(37)表示。
(式36) (式37) Eexm=(ω((Ld-Lq)id+Φa)-(Ld-Lq)(piq))cosθm+ω(Lq-Lm)idm =Em+ω(Lq-Lm)idm …(37) 若設γ-δ軸和dm-qm軸之間存在軸誤差Δθm,則式(36)按照下式(38)變形。即,與將式(26)變?yōu)槭?28)同樣,將dm-qm軸上的式(36)坐標變換至γ-δ軸上后,得到式(38)。
(式38) 另外,若近似為pΔθm≈0,idm≈0、(Ld-Lq)(piq)≈0,則式(37)表示的Eexm按照下述式(39)近似。
(式39) Eexm=(ω((Ld-Lq)id+Φa)-(Ld-Lq)(piq))cosθm+ω(Lq-Lm)idm ≈(ω((Ld-Lq)iδsinθm+Φa)-(Ld-Lq)(piq))cosθm+ω(Lq-Lm)idm ≈ω((Ld-La)iδsinθm+Φa)cosθm…(39) 另外,對將“Lm=Lq+Lq1”代入上述式(32)的式,關于θm求解,再有,若假設iδ≈iqm時,則得到下述式(40)。如式(40)所示,由于θm為iδ的函數,所以Eexm也是iδ的函數。
(式40) 邊參照圖12,邊對Eex和Em和Eexm之間的關系加以說明??蓪ex、Em和Eexm,作為旋轉坐標系中的電壓矢量來考慮。此時,Eex可以稱為擴展感應電壓矢量。擴展感應電壓矢量Eex,為q軸上的感應電壓矢量??蓪U展感應電壓矢量Eex,分解為qm軸上的感應電壓矢量和dm軸上的感應電壓矢量來考慮。根據上述式(34)也可知,通過該分解得到的qm軸上的感應電壓矢量為Em。另外,通過該分解得到的、圖12的符號80所表示的dm軸上的感應電壓矢量(Eex·sinθm),為由虛擬電感Lq1引起的電壓降矢量。
根據式(34)和式(37)的比較可知,Eexm,為對Em加入ω(Lq-Lm)idm所得到。因此,在旋轉坐標系中,Eexm也與Em同樣,為在q軸上的感應電壓矢量。進行最大轉矩控制時,如上所述,因為idm≈0,所以Eexm與Em(基本)一致。
接著,邊參照圖12邊對Eex、Em和Eexm對應的磁通加以說明。Eex是由電動機1的交鏈磁通即Φex與電動機1的旋轉所產生的感應電壓(參照上述式(20))。反過來說,Φex,通過將Eex除以ω計算出來(其中,忽略式(27)所表示的Eex的過渡項(右邊第二項))。
若將Φex作為旋轉坐標系中的交鏈磁通矢量來考慮,交鏈磁通矢量Φex為d軸上的交鏈磁通矢量??蓪⒔绘湸磐ㄊ噶喀礶x,分解為qm軸上的交鏈磁通矢量和dm軸上的交鏈磁通矢量來考慮。若將通過該分解得到的dm軸上的交鏈磁通矢量定義為Φm,則Φm=Em/ω。另外,由該分解得到的、圖12的符號81所表示的qm軸上的交鏈磁通矢量(Φex·sinθm),為由虛擬電感Lq1帶來的磁通矢量。
若預先設“Φexm=Eexm/ω”,則Φexm為對Φm加入(Lq-Lm)idm后得到。因此,在旋轉坐標系中,Φexm也與Φm同樣,為dm軸上的交鏈磁通矢量。在進行最大轉矩控制時,如上所述,因為idm≈0,所以Φexm與Φm(基本)一致。
[具體構成;圖14] 接著,表示使用上述各式的、具體的電動機驅動系統(tǒng)的例子。圖14是詳細表示圖10的電動機控制裝置3a的內部構成的、電動機驅動系統(tǒng)的構成方框圖。電動機控制裝置3a,包括電流檢測器11、坐標變換器12、減法器13、減法器14、電流控制部15、磁通控制部44、速度控制部17、坐標變換器18、減法器19、位置/速度推定器40(以下簡稱為“推定器40”),重疊電壓生成部41、加法器42和43而構成。構成電動機控制裝置3a的各個部分,可根據需要自由地使用所有電動機控制裝置3a內生成的值。
電流檢測器11,檢測作為電動機電流Ia的固定軸成分的U相電流iu和V相電流iv。坐標變換器12,接收來自電流檢測器11的U相電流iu和v相電流iv的檢測結果,使用從推定器40獲得的推定轉子位置θe,將它們變換為γ軸電流iγ和δ軸電流iδ。該變換中與第一實施方式同樣,使用上述式(3)。
推定器40,對推定轉子位置θe和推定電動機速度ωe進行推定并輸出。關于由推定器40實施的具體推定方法在后面進行敘述,推定器40構成為格努轉子的旋轉速度,切換執(zhí)行用于實現(xiàn)低速用控制的低速用推定處理、和用于實現(xiàn)高速用控制的高速用推定處理。
減法器19,從電動機速度指令值ω*中減去從推定器40獲得的推定電動機速度ωe,將該減法運算結果(速度誤差)輸出。速度控制部17,根據減法器19的減法運算結果(ω*-ωe)生成δ軸電流指令值iδ*。磁通控制部44,參照推定電動機速度ωe和δ軸電流指令值iδ*生成γ軸電流指令值iγ*。
減法器13,從磁通控制部44輸出的γ軸電流指令值iγ*中,減去坐標變換器12輸出的γ軸電流iγ,來計算出電流誤差(iγ*-iγ)。減法器14,從速度控制部17輸出的δ軸電流指令值iδ*中減去坐標變換器12輸出的δ軸電流iδ,來計算出電流誤差(iδ*-iδ)。
電流控制部15,接受由減法器13和14計算出的各個電流誤差、來自坐標變換器12的γ電流iγ和δ軸電流iδ、以及來自推定器40推定電動機速度ωe,并計算出γ軸電壓指令值vγ*和δ軸電壓指令值vδ*并輸出,以使γ軸電流iγ跟隨γ軸電流指令值iγ*,且δ軸電流iδ跟隨δ軸電流指令值iδ*。
重疊電壓生成部41,生成并輸出用于重疊于γ軸電壓指令值vγ*和δ軸電壓指令值vδ*的重疊電壓。該重疊電壓,由對vγ*的γ軸重疊電壓Vhγ*(重疊電壓的γ軸成分)、和對vδ*的δ軸重疊電壓Vhδ*(重疊電壓的δ軸成分)構成。以下,總稱為γ軸重疊電壓Vhγ*和δ軸重疊電壓Vhδ*,有時也稱為重疊電壓Vhγ*和Vhδ*。
在本實施方式中,重疊電壓被重疊于由vγ*和vδ*表示的、用于驅動電動機1的驅動電壓。通過該重疊電壓的重疊,由γ軸電流指令值iγ*和δ軸電流指令值iδ*所表示的、用于驅動電動機1的驅動電流上,被重疊與上述重疊電壓相應的重疊電流。
通過重疊電壓生成部41所生成的重疊電壓,例如為高頻的旋轉電壓。這里,所謂“高頻”,是指該重疊電壓的頻率比驅動電壓的頻率足夠大。因此,根據該重疊電壓重疊的上述重疊電流的頻率,比上述驅動電流的頻率足夠大。另外,所謂“旋轉電壓”,是指重疊電壓的電壓矢量軌跡在固定坐標軸上形成圓狀的電壓。
加法器42,將γ軸重疊電壓Vhγ*與從電流控制部15輸出的γ軸電壓指令vγ*相加,將該相加結果輸出(vγ*+Vhγ*)輸出到坐標變換器18。加法器43,將δ軸重疊電壓Vhδ*與從電流控制部15輸出的δ軸電壓指令值vδ*相加,將該相加結果(vδ*+Vhδ*)輸出到坐標變換器18。
坐標變換器18,根據推定器40提供的推定轉子位置θe,對重疊了Vhγ*的γ軸電壓指令值(即,(vγ*+Vhγ*))和重疊了Vhδ*的δ軸電壓指令值(即,vδ*+Vhδ*)進行逆變換,生成表示電動機電壓Va的U相成分、V相成分和W相成分的U相電壓指令值vu*、V相電壓指令值vv*、W相電壓指令值vw*構成的三相電壓指令值,并將它們輸出到PWM逆變器2。該逆變換中,使用將上述式(4)中的vγ*和vδ*置換為(vγ*+Vhγ*)和(vδ*+Vhδ*)得到的公式。
PWM逆變器2,根據表示應該施加到電動機1的三相電壓指令值(vu*、vv*和vw*)生成脈沖寬度調制后的信號,將與該三相電壓指令值對應的電動機電流Ia提供給電動機1來驅動電動機1。
圖15表示作為圖14的推定器40的第一構成例的位置/速度推定器40a(以下,簡稱為“推定器40a”)的內部方框圖。推定器40a,可以用作圖14中的推定器40。
推定器40a,具有第一軸誤差推定部201、第二軸誤差推定部202、切換處理部203、比例積分運算器204、積分器205。
第一軸誤差推定部201,使用vγ*、vδ*、iγ和iδ的值的全部或一部分,根據對應注入的高頻重疊電壓而流過的重疊電流成分,推定d軸與γ軸之間的軸誤差Δθ。另外,此時,第一軸誤差推定部201,根據需要使用推定電動機速度ωe的值。對于該軸誤差Δθ的推定方法(計算方法),很早就提出過多種方法,第一軸誤差推定部201,可以采用任一種方法。后文中(第七實施方式的說明之后),例舉軸誤差Δθ的推定方法的例子?;谶@樣的高頻的重疊成分的、利用磁凸極性的推定,在低速旋轉時也可以實現(xiàn)高精度。
第二軸誤差推定部202,使用vγ*、vδ*、iγ和iδ的值的全部或一部分,根據由轉子旋轉所生成的感應電壓等,推定dm軸與γ軸之間的軸誤差Δθm。另外,此時,第二軸誤差推定部202,根據需要,使用推定電動機速度ωe的值。關于該軸誤差Δθm的推定方法(計算方法),在后文中(第七實施方式的說明之后)例舉了多個具體例,例如第二軸誤差推定部202,按照下述式(A1)計算出軸誤差Δθm(推定)。式(A1),從上述矩陣式(38)的第一行和第二行變形得到的結果導出(其中,忽略矩陣式(38)的右邊第三項)。第二誤差推定部202,使用vγ*、vδ*和ωe作為下式(A1)的vγ、vδ和ω。
