專利名稱：多相dc到dc變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本公開涉及具有多相架構(gòu)的DC到DC變換器。
背景技術(shù)：
本部分中的陳述僅提供與本公開相關(guān)的背景信息，并且可以不構(gòu)成現(xiàn)有技術(shù)。
各種類型的DC到DC變換器是已知的，它們包括以多相配置工作的兩種或多種變換器。例如，多相DC到DC變換器是已知的，其釆用兩個獨立的串聯(lián)諧振變換器。兩個諧振變換器的輸出在相位上偏移開九十度。這導(dǎo)致在輸出端產(chǎn)生重疊電流(overlapping current)。然而，如本發(fā)明的發(fā)明人認(rèn)識到的那樣，由于輸出電流實質(zhì)上是正弦的，所以即使利用重疊，輸出電容器中的波紋電流仍可能會相當(dāng)高。另外，諧振組件必需很好地匹配以實現(xiàn)兩個變換器之間的可接受的電流共享(current sharing)。否則，輸出電容器中的波紋電流將會更高。此外，因為變換器的工作頻率典型是變化的以實現(xiàn)調(diào)節(jié)，所以難以在所有工作條件下實現(xiàn)軟開關(guān)。這導(dǎo)致較低的效率和較高的電磁干擾(EMI)。因此，需要對現(xiàn)有的多相DC到DC變換器進(jìn)行改進(jìn)。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本公開的一個方面，多相DC到DC變換器包括輸入端、輸出端、至少第一和第二變換器、電感器、輸出電容器和驅(qū)動電路。驅(qū)動電路被配置成開關(guān)第一和第二變換器，使第一和第二變換器之間具有預(yù)定相移。電感器被可操作地連接到第一和第二變換器，并且輸出電容器被可操作地連接在電感器和輸出端之間。根據(jù)本公開的另一方面，多相DC到DC變換器包括輸入端、輸出
端、至少第一和第二變換器、電感器、輸出電容器和驅(qū)動電路。驅(qū)動電路被配置成開關(guān)第一和第二變換器，使第一和第二變換器之間具有預(yù)定相移。輸出電容器被可操作地連接在第一和第二變換器與輸出端
之間，并且電感器被可操作地連接在(a)第一和第二變換器與(b)輸入端或輸出電容器之間。
根據(jù)本公開的又一方面，多相DC到DC變換器包括輸入端、輸出端、輸出電容器、至少第一和第二變換器、以及可操作地連接到第一和第二變換器的電感器，當(dāng)?shù)诙儞Q器以相對于第一變換器具有大約九十度的相位差的方式工作時，電感器在輸出電容器中提供基本上為零的波紋電流。
根據(jù)本文中提供的描述，其它方面和適用范圍將變得顯而易見。應(yīng)該理解的是，本文中的描述和具體實例