式(A1) 式(A1),為將上述式(1)中的作為運算用參數的Lq置換為Lm得到的公式。即,作為與q軸電感對應的運算用參數,使用實際的q軸電感的值即Lq時,得到Δθ,使用Lm時得到Δθm。使用這樣的感應電壓等的推定,特別在高速旋轉時具有高的精度。另外,與軸誤差Δθm的推定方法有關的后述的說明也進行了說明,Lm設定在Ld以上且不到Lq的值。
切換處理部203,將軸誤差Δθ作為第一輸入值接受,并且將軸誤差Δθm作為第二輸入值接受,根據表示電動機1的轉子的旋轉速度的速度信息,由第一輸入值和第二輸入值計算出輸出值并輸出。在推定器40a中,使用比例積分運算器204所計算出的推定電動機速度ωe作為速度信息。但是,也可以使用電動機速度指令值ω*作為速度信息。
具體地說,例如,在切換處理部203中,進行與速度信息相應的加權平均處理。此時,切換處理部203,在由速度信息所表示的旋轉速度,比規(guī)定的第一閾值速度VTH1小時,輸出第一輸入值作為輸出值,比規(guī)定的第二閾值速度VTH2大時輸出第二輸入值作為輸出值。這里,VTH1<VTH2成立。
然后,由速度信息所表示的旋轉速度位于第一閾值速度VTH1到第二閾值速度VTH2的范圍內時,將第一輸入值和第二輸入值的加權平均值作為輸出值計算出來并輸出。具體來說,如圖16的示意圖所示,由速度信息表示的旋轉速度位于第一閾值速度VTH1到第二閾值速度VTH2的范圍內時,按照隨該旋轉速度增加增大第二輸入值對輸出值的貢獻率、隨該旋轉速度減少增大第一輸入值對于輸出值的貢獻率的方式,進行第一輸入值和第二輸入值的加權平均。
另外,例如,由切換處理部203所進行的加權平均處理,也可以根據從切換開始起的經過時間來進行。即,例如圖17的示意圖所示,以從由速度信息所表示的旋轉速度比第一閾值速度VTH1小的狀態(tài)起,過渡到比第一閾值速度VTH1大的狀態(tài)的時刻t1作為基準,開始將輸出值從第一輸入值切換到第二輸入值。在時刻t1,輸出值例如設為第一輸入值。然后,按照隨著從時刻t1起的經過時間增加,增大第二輸入值對于輸出值的貢獻率的方式,進行第一輸入值和第二輸入值加權平均。然后,在從切換開始時刻t1起經過規(guī)定時間后的時刻,使輸出值與第二輸入值一致并結束切換。從速度信息表示的旋轉速度比第二閾值速度VTH2大的狀態(tài)過渡到比第二閾值速度VTH2小的情況也是同樣。另外,根據自切換開始起的經過時間進行加權平均處理的情況下,第一閾值速度VTH1和第二閾值速度VTH2也可以相同。
另外,第一閾值VTH1,例如設為10rps(rotation per second)~20rps的范圍內的旋轉速度,第二閾值速度VTH2,例如設為20rps~30rps范圍內的旋轉速度。
圖15的推定器40a中,切換處理部203的輸出值,被提供給作為速度推定部發(fā)揮作用的比例積分運算器204。比例積分運算器204,為了實現(xiàn)PLL(Phase Locked loop),與構成電動機控制裝置3a的各個部分協(xié)同動作并進行比例積分控制,計算出推定電動機速度ωe以使切換處理部203的輸出值收斂為零。積分器205,對比例積分運算器204輸出的推定電動機速度ωe進行積分,計算出推定轉子位置θe。比例積分運算器204輸出的推定電動機速度ωe和積分器205輸出的推定轉子位置θe,均作為推定器40a的輸出值,提供給需要該值的電動機控制裝置3a的各個部分。
圖18表示作為圖14的磁通控制部44的構成例的磁通控制部44a的內部方框圖。磁通控制部44a可以作為圖14中的磁通控制部44使用。
磁通控制部44a,具有第一磁通控制部221、第二磁通控制部222、iγ切換控制部223。由圖14的速度控制部17計算出的δ軸電流指令值iδ*,被提供給第一磁通控制部221和第二磁通控制部222。
第一磁通控制部221,計算出并輸出用于實現(xiàn)低速用控制的γ軸電流指令值。從第一磁通控制部221輸出的γ軸電流指令值,被作為應該從磁通控制部44a輸出iγ*的候補來處理,將其表示為iγ1*。如上所述,由于低速用控制是基于d-q軸的控制,所以實現(xiàn)最大轉矩控制時,第一磁通控制部221,如公知的那樣,根據下述式(A2)計算出iγ1*。
(A2) 第二磁通控制部222,輸出用于實現(xiàn)高速用控制的γ軸電流指令值。從第二磁通控制部222輸出的γ軸電流指令值,作為應該從磁通控制部44a輸出的iγ*的候補處理,將其記為iγ2*。因為高速用控制是基于dm-qm軸的控制,所以在實現(xiàn)最大轉矩控制時,與iδ*無關,iγ2*被設為零或零附近的規(guī)定值。如果γ-δ軸跟隨dm-qm軸,實現(xiàn)最大轉矩控制的γ軸電流為零或大致為零即可。
iγ切換控制部223,將iγ1*作為第一輸入值接受,并且將iγ2*作為第二輸入值接受,根據表示電動機1的轉子的旋轉速度的速度信息,根據iγ1*和iγ2*計算出并輸出作為輸出值的iγ*。作為iγ切換控制部223所使用的速度信息,使用推定電動機速度ωe。但是作為速度信息,也可以使用電動機速度指令值ω*。
具體地說,例如與圖15的切換處理部203同樣,在iγ切換控制部223中,進行與速度信息對應的加權平均處理。此時,iγ切換控制部223,在速度信息表示的旋轉速度比規(guī)定的第一閾值速度VTH1小時,將iγ1*作為iγ*輸出,比規(guī)定的第二閾值速度VTH2大時將iγ2*作為iγ*輸出。
而且,由速度信息表示的旋轉速度處于第一閾值速度VTH1到第二閾值速度VTH2的范圍內時,將iγ1*和iγ2*的加權平均值作為iγ*運算并輸出。具體地說,與圖15的切換處理部203同樣(參照圖16),由速度信息表示的旋轉速度處于第一閾值速度VTH1到第二閾值速度VTH2的范圍內時,按照隨該旋轉速度的增加,增大iγ2*對iγ*的貢獻率,隨該旋轉速度減小,增大iγ1*對iγ*的貢獻率的方式,進行iγ1*和iγ2*的加權平均。
另外,例如,也可以將由iγ切換控制部223所進行加權平均處理,根據自切換開始起的經過時間來進行。即,例如圖17的示意圖所示,以從由速度信息表示的旋轉比第一閾值速度VTH1小的狀態(tài)起過渡到比第一閾值VTH1大的狀態(tài)的時刻t1為基準,開始將輸出值(iγ*)從第一輸入值(iγ1*)切換到第二輸入值(iγ2*)。在時刻t1時,輸出值(iγ*)例如設為第一輸入值(iγ1*)。然后,按照隨著從時刻t1起的經過時間增大,增大第二輸入值(iγ2*)對輸出值(iγ*)的貢獻率增大的方式,進行第一輸入值(iγ1*)和第二輸入值(iγ2*)的加權平均。然后,在從切換開始的時刻t1起經過規(guī)定時間的時刻,使輸出值(iγ*)與第二輸入值(iγ2*)一致并結束切換。從由速度信息表示的旋轉速度比第二閾值速度VTH2大的狀態(tài)過渡到比第二閾值速度VTH2小的狀態(tài)時也同樣。另外,按照自切換開始起的經過時間進行加權平均處理的情況下,第一閾值速度VTH1與第二閾值速度VTH2也可以相同。
另外,在低速旋轉時等、需要由第一軸誤差推定部201計算出的軸誤差Δθ的時刻,必須由圖14的重疊電壓生成部41生成重疊電壓,但是在高速旋轉時等、不需要由第一軸誤差推定部201計算出的軸誤差Δθ時刻,可以暫停由重疊電壓生成部41生成重疊電壓。這是因為,對于軸誤差Δθm的計算來說所必須的是,根據驅動電壓(vγ*和vδ*)而流動的驅動電流,重疊電流成分對于軸誤差Δθm的計算來說是噪聲。
但是,在進行加權平均處理等情況下,需要將重疊電壓重疊的同時,計算出軸誤差Δθm。這樣的情況下,可對來自坐標變換器12的γ軸電流iγ和δ軸電流iδ實施高頻域截止處理,將除去重疊電流(第七實施方式的說明之后說明的ihγ和ihδ)的成分軸的γ軸電流iγ和δ軸電流iδ的值,用于軸誤差Δθm的計算。
如上所述,在低速旋轉時和旋轉停止時,按照γ軸與d軸之間的推定軸誤差Δθ收斂為零的方式進行基于重疊成分的低速用控制,在高速旋轉時,按照γ軸與dm軸之間的推定軸誤差Δθm收斂為零的方式進行基于感應電壓等的高速用控制。因此,可以在很寬的范圍內實現(xiàn)良好的無傳感器控制。進而,通過將高速用控制設置為基于dm-qm軸的控制,如上所述,可以得到參數調整簡化和運算負荷降低的效果。
在實現(xiàn)低速用控制時,實施基于軸誤差Δθ的低速用控制,基于軸誤差Δθ計算出的推定轉子位置θe,表示以U相的電樞繞組固定軸為基準的d軸的相位θ的推定值(推定相位)。在實現(xiàn)高速用控制時,實施基于軸誤差Δθm的高速用推定處理,根據軸誤差Δθm計算出的推定轉子位置θe,表示以U相的電樞繞組固定軸為基準的dm軸的相位(θ-θm)的推定值(推定相位)。兩個推定處理,根據表示轉子的旋轉速度的速度信息進行切換。
在低速用控制和高速用控制中,因為推定的軸不同,所以在控制的切換時需要花費工夫。在本實施方式中,在從低速用控制向高速用控制過渡時或從高速用控制向低速用控制過渡時,通過進行加權平均處理,實施暫時加進兩個推定結果(當前的例子中、為Δθ和Δθm)的推定處理。因此,在切換之際,作為計算推定轉子位置θe和推定電動機速度ωe的基礎的值不會不連續(xù),可以實現(xiàn)平滑的切換。
另外,由于基于d-q軸的控制(低速用控制)和基于dm-qm軸的控制(高速用控制)中,要提供給電動機1的γ軸電流不同,因此隨著控制的切換,需要適當變更γ軸電流指令值iγ*。在本實施方式中,從低速用控制向高速用控制切換時或從高速用控制向低速用控制切換時,設與推定器中的加權平均處理聯(lián)動的、iγ1*和iγ2*的加權平均值為iγ*。由此,在切換時,iγ*不會不連續(xù),可以進行平滑的切換,而且即使在切換時也可以實現(xiàn)高效運轉。
《第三實施方式》 也可以讓圖15中的切換處理部203,作為切換第一輸入值和第二輸入值的、單純的開關來發(fā)揮作用。以讓切換處理部203作為開關發(fā)揮作用時的實施方式,作為第三實施方式進行說明。由第二實施方式說明過的事項,只要沒有矛盾均適用于本實施方式中。
圖19是第三實施方式的位置/速度推定器40b(以下,簡稱為“推定器40b”)的內部方框圖。在推定器40b中,切換處理部作為開關發(fā)揮總用。在推定器40b中的切換處理部稱為切換處理部203a。切換處理部203a相當于切換處理部203的一個構成例??梢允褂猛贫ㄆ?0b作為圖14的推定器40。
圖19的推定器40b,在將圖15的推定器40a中的切換處理部203置換為切換處理部203a這一點上與推定器40a不同,其他方面二者相同。
切換處理部203a,將軸誤差Δθ作為第一輸入值接受,并且將軸誤差Δθm作為第二輸入值接受,根據表示電動機1的轉子的旋轉速度的速度信息,將第一輸入值或第二輸入值作為輸出值輸出。具體地說,切換處理部203a,在由速度信息所表示的旋轉速度比規(guī)定的閾值速度VTH小時,將第一輸入值作為輸出值輸出,在比閾值速度VTH大時,將第二輸入值作為輸出值輸出。切換處理部203a,使用推定電動機速度ωe作為速度信息。但是也可以使用電動機速度指令值ω*作為速度信息。
另外,閾值速度VTH,例如為10rps(rotation per second)~30rps的范圍內的旋轉速度。
由于即使使用切換處理部203a,將提供給比例積分運算器204的軸誤差在Δθ和Δθm間急速切換,也僅以使用比例積分運算器204的PLL控制的響應性相應的速度改變電動機速度或轉子位置的推定值,因此即使不進行加權平均處理,也能保證這些推定值的連續(xù)性。
另外,圖19的推定器40b,例如與圖18的磁通控制部44a組合來使用,但在將提供給比例積分運算器204的軸誤差從Δθ急速切換到Δθm時,可考慮上述PLL控制的響應性,使γ軸電流指令值iγ*從iγ1*向iγ2*逐漸過渡。將提供給比例積分運算器204的軸誤差從Δθm急速切換到Δθ的情況下也是同樣。
[切換平滑處理α] 另外,為了將由電動機控制裝置執(zhí)行的控制和推定處理,從低速用控制和低速用推定處理轉移至高速用控制和高速用推定處理,也可以在將提供給比例積分運算器204的值從第一軸誤差推定部201的輸出值向第二軸誤差推定部202的輸出值切換時,采用以下處理(該處理,以下,稱為“切換平滑處理α”)。該切換的時刻稱為T1。例如,從由速度信息表示的旋轉速度比閾值速度VTH小的狀態(tài)向比閾值速度VTH大的狀態(tài)轉移的時刻,稱為時刻T1。
參照圖20。首先,在切換的瞬間(即,在時刻T1),由第二軸誤差推定部202推定Δθ。這一動作,通過第二軸誤差推定部202使用Lq而非Lm作為與q軸電感對應的運算用參數來實現(xiàn)。
然后,在時刻T1之后,隨著從時刻T1起時間經過,以第二軸誤差推定部202的輸出值從Δθ不斷接近Δθm的方式,將軸誤差運算中使用的q軸電感所對應的運算用參數從Lq向Lm慢慢地減少。在從時刻T1起經過規(guī)定時間的時刻T2,q軸電感所對應的運算用參數被設為Lm,結束向高速用控制(高速用推定處理)的切換。
例如,在使用上述式(A1)時,第二軸誤差推定部202,在時刻T1使用將式(A1)的Lm置換為Lq得到的公式,計算并輸出軸誤差,在時刻T2,使用式(A1)本身計算并輸出軸誤差,在時刻T1和T2之間,使用將式(A1)的Lm置換為“Lq和Lm之間的值”所得到的公式計算并輸出軸誤差。
在進行切換平滑處理α時,如圖20所示,可與q軸電感對應的運算用參數的變化相聯(lián)動,將iγ*從iγ1*向iγ2*慢慢地增加。具體地說,在時刻T1,將iγ*設為iγ1*,隨著從時刻T1向T2變化使iγ*增加,且在時刻T2和其以后將iγ*設為iγ2*。
雖然例示了根據切換開始起的經過時間,將第二軸誤差推定部202的推定軸誤差從Δθ向Δθm過渡的情況,但也可以根據表示電動機1的轉子的旋轉速度的速度信息(ω*或ωe),執(zhí)行該過渡。即時刻T1之后,以隨著由速度信息所表示的旋轉速度增加,第二軸誤差推定部202的輸出值從Δθ不斷接近于Δθm的方式,使用于軸誤差運算的q軸電感所對應的運算用參數從Lq向Lm慢慢減少。然后,在該旋轉速度達到規(guī)定的閾值速度時,將該運算用參數置為Lm,結束向高速用控制(高速用推定處理)的切換。
另外,在這種情況下,也可與q軸電感所對應的運算參數的變化相聯(lián)動(換而言之,與旋轉速度的變化相聯(lián)動),將iγ*從iγ1*向iγ2*慢慢地變化。具體地說,在時刻T1,將iγ*設為iγ1*,在時刻T1之后,隨著由速度信息所表示的旋轉速度增加而增加iγ*。然后,在上述運算用參數達到Lm的時刻,使iγ*收斂于iγ2*。
另外,在需要從低速用控制向高速用控制切換時,通常,旋轉速度朝著增加方向,但假設在向高速用控制的切換結束之前由速度信息所表示的旋轉速度減少的情況,可與使上述運算用參數向Lq增加的同時,使iγ*向iγ1*減少。
如上所述,切換平滑處理α中,在將實際執(zhí)行的控制和推定處理從低速用控制和低速用推定處理向高速用控制和高速用推定處理切換時,根據切換開始起的經過時間或根據速度信息,將推定用的運算參數從Lq向Lm慢慢地變更,最終收斂于Lm,結束期望的切換。根據該運算用參數的變更過程中的第二軸誤差推定部202的輸出值,計算出該變更過程中的推定電動機速度ωe及推定轉子位置θe。另外,與此相伴iγ*也慢慢變化。由此,可以實現(xiàn)保證軸誤差和γ軸電流的連續(xù)性的平滑的控制切換。
另外,切換平滑處理α由推定器40b實施時,第一軸誤差推定部201,作為計算出用于推定d軸相位θ的值(Δθ)的第一推定處理部發(fā)揮作用,第二軸誤差推定部202,作為計算出用于推定dm軸的相位(θ-θm)的值(Δθm)的第二推定處理部發(fā)揮作用。
[切換平滑處理β] 另外,為了實現(xiàn)平滑的控制切換,也可以將圖19的推定器40b如圖21那樣變形。圖21是該變形例的位置/速度推定器40c(以下,簡稱為“推定器40c”)的內部方框圖。推定器40c,可以作為圖14的推定器40使用。使用了推定器40c的處理稱為切換平滑處理β。
圖21的推定器40c,在對圖19的推定器40b中追加減法器211的這一點上與推定器40b不同,在其他方面二者相同。省略有關共通點的重復說明。其中,推定器40c,對應于減法器211的追加,進行以下所示的特征性動作。
在推定器40c中,減法器211,從由第一軸誤差推定部201所計算出的軸誤差Δθ中減去軸誤差Δθ*,輸出該減法運算值(Δθ-Δθ*)。在推定器40c中,切換處理部302a,將減法器211的運算結果(Δθ-Δθ*)作為第一輸入值接受,并且將軸誤差Δθm作為第二輸入值接受,根據表示電動機1的轉子的旋轉速度的速度信息,將第一輸入值或第二輸入值作為輸出值輸出。軸誤差指令值Δθ*,在低速用控制(低速用推定處理)的執(zhí)行時設為零。另外,推定器40c中的第二軸誤差推定部202,與上述切換平滑處理α中的不同,設為始終推定并輸出Δθm。
在推定器40c中,為了將電動機控制裝置所執(zhí)行的控制和推定處理從低速用控制和低速用推定處理轉移到高速用控制和高速用推定處理,在將提供給比例積分運算器204的值從減法器211的輸出值切換到第二軸誤差推定部202的輸出值時,在該切換之前,使軸誤差指令值Δθ*從零開始向θm慢慢變化。然后,在軸誤差指令值Δθ*收斂到θm之后,提供給比例積分運算器204的值從減法器211的輸出值向第二軸誤差推定部202的輸出值切換。在Δθ*=θm時,減法器211的輸出值,與Δθm相等。
軸誤差指令值Δθ*的值從零向θm的變化,與切換平滑處理α同樣,與該變化的開始時刻起的經過時間的增加一起、或者與速度信息所表示的旋轉速度的增加一起來進行。
另外,隨著軸誤差指令值Δθ*的值從零向θm的變化,也使iγ*從iγ1*向iγ2*慢慢變化。
這樣,在與切換平滑處理β對應的推定器40c中,將提供給比例積分運算器204的值向第二軸誤差推定部202的輸出值切換之前,暫時地使第一軸誤差推定部201和減法器211構成的部分的輸出值(Δθ-Δθ*)向第二軸誤差推定部202的輸出值Δθm收斂,該收斂后,執(zhí)行由切換處理部203a所執(zhí)行的實際的切換。另外,與此相伴iγ*也變更。由此,可以實現(xiàn)保證了軸誤差和γ軸電流的連續(xù)性的平滑的控制切換。
另外,在推定器40c中,第一軸誤差推定部201和減法器211構成的部分,作為計算出用于推定d軸的相位θ的第一推定處理部發(fā)揮作用,第二軸誤差推定部202,作為計算出用于推定dm軸的相位(θ-θm)的值的第二推定處理部發(fā)揮作用。
另外,決定軸誤差指令值Δθ*所需要的θm的值,由設置在推定器40c內部或外部的未圖示的θm計算部計算出來。該θm計算部,將從圖14的坐標變換器12輸出的δ軸電流iδ用作上述式(40)中的iδ,并使用上述式(40)計算出θm。此時,也可以將與iδ對應的θm的值事先作為表格數據準備好,并參照該表格數據獲得θm的值。
《第四實施方式》 另外,圖18中的iγ切換處理部223,也可作為切換第一輸入值和第二輸入值、的單純的開關發(fā)揮作用。將iγ切換處理部223作為開關發(fā)揮作用時的實施方式作為第四實施方式進行說明。
圖22是第四實施方式的磁通控制部44b的內部方框圖。磁通控制部44b中,iγ切換處理部作為開關發(fā)揮作用。將磁通控制部44b中的iγ切換處理部稱為iγ切換處理部223a。iγ切換處理部223a,相當于iγ切換處理部223的一個構成例??梢詫⒋磐刂撇?4b,作為圖14的磁通控制部使用。磁通控制部44b,與第二和第三實施方式以及后述的第五和第六實施方式組合使用。
圖22的磁通控制部44b,除了將圖18的磁通控制部44a中的iγ切換處理部223置換為iγ切換處理部223a這一點與磁通控制部44a不同,其他方面二者相同。
iγ切換處理部223a,將iγ1*作為第一輸入值接受,并且將iγ2*作為第二輸入值接受,根據表示電動機1的轉子的旋轉速度的速度信息,將iγ1*或iγ2*作為iγ*輸出。作為iγ切換處理部223a所使用的信息,使用推定電動機速度ωe。但是,作為速度信息也可以使用電動機指令值ω*。
具體地說,例如,與圖19的切換處理部203a同樣,iγ切換控制部223a,在由速度信息所表示的旋轉速度比規(guī)定的閾值速度VTH小時,將作為第一輸入值的iγ1*作為iγ*輸出,在比閾值速度VTH大時將作為第二輸入值的iγ2*作為iγ*輸出。
《第五實施方式》 在第二(和第三)實施方式中,對作為圖14的推定器40的第一構成例的推定器40a(以及40b和40c)進行了說明。在第五實施方式中,對作為圖14的推定器40的第二構成例的位置/速度推定器40d(以下簡稱為“推定器40d”)進行說明。
圖23是推定器40d的內部方框圖??梢詫⑼贫ㄆ?0d作為圖14中的推定器40使用。
推定器40d具備第一軸誤差推定部201、第二軸誤差推定部202、切換處理部203、比例積分運算器206和207、以及積分器208。推定器40d中,在推定速度的階段進行切換處理。
推定器40d中的第一軸誤差推定部201和第二軸誤差推定部202,與圖15的推定器40a中的那些同樣。但是,第一軸誤差推定部201在軸誤差Δθ的計算時,根據需要,將比例積分運算器206的輸出值(后述的第一候補速度ωe1)作為推定電動機速度ωe使用。同樣,第二軸誤差推定部202在軸誤差Δθm的計算時,根據需要,將比例積分運算器207的輸出值(后述的第二候補速度ωe2)作為推定電動機速度ωe使用。
比例積分運算器206,為了實現(xiàn)PLL,與構成電動機控制裝置3a的各個部分協(xié)同動作進行比例積分控制,計算出推定電動機速度以使軸誤差Δθ收斂于零。由比例積分運算器206計算出的推定電動機速度,被作為第一候補速度ωe1輸出。第一候補速度ωe1,相當于d-q軸的旋轉速度ω的推定值(推定旋轉速度)。
比例積分運算器207,為了實現(xiàn)PLL,與構成電動機控制裝置3a的各個部分協(xié)同動作進行比例積分控制,計算出推定電動機速度以使軸誤差Δθm收斂于零。由比例積分運算器207計算出的推定電動機速度,被作為第二候補速度ωe2輸出。第二候補速度ωe2,相當于dm-qm軸的旋轉速度的推定值(推定旋轉速度)。
推定器40d中的切換處理部203,與圖15的推定器40a中的相同,另外,可以是與圖19的切換處理部203a同樣的開關。但是,在推定器40d中,切換處理部203的第一輸入值和第二輸入值,分別作為第一候補速度ωe1和第二候補速度ωe2。因此,推定器40d中的切換處理部203,根據表示電動機1轉子的旋轉速度的速度信息,輸出第一候補速度ωe1、第二候補速度ωe2或者它們的加權平均值。另外,作為速度信息,可使用電動機速度指令值ω*。在推定器40d中,切換處理部203的輸出值,被作為推定電動機速度ωe輸出。
積分器208,對切換處理部203輸出的推定電動機速度ωe進行積分,計算出推定轉子位置θe。切換處理部203輸出的推定電動機速度ωe和積分器208輸出的推定轉子位置θe,均作為推定器40d的輸出值,提供給需要該值的電動機控制裝置3a的各個部分。
《第六實施方式》 進而,以圖14的推定器40的第三構成例的位置/速度推定器40e(以下,簡稱為“推定器40e”)作為第六實施方式進行說明。
圖24是推定器40e的內部方框圖??梢詫⑼贫ㄆ?0e作為圖14中的推定器40使用。
推定器40e,具備第一軸誤差推定部201、第二軸誤差推定部202、切換處理部203、比例積分運算器206和207、積分器209和210。推定器40e中,在推定位置的階段進行切換處理。
推定器40e中的第一軸誤差推定部201和第二軸誤差推定部202以及比例積分運算器206和207,與圖23的推定器40d中的那些同樣。積分器209,對從比例積分運算器206輸出的第一候補速度ωe1進行積分,計算出第一候補位置θe1。第一候補位置θe1,相當于以U相的電樞繞組固定軸為基準的d軸的相位θ的推定值(推定相位)。積分器210,對從比例積分運算器207輸出的第二候補速度ωe2進行積分,計算出第二候補位置θe2。第二候補位置θe2,相當于以U相電樞的線圈固定軸為基準的dm軸的相位(θ-θm)的推定值(推定相位)。
推定器40e中的切換處理部203,與圖15的推定器40a中的同樣,另外,也可以是與圖19的切換處理部203a同樣的開關。但是,在推定器40e中,切換處理部203的第一輸入值和第二輸入值,分別為第一候補位置θe1和第二候補位置θe2。因此,推定器40e中的切換處理部203,根據表示電動機1的轉子的旋轉速度的速度信息,輸出第一候補位置θe1、第二候補位置θe2或它們的加權平均值。另外,作為速度信息,可使用電動機速度指令ω*。在推定器40e中,切換處理部203的輸出值被作為推定轉子位置θe輸出。
切換處理部203輸出的推定轉子位置θe,被作為推定器40e的輸出值,提供給需要該值的電動機控制裝置3a的各個部分。如果必要,也可以對切換處理部203輸出的推定轉子位置θe進行微分,來計算出推定電動機速度ωe。
另外,推定器40a、40b和40c的說明中記載的事項,只要沒有矛盾,也可以適用于推定器40d和40e。另外,圖23的推定器40d和圖24的推定器40e,與圖18的磁通控制部44a或圖22的磁通控制部44b組合來使用。
另外,在讓推定器40d或40e中的切換處理部203作為如圖19的切換處理部203a的開關來發(fā)揮作用時,對于推定器40d或40e而言,也可以適用上述切換平滑處理α。即推定器40d或40e中,將切換處理部203的輸出值從第一輸入值切換到第二輸入值之后,作為與q軸電感對應的運算用參數使用Lq,由此可以使第二軸誤差推定部202計算出軸誤差Δθ。然后,隨著時間的經過,或隨著由速度信息所表示的轉子的旋轉速度的增加,使該運算用參數從Lq向Lm慢慢地減少,最終收斂于Lm。
另外,在讓推定器40d或40e中切換處理部203作為如圖19的切換處理部203a的開關發(fā)揮作用時,對于推定器40d和40e,也可以應用圖21所對應的上述切換平滑處理β。即,在推定器40d或40e中,在第一軸誤差推定部201和比例積分運算器206之間設置與圖21的減法器211相同的減法器,減法器的輸出值(Δθ-Δθ*)提供給比例積分運算器206。然后,在將切換處理部203的輸出值從第一輸入值切換到第二輸入值之前,暫時地使減法器的輸出值(Δθ-Δθ*)向第二軸誤差推定部202的輸出值Δθm收斂,該收斂后,進行由切換處理部203所進行的實際切換。
如第五或第六實施方式那樣構成推定器,也可以得到與第二和第三實施方式同樣的效果。
《第七實施方式》 雖然在上述第二到第六實施方式的電動機控制裝置中,在低速旋轉時,執(zhí)行基于d-q軸的控制,但是也可以執(zhí)行基于與速度指令相應的軸的控制來代替基于d-q軸的控制。對第七實施方式進行說明,該實施方式在低速旋轉時,執(zhí)行基于與速度指令相應的軸的控制。
圖25是第七實施方式的電動機驅動系統(tǒng)的構成方框圖。第七實施方式的電動機驅動系統(tǒng),具備電動機1、PWM逆變器2、電動機控制裝置3b。電動機控制裝置3a,具有電流檢測器11、坐標變換器12、減法器13、減法器14、電流控制部15、磁通控制部47、速度控制部17、坐標變換器18、減法器19、位置/速度推定器45(以下,簡稱為“推定器45”)、以及開關46。構成電動機控制裝置3b的各個部分,可根據需要自由地使用電動機控制裝置3b內生成的全部的值。
圖25的電動機驅動系統(tǒng)和電動機控制裝置3b,在圖14中的推定器40和磁通控制部44被置換為推定器45和磁通控制部47這一點上、和新設置開關46這一點上、以及不具有重疊電壓生成部41和加法器42和43這一點上,與圖14的電動機驅動系統(tǒng)和電動機控制裝置3a不同,其他方面二者相同。因此以下著眼于二者的不同點進行說明,關于共通點的說明原則上省略。
伴隨上述的區(qū)別,電流控制部15輸出的γ軸電壓指令值vγ*和δ軸電壓指令值vδ*,被直接提供給坐標變換器18(即,沒有重疊電壓的重疊)。另外,由速度控制部17所計算出的δ軸電流指令值,暫時被提供給開關46。
開關46,在低速旋轉時,即,例如由電動機速度指令值ω*所表示的電動機1轉子的旋轉速度比規(guī)定閾值速度VTH小時,將被從CPU(未圖示)等提供的規(guī)定的低速用δ軸電流指令值iδ0*作為δ軸電流指令值iδ*輸出到減法器14和磁通控制部47。另一方面,開關46,在高速運轉時,即,例如由電動機速度指令值ω*所表示的電動機1轉子的旋轉速度比上述閾值速度VTH大時,將由速度控制部17所計算出的δ軸電流指令值作為δ軸電流指令值iδ*輸出到減法器14和磁通控制部47。
減法器14,計算出來自開關46的δ軸電流指令值iδ*與來自坐標變換器12的δ軸電流iδ之間的電流誤差(iδ*-iδ),并將運算結果提供給電流控制部15。減法器13,計算出來自磁通控制部47的γ軸電流指令值iγ*與來自坐標變換器12的γ軸電流iγ之間的電流誤差(iγ*-iγ),將計算結果提供給電流控制部15。
圖26是推定器45和磁通控制部47的內部方框圖。推定器45具備軸誤差推定部231、比例積分運算器232、切換處理部233、積分器234。
軸誤差推定部231,是與圖15的第二軸誤差推定部202同樣的部分,使用Vγ*、vδ*、iγ和iδ的值的全部或一部分,根據由轉子的旋轉所生成的感應電壓等,推定dm軸和γ軸之間的軸誤差Δθm。另外,此時,軸誤差推定部231,根據需要,將比例積分運算器232的輸出值(后述的dm軸推定速度ωm的值)作為推定電動機速度ωe來使用。軸誤差推定部231所推定的軸誤差Δθm,被提供給作為速度推定部發(fā)揮作用的比例積分運算器232。
比例積分運算器232,為了實現(xiàn)PLL(Phase Locked Loop),與構成電動機控制裝置3b的各個部分協(xié)同動作并進行比例積分控制,來計算出dm軸推定速度ωm以使軸誤差Δθm收斂于零。dm軸推定速度ωm,相當于dm-qm軸的旋轉速度的推定值。
切換處理部233,是與圖19所示的切換處理部203a同樣的部分,根據表示電動機1的轉子的旋轉速度的速度信息(ω*或ωe),將作為第一輸入值的電動機速度指令值ω*或作為第二輸入值的dm軸推定速度ωm作為輸出值輸出。具體地說,切換處理部233,在由速度信息所表示的旋轉速度比規(guī)定的閾值速度VTH小時將第一輸入值(ω*)作為輸出值輸出,比閾值速度VTH大時將第二輸入值(ωm)作為輸出值輸出。切換處理部233的輸出值,被作為電動機推定速度ωe處理。
積分器234,對從切換處理部233輸出的推定電動機速度ωe進行積分,計算出推定轉子位置θe。切換處理部233所述輸出的推定電動機速度ωe。和積分器234所輸出的推定轉子位置θe,均作為推定器45的輸出值,提供給需要該值的電動機控制裝置3b的各個部分。
參照圖26,磁通控制部47具備第一磁通控制部221a、第二磁通控制部222、iγ切換處理部223。第一磁通控制部221a和第二磁通控制部222中,被提供來自開關46的6軸電流指令值iδ*。
第一磁通控制部221a,輸出用于實現(xiàn)低速用控制的γ軸電流指令值。從第一磁通控制部221a輸出的γ軸電流指令值,被作為應該從磁通控制部47輸出iγ*的候補來處理,將其表記為iγ1*。
圖26的第二磁通控制部222,輸出用于實現(xiàn)高速用控制的γ軸電流指令值,是與圖18中同樣的部分。從第二磁通控制部22輸出的γ軸電流指令值,被作為磁通控制部47應輸出的iγ*的候補來處理,將其表記為iγ2*。在實現(xiàn)最大轉矩控制時,與iδ*無關,iγ2*被設定為零或零附近的規(guī)定值。
圖26的iγ切換處理部223,是與圖18中同樣的部分。根據速度信息(ω*或ωe),將第一磁通控制部221a輸出的iγ1*、第二磁通控制部222輸出的iγ2*或者其加權平均值作為iγ*輸出。
通過如上述這樣構成,在高速旋轉時,ωe=ωm且iγ*=iγ2*,執(zhí)行基于dm-qm軸的高速用控制,并且由推定器45執(zhí)行用于實施高速用控制的高速用推定處理。另一方面,在低速旋轉時,ωe=ω*且iγ*=iγ1*,執(zhí)行基于按速度指令(ω*)確定的軸的低速用控制,并且由推定器45執(zhí)行用于實施低速用控制的低速用推定處理。
對低速用控制中的控制軸(γ-δ軸)進行說明。圖27表示ωe=ω*且iγ*=iγ1*=0時的、旋轉坐標系上的電流矢量。此時,電流矢量的朝向與δ軸平行,其大小為iδ0*的大小(iδ0)。然后,按照由該電流矢量所產生的轉矩與負載轉矩平衡的方式,在δ軸相對于q軸延遲的狀態(tài)下進行運轉。
對該運轉狀態(tài)進行補充說明。考慮矢量的大小為恒定的電流矢量的情況。在負載轉矩比該電流矢量可產生的最大轉矩小時,以電流矢量所產生的轉矩與負載轉矩平衡的方式,在δ軸對q軸延遲的狀態(tài)下運轉(另外,負載轉矩比最大轉矩大時將會失調)。
(1)然后,電流矢量越延遲于q軸,正的d軸電流越增加,而另一方面因為q軸電流降低,所以產生的轉矩降低。
(2)另外,產生的轉矩比負載轉矩大時,轉子的旋轉速度增加,δ軸相對于q軸的延遲朝向增加方向并且產生轉矩發(fā)生下降。
(3)相反,在產生轉矩比負載轉矩小時,減少轉子的旋轉速度,δ軸相對于q軸的延遲朝向減少方向并且產生轉矩發(fā)生增加。
可將iγ1*設為零,也可以將iγ1*設為正值。眾所周知,在設ωe=ω*的狀態(tài)下,通過將iγ*(=iγ*)設為正值,生成用于將d軸約束在γ軸的轉矩,提高在低速旋轉時的穩(wěn)定性(例如,參照日本國特開平11-18499號公報和日本國特開2001-190099號公報)。圖28表示了在設ωe=ω*的狀態(tài)下,將iγ*(=iγ1*)設為正值時的、旋轉坐標系上的電流矢量。
在將iγ1*設為正值時,只要由切換處理部233將ωe從ω*切換到比例積分運算器232輸出值之后,將iγ*從iγ1*過渡到iγ2*即可。另外,與將圖26的切換處理部233的輸出值從ω*切換到比例積分運算器232的輸出值同時,開始通過計算出Δθm和ωm而進行的dm-qm軸的推定。此時,只要通過適當初始化比例積分運算器232中的比例積分運算器的積分值,將該推定開始之后的、比例積分運算器232的輸出值的初始值,設為ω*即可。另外,在將切換處理部233的輸出值從ω*切換到比例積分運算器232的輸出值同時,進行圖25的開關46的切換處理,將應該提供給減法器14等的iδ*從iδ0*切換為速度控制部17的輸出值。此時,可通過適當地初始化速度控制部17中的比例積分運算的積分值,將該切換之后的、速度控制部17的輸出值的初始值設置為iδ0*。
另外,在iγ1*為零時等,iγ1*=iγ2*時,可以省略圖26的磁通控制部47中的iγ切換處理部223,始終將iγ1*或iγ2*設為iγ*。
另外,雖然在圖26所示的推定器45中,在推定速度的階段,進行切換基于dm-qm軸的控制、和基于按速度指令確定的軸的控制的切換處理,但也可如同將圖23的推定器40d變更為圖24的推定器40e那樣,將該切換處理在推定位置的階段進行。但是,由于通過積分運算計算出轉子位置的推定值(θe),所以在推定速度的階段進行切換時,該推定值不會隨著切換變?yōu)椴贿B續(xù)。因此,優(yōu)選如圖26的推定器45那樣,在推定速度的階段進行切換。
構成如本實施方式的電動機控制裝置,也可適當地切換低速用控制和高速用控制,得到與第二實施方式同樣的效果。當然,由于將高速用控制設置為基于dm-qm軸的控制,因此如上所述,可以得到參數調整的簡化和運算負載降低的效果。
《軸誤差Δθ的計算方法》 接著,對由圖15等的第一軸誤差推定部201執(zhí)行的軸誤差Δθ的計算方法進行說明。如上所述,對于基于高頻的重疊成分的軸誤差Δθ的推定方法(計算方法),以往提出了多種方法,采用任一種方法來計算出Δθ都可以,這里,例示本申請的申請人提出的一種方法。
現(xiàn)在,如第二實施方式所述,考慮由圖14的重疊電壓生成部41生成的重疊電壓為旋轉電壓的情況。此時,在γ-δ軸上,重疊電壓的電壓矢量軌跡,為圖29的電壓矢量軌跡270那樣的圓。重疊電壓為三相平衡電壓時,該電壓矢量的軌跡如電壓矢量軌跡270那樣,在γ-δ軸上成以原點為中心的正圓。由于該旋轉電壓(重疊電壓),是與電動機1不同步的高頻電壓,因此施加該旋轉電壓,電動機1不會旋轉。
電動機1為嵌入磁體型同步電動機等,且Ld<Lq成立時,通過成電壓矢量軌跡270的重疊電壓而流入電動機1的重疊電流電流矢量軌跡,如圖30的電流矢量軌跡271所示,在γ-δ軸上成為以原點為中心、γ軸方向為長軸方向且δ軸方向為短軸方向的橢圓。但是,電流矢量軌跡271,為d軸與γ軸的軸誤差Δθ為零時的電流矢量軌跡。軸誤差Δθ不為零時的重疊電壓的電流矢量軌跡,為電流矢量軌跡272所表示的橢圓那樣,其長軸方向與γ軸方向不一致。即,在軸誤差Δθ不為零時,在γ-δ軸上以原點為中心,電流矢量軌跡271傾斜,描繪電流矢量軌跡272。
將重疊電流的γ軸成分和δ軸成分,分別設為γ軸重疊電流ihγ和δ軸重疊電流ihγ時,它們的乘積(ihγ×ihδ)中,存在依賴由電流矢量軌跡272所表示的橢圓的傾斜的直流成分。因為乘積(ihγ×ihδ),在電流矢量軌跡的第一和第三象限取正值,另一方面,在第二和第四象限取負值,所以在橢圓不傾斜時(電流矢量軌跡271的情況)不包含直流成分,而若橢圓傾斜(電流矢量軌跡272的情況)則包括直流成分。另外,圖30中的I、II、III和TV,表示γ-δ軸上的第一、第二、第三、第四象限。
圖31中將時間取為橫軸,分別用曲線280和281表示軸誤差Δθ為零時的乘積(ihγ×ihδ)和該乘積的直流成分。在圖32中,將時間取為橫軸,分別用曲線282和283表示軸誤差Δθ不為零時的乘積(ihγ×ihδ)和該乘積的直流成分。根據圖31和圖32可知,乘積(ihγ×ihδ)的直流成分在Δθ=0°時為零,在Δθ≠0°時不為零。另外,該直流成分隨著軸誤差Δθ的大小增大而增大(與軸誤差Δθ大致成正比)。因此,如果控制該值流成分收斂于零,則軸誤差Δθ也將收斂于零。
圖15等的第一軸誤差推定部201著眼于這一點進行軸誤差Δθ的推定。圖33表示第一軸誤差推定部201的內部方框圖。圖33的第一軸誤差推定部201,具備BPF(帶通濾波器)241;乘法器242;LPF(低通濾波器)243;和系數乘法器244。現(xiàn)在,設重疊電壓Vhγ*和Vhδ*的頻率(γ-δ坐標軸上的電角)為ωh。
BPF241,從γ軸電流iγ和δ軸電流iδ提取ωh的頻率成分,輸出γ軸重疊電流ihγ和δ軸重疊電流ihδ。BPF241,為接受iγ和iδ作為輸入信號的、通過頻帶中包括ωh的頻率的帶通濾波器,典型的例如,其通過頻帶的中心頻率設為ωh。另外,由BPF241除去驅動電流的頻率成分。
乘法器242,計算出iγ和iδ的乘積,LPF243,提取該乘積(ihmγ×ihmδ)的直流成分。系數乘法器244,對由LPF243所提取出的直流成分乘以比例系數K,將該乘法運算的結果作為軸誤差Δθ進行運算并輸出。
另外,雖然例示了γ-δ軸上的重疊電壓的電壓矢量軌跡,為正圓的旋轉電壓的情況,但是該電壓矢量的軌跡,也可以是將γ軸設為短軸方向或長軸方向的橢圓,也可以是γ軸或δ軸上的線段(即,重疊電壓也可以是交變電壓),也可以是以原點為中心的四邊形。
《軸誤差Δθm的計算方法》 接著,對由圖15等中的第二軸誤差推定部202或圖26中的軸誤差推定部231所執(zhí)行的軸誤差Δθm的計算方法進行說明。作為軸誤差Δθm的計算方法,可以適用各種計算方法。以下,作為軸誤差Δθm的計算方法,例示了第一、第二、第三、第四和第五計算方法。
另外,在使用第一~第五計算方法中記載的各個公式時,作為各式中vγ、vδ和ω的值,分別使用vγ*、vδ*和ωe的值。另外,在各計算方法中說明過的內容(Lm的確定方法等),可以適用于所有的計算方法。
[第一計算方法] 首先,對軸誤差Δθm的第一計算方法進行說明。在第一計算方法中,將電動機1中所產生的感應電壓Eex分解為qm軸上的感應電壓矢量和dm軸上的感應電壓矢量來考慮。然后,使用作為qm軸上的感應電壓矢量的感應電壓矢量Eexm(≈Em;參照圖12),計算出軸誤差Δθm,由此計算出作為控制上的推定軸的γ軸的相位(θe)(即,對轉子位置進行推定)。
將感應電壓矢量Eexm的γ軸成分和δ軸成分,分別設為Eexmγ和Eexmδ,根據圖12可知,Δθm=tan-1(-Eexmγ/Eexmδ)成立。然后,若使用將上述矩陣(38)的第一行和第二行變形后的結果,則Δθm表示為下述式(41)(其中,忽略了矩陣(38)的右邊第三項)。另外,在式(41)中,假設最終Δθm很小,使用tan-1(-Eexmγ/Eexmδ)≈(-Eexmγ/Eexmδ)這一近似。
(式41) ...(41) 使用式(41)計算出Δθm時,可以忽略微分項pLdiγ和pLdiδ。另外,在計算Δθm的計算所需要的Lm的值時,使用下式(42)。對將“idm=0和下式(43)及(44)”代入上述式(32)得到的公式,對Lq1求解,通過使用該結果可以得到式(42)。
(式42) (式43) (式44) 進而,使用與最大轉矩一致的d軸電流id的式(45)、以及作為id和iq和iqm的關系式(近似式)的式(43),對上述(42)進行變形,則Lm為iqm的函數(即,從Lm的計算式中消除id和iq的項)。因此,第二軸誤差推定部202等,通過假設為iδ≈iγ,可基于iδ計算出由iqm的函數所表示Lm的值。然后,使用計算出的Lm的值,根據式(41)計算出軸誤差Δθm。
(式45) 另外,也可以假設iδ≈iqm,使用將Lm作為iδ的函數所表示的近似式來求得Lm的值,也可以將與iδ對應的Lm的值事先作為表格數據準備好,通過參照該表格數據得到Lm的值。
圖34表示的是,表示Ld和Lq和Lm的iqm依賴性的、在某一數值例下的曲線圖(設iγ*≈0)。如圖34所示,Lm的值依賴于iqm,隨著iqm增加而增加。在本實施方式中規(guī)定的Lm,相當于第一實施方式中的運算用參數L,可知與最大轉矩控制一致的Lm的值,與L同樣,與Lq相比更靠Ld側(還一同參照圖5和圖7等)。
Lm的值,結果上與第一實施方式同樣,被按照滿足下述式(46)或式(47)的方式決定。由此,圖14的電動機控制裝置3a等,與第一實施方式同樣,有意識地在d軸和γ軸之間生成偏差,通過設為iγ*≈0,實現(xiàn)近似最大轉矩的控制。
(式46) Ld≤Lm<Lq…(46) (式47) Ld≤Lm<(Ld+Lq)/2…(47) 另外,可將Lm設為固定值。即,與iδ的值無關,采用固定值作為Lm的值。在將Lm設為規(guī)定的固定值的情況下的、d軸電流id和q軸電流iq之間的關系,由圖35的實線83表示。虛線84,雖然是表示理想地進行最大轉矩控制的情況下的d軸電流id和q軸電流iq之間的關系的曲線,但由圖35可知,實線83和虛線84是非常類似的曲線。
[第二計算方法] 接著,對于軸誤差Δθm的第二計算方法進行說明。在第二計算方法中也與上述第一計算方法同樣,使用感應電壓矢量Eexm,計算出軸誤差Δθm,由此,計算出作為控制上的推定軸的γ軸相位(θe)(即,對轉子位置進行推定)。但是,在第二計算方法中,不使用感應電壓矢量Eexm的δ軸成分Eexm,具體來說,使用下述式(48)來計算出軸誤差Δθm。另外,在式(48)中,假設最終Δθm很小,使用sin-1(-Eexmγ/Eexm)≈sin-1(-Eexmγ/Eexm)這一近似。
(式48) ...(48) 使用(式48)計算出Δθm時,可以忽略微分項pLdiγ。另外,Lm的值根據與上述第一計算方法中的方法同樣的方法來確定。
式(48)中的Eexm的計算中,使用上述式(39)。作為Eexm計算用的近似式,例如可以使用下述式(49)、(50)或(51)。式(49),為使用“pΔθm≈0,idm≈0,(Ld-Lq)(piq)≈0”這一近似得到的式(37)的近似式,式(50)為進一步使用“cosθm≈1”這一近似得到的式(39)的近似式,式(51)為進一步使用“(Ld-Lq)iδsinθm<<Φa”這一近似得到的式(50)的近似式。另外,使用式(49)、(50)或(51)時,使用ωe作為ω值。
(式49) Eexm≈ω((Ld-Lq)iδsinθm+Φa)cosθm…(49) (式50) Eexm≈ω((Ld-Lq)iδsinθm+Φa)…(50) (式51) Eexm≈ωΦa…(51) 為了計算出包含在式(49)等中的θm,使用上述式(40)。根據式(40)可知,由于θm為iδ的函數,因此Eexm也是iδ的函數。因為Eexm的計算很復雜,所以優(yōu)選與該計算相當使用適當的近似式。另外,也可以將與iδ對應的Eexm的值預先作為表格數據準備好,通過參照該表格數據來求得Eexm的值。
[第三計算方法] 接著,對于軸誤差Δθm的第三計算方法進行說明。在第三計算方法中,將對電動機1電樞繞組進行交鏈的交鏈磁通Φex,分解為qm軸上的交鏈磁通矢量和dm軸上的交鏈磁通矢量來考慮。然后,作為dm軸上的交鏈磁通矢量即交鏈磁通矢量Φexm(≈Φm;參照圖12),計算出軸誤差Δθm,由此,計算出作為控制上的推定軸的γ軸的相位(θe)(即,對轉子位置進行推定)。
若將交鏈磁通矢量Φexm的γ軸成分和δ軸成分,分別設為Φexmγ和Φexmδ,根據圖12可知,Δθm=tan-1(-Φexmδ/Φexmγ)。因為Φexm是將Eexm除以ω后得到,所以Δθm,如下式(52)所示。另外,在式(52)中,假設最終Δθm很小,使用tan-1(-Φexmδ/Φexmγ)≈(-Φexmδ/Φexmγ)這一近似。
(式52) ...(52) 使用式(52)計算出Δθm時,可以忽略微分項pLqiγ和pLdiδ。另外,Lm的值通過與上述第一計算方法中的方法同樣的方法確定。
[第四計算方法] 接著,對軸誤差Δθm的第四計算方法進行說明。在第四計算方法中也與上述第三計算方法同樣,使用交鏈磁通矢量Φexm,計算出軸誤差Δθm,由此,計算出作為控制上的推定軸的γ軸的相位(θe)(即,對轉子位置進行推定)。但是在第四計算方法中,不使用交鏈磁通矢量Φexm的γ軸成分Φexmγ。具體來說,使用下述式(53)計算出軸誤差Δθm。另外,在式(53)中,假設最終Δθm很小,使用sin-1(-Φexmδ/Φexm)≈(-Φexmδ/Φexm)這一近似。
(式53) ...(53) 在使用式(53)計算出Δθm時,可以忽略微分項pLdiγ。另外,Lm的值,根據與上述第一計算方法中的方法同樣的方法確定。
式(53)中的Φexm的計算中,使用上述式(39)的兩邊除以ω得到的公式。作為Φexm運算用的近似式,例如可以使用下式(54)、(55)或(56)。下述式(54)、(55)和(56),分別為將式(49)、(50)和(51)的兩邊除以ω得到的式。另外,在使用式(54)、(55)或(56)時,作為ω的值使用ωe。
(式54) Φexm≈(Ld-Kq)iδsinθm+Φa)cosθm…(54) (式55) Φexm≈((Ld-Lq)iδsinθm+Φa)…(55) (式56) Φexm≈Φa…(56) 為了計算出包含在式(54)等中的θm,使用上述式(40)。根據式(40)可知,因為θm是iδ的函數,所以Φexm也是iδ的函數。因為Φexm的計算復雜,所以優(yōu)選相當于計算而使用適當的近似式。另外,也可以事先將與iδ對應的Φexm的值作為表格數據準備好,參照該表格數據得到Φexm的值。
在K(iδ)=1/Φexm,K(iδ)取為補正系數時,在第四計算方法中的第二軸誤差推定部202等的內部構成,為圖36所示。另外,也可以根據iδ的值變更比例積分運算器中所使用的增益(比例系數或積分系數),來代替使用補正系數K(iδ)。
[第五計算方法] 接著,對軸誤差Δθm的第五計算方法進行說明。在第五計算方法中,使用dm-qm軸上電流(電動機模型的電流)與γ-δ軸上電流之間的誤差電流,來計算出軸誤差Δθm,由此,計算出作為控制上的推定軸的γ軸的相位(θe)(即,對轉子位置進行推定)。
使用數學式說明該方法。首先,忽略上述式(38)的右邊第三項后,可以得到下述式(57)。
(式57) 以采樣周期Ts進行離散化,式(57)可以寫為下述式(58)。
(式58) …(58) 另一方面,根據第二軸誤差推定部202等的計算而得到的推定電流iMγ和iMδ,使用在模型上計算出Eexmγ和Eexmδ得到的推定感應電壓EMexmγ和EMexmδ,表示為下述式(59)。
(式59) …(59) 第二軸誤差推定部202等,分別計算出推定感應電壓EMexmγ和EMexmδ作為Eexmγ和Eexmδ的推定值。另外,因為使用Lm代替Lq,來計算出推定電流iMγ和iMδ,所以推定電流iMγ和iMδ,可以分別稱為推定電動機電流Ia的dm軸成分和qm軸成分得到的電流。
基于電流檢測器11所檢測的電動機電流Ia的固定軸成分(iu和iv)的電流iγ和iδ、與通過計算得到的推定電流iMγ和iMδ之差即誤差電流Δiγ和Δiδ,根據式(58)和(59)可表示為下式(60)。
(式60) ...(60) 這里,ΔEexmγ為感應電壓Eexmγ與作為感應電壓Eexmγ的推定值的推定感應電壓EMexmγ之間的誤差,ΔEexmδ為感應電壓Eexmδ與作為感應電壓Eexmδ的推定值的推定感應電壓EMexmδ之間的誤差。
根據式(60)可知,感應電壓的推定值的誤差(ΔEexmγ等)和誤差電流(Δiγ)成正比例關系。因此,可以使用誤差電流來使感應電壓的推定值的誤差收斂。即,可以使用推定感應電壓EMexmγ和EMexmδ作為正確推定感應電壓Eexmγ和Eexmδ得到的結果來使用(可以正確推定感應電壓)。
具體來說,使用前一次的推定感應電壓和前一次的推定誤差,來計算出此次的推定感應電壓。更具體地說,通過下式(61),逐次計算出推定感應電壓EMexmγ和EMexmδ。這里,g是用于使感應電壓的推定值的誤差收斂的反饋(field back gain)增益。
(式61) ...(61) 然后,如上述的第一或第二計算方法那樣,使用下述式(62)或(63)計算出軸誤差Δθm。
(式62) (式63) 另外,在式(58)~式(63)中,括號“()”內標記的記號(n或n-1),表示以采樣周期Ts離散化后的情況下的采樣定時。n為自然數,n表示(n-1)之后到來的采樣定時。構成電動機控制裝置3a或3b的各個部分,在每個采樣周期Ts,逐次計算并輸出各個值。具體地說,例如,iγ(n)和iδ(n),是第n次采樣定時中的iγ和iδ,iγ(n-1)和iδ(n-1),是第(n-1)次的采樣定時中的iγ和iδ。iγ和iδ以外也是同樣。
若使如上述那樣計算出的軸誤差Δθm收斂于零,使γ軸跟隨dm軸,則iγ和iδ分別跟隨idm和iqm。即可以說,在高速用控制的執(zhí)行時,電動機控制裝置3a或3b將流入電動機1的電流分解為qm軸成分和dm軸成分,來進行電動機1的驅動控制。
《變形例》 各實施方式中說明過的事項,只要不發(fā)生矛盾,均可以應用到其他實施方式。另外,上述說明文字中所示的具體的數值僅僅是示例,當然可以將其變更為各種各樣的數值。
雖然在上述第一實施方式中,以iγ*設為零或近似零的值,在第二~第七實施方式中,高速用控制的執(zhí)行時,以iγ*設置為零或近似零的值進行了說明,但是,在需要進行弱磁通控制的旋轉速度下,當然也可以輸出具有與該旋轉速度對應的值的iγ*。
另外,電流檢測器11,如圖3等所示,也可以為直接檢測電動機電流的結構,還可以代之以,由電源側的DC電流的瞬間電流再現(xiàn)電動機電流,由此檢測出電動機電流的結構。
另外,各個實施方式中的電動機控制裝置的功能一部分或全部,可例如使用安裝在通用的微型運算機等當中的軟件(程序)來實現(xiàn)。在使用軟件實現(xiàn)電動機控制裝置時,表示電動機控制裝置的各個部分的結構的方框圖,表示功能方框圖。當然,也可以不用軟件(程序),僅用硬件構成電動機控制裝置。
另外,雖然高速用控制的執(zhí)行時,以實現(xiàn)最大轉矩控制(或接近其的控制)為前提,對第二~第七實施方式進行了說明,但通過靈活使用上述內容,也可以得到與最大轉矩控制不同的期望的矢量控制。當然,此時也能得到上述的參數調整的簡化等效果。
例如,在第二~第七實施方式中,作為qm軸采用的是,相位比朝向與在實現(xiàn)最大轉矩控制時應該供給電動機1的電流矢量的朝向相一致的旋轉軸、更超前的旋轉軸。由此,可以降低鐵損,提高電動機的效率。只要使qm軸的相位適當超前,就可以實現(xiàn)最大效率控制。
在實現(xiàn)最大轉矩控制時,將Lm的值通過上述式(42)計算出來,但是通過采用比上述式(42)計算出的值更小的值作為Lm的值,可以提高電動機的效率。
另外,為了切換低速用控制和高速用控制,在第二~第六實施方式中,例示了將推定軸在d-q軸和dm-qm軸間切換的結構,在第七實施方式中,例示了將推定軸在基于速度指令的軸和dm-qm軸間切換的結構。但是,本發(fā)明并不局限于此,即執(zhí)行低速用控制時推定的軸,也可以是d-q軸或基于速度指令的軸以外的軸,執(zhí)行高速用控制時推定的軸,也可以是dm-qm軸以外的軸。而且,在執(zhí)行低速用控制時推定的軸和執(zhí)行高速用控制時推定的軸不同時,可以使用如第二~第七實施方式所示的、與控制(和推定處理)的切換相關的技術。
從圖3的電動機控制裝置3除去推定器20得到的部分,構成控制部。從圖14的電動機控制裝置3a除去推定器40得到的部分,構成控制部。在圖14的電動機控制裝置3a中,控制部也可以認為包括重疊電壓生成部41,也可以認為不包括。從圖25的電動機控制裝置3b除去推定器45得到的部分構成控制部。
在各個實施方式中,坐標變換器12和18、減法器13和14以及電流控制部15,構成電壓指令運算部。磁通控制部(16、44或47)、速度控制部17和減法器19構成電流指令運算部。
另外,在本說明書中,基于描述的簡化的考慮,有時通過僅有標號(iγ等)的標記,來表現(xiàn)該記號對應的狀態(tài)量等。即,在本說明書中,例如,“iγ”與“γ軸電流iγ”指的是同一內容。
本發(fā)明適用于使用電動機的所有電氣設備。例如,通過電動機的旋轉驅動的電動汽車或用于空調等中的壓縮機等。
包括上述各種的指令值(iγ*、iδ*、vγ*、vδ*等)和其他的狀態(tài)量(ωe等)的、要導出(或推定)的所有值的導出方法(或推定方法)是任意的。即例如,可以通過電動機控制裝置(3或3a等)內的運算來導出(或推定)它們,也可以從預先設定的表格數據導出(或推定)它們。
權利要求
1、一種電動機控制裝置,具備推定電動機的轉子位置的推定器、和根據推定的所述轉子位置控制所述電動機的控制部,其特征在于
在將與所述電動機轉子的旋轉相應進行旋轉的、互相垂直的兩個旋轉軸,設為x1軸和y1軸,
將與所述x1軸不同的旋轉軸設為x2軸,將與所述x2軸垂直的旋轉軸設為y2軸的情況下,
所述控制部,可以切換執(zhí)行第一控制和第二控制,所述第一控制,為將流入所述電動機的電動機電流分解為與所述x1軸平行的x1軸成分和與所述y1軸平行的y1軸成分,并進行所述電動機的控制;所述第二控制,為將所述電動機電流分解為與所述x2軸平行的x2軸成分和與所述y2軸平行的y2軸成分,并進行所述電動機的控制。
2、根據權利要求1所述的電動機控制裝置,其特征在于,
所述推定器,形成為可執(zhí)行第一推定處理和第二推定處理,所述第一推定處理用于使所述控制部執(zhí)行所述第一控制;所述第二推定處理用于使所述控制部執(zhí)行所述第二控制,根據表示所述轉子的旋轉速度的速度信息,將實際執(zhí)行的推定處理在所述第一推定處理和第二推定處理間切換。
3、根據權利要求1所述的電動機控制裝置,其特征在于,
在將與構成所述轉子的永磁體所生成的磁通平行的軸作為d軸,將從d軸起超前電角90度的軸設為q軸,將朝向與實現(xiàn)最大轉矩控制時的電流矢量的朝向相一致的旋轉軸、或相位比該旋轉軸超前的旋轉軸設為qm軸,將與該qm軸垂直的旋轉軸設為dm軸的情況下,
所述x1軸和所述y1軸,分別為所述d軸或所述q軸,或為基于所提供的速度指令值的軸,
所述x2軸和所述y2軸,分別為所述dm軸和所述qm軸。
4、根據權利要求2所述的電動機控制裝置,其特征在于,
所述推定器,將實際執(zhí)行的推定處理在所述第一推定處理和第二推定處理間切換時,根據所速度信息,或根據從切換開始起的經過時間,實施引入雙方的推定處理的推定結果所得到的推定處理,并且將實際執(zhí)行的推定處理從一方的推定處理轉移到另一方的推定處理。
5、根據權利要求2所述的電動機控制裝置,其特征在于,
所述推定器,具備第一推定處理部,其導出用于推定以規(guī)定的固定軸作為基準的所述x1軸的相位的值;和
第二推定處理部,其使用規(guī)定的第一電感作為與所述電動機的q軸電感對應的運算用參數,來導出用于推定以所述固定軸作為基準的所述x2軸的相位的值,
根據所述第一推定處理部的導出值而推定的所述x1軸的相位,在所述第一推定處理的執(zhí)行時表示應該推定的所述轉子位置,并且根據所述第二推定處理部的導出值而推定的所述x2軸的相位,表示在所述第二推定處理的執(zhí)行時應該推定的所述轉子位置,
所述第二推定處理部,通過使用與所述第一電感不同的規(guī)定的第二電感作為所述運算用參數,可以導出用于推定所述x1軸的相位的值,
所述推定器,將實際執(zhí)行的推定處理從所述第一推定處理向所述第二推定處理切換時,從將暫時在所述第二推定處理部中使用的所述運算用參數作為所述第二電感向所述第一電感變更,并最終收斂于所述第一電感,根據該變更過程中的所述第二推定處理部的導出值,推定切換時的所述轉子位置。
6、根據權利要求2所述的電動機控制裝置,其特征在于,
所述推定器,具備第一推定處理部,其導出用于推定以規(guī)定的固定軸作為基準的所述x1軸的相位的值;和
第二推定處理部,其導出用于推定以所述固定軸作為基準的所述x2軸的相位的值,
根據所述第一推定處理部的導出值而推定的所述x1軸的相位,在所述第一推定處理的執(zhí)行時表示應該推定的所述轉子位置,并且根據所述第二推定處理部的導出值而推定的所述x2軸的相位,表示在所述第二推定處理的執(zhí)行時應該推定的所述轉子位置,
所述第一推定處理部,將所述推定器實際執(zhí)行的推定處理從所述第一推定處理向所述第二推定處理切換時,可以導出用于暫時推定所述x2軸的相位的值,
所述推定器,在將實際執(zhí)行的推定處理從所述第一推定處理切換到所述二推定處理時,在該切換之前,暫時將所述第一推定處理部的導出值,向用于推定所述x2軸的相位的、所述第二推定處理部的導出值收斂,該收斂后,執(zhí)行所述第一推定處理向所述第二推定處理的實際切換。
7、根據權利要求1所述的電動機控制裝置,其特征在于,
在將與構成所述轉子的永磁體所形成的磁通平行的軸設為d軸,將與d軸對應的控制上的推定軸設為γ軸時,
所述控制部,在將實際執(zhí)行的控制在所述第一控制和所述第二控制間切換時,將所述電動機電流的γ軸成分應該跟隨的γ軸電流指令值,在第一控制用的電流指令值和第二控制用的電流指令值間切換。
8、根據權利要求7所述的電動機控制裝置,其特征在于,
所述控制部,在將實際執(zhí)行的控制在所述第一控制和所述第二控制間切換時,暫時根據所述第一和所述第二控制用的電流指令值這雙方來導出所述γ軸電流指令值。
9、一種電動機驅動系統(tǒng),其特征在于,具備
電動機;
驅動所述電動機的逆變器;以及,
通過控制所述逆變器來控制所述電動機的、權利要求1所述的電動機控制裝置。
全文摘要
一種電動機控制裝置,將朝向與實現(xiàn)最大轉矩控制時的電流矢量的朝向相一致的旋轉軸作為qm軸,將與該qm軸正交的旋轉軸作為dm軸。電動機控制裝置,根據轉子的旋轉速度,切換執(zhí)行低速用無傳感器控制和高速用無傳感器控制。在低速用無傳感器控制中,使用電動機的磁凸極性,通過高頻旋轉電壓注入等來推定d-q軸。在高速用無傳感器控制中,根據通過轉子的旋轉所生成的感應電壓等推定dm-qm軸。高速用無傳感器控制的執(zhí)行時,γ(dm)軸電流,被與δ(qm)軸電流無關地維持于零。
文檔編號H02K21/00GK101098117SQ20071011222
公開日2008年1月2日 申請日期2007年6月26日 優(yōu)先權日2006年6月28日
發(fā)明者富樫仁夫 申請人:三洋電機株式會社
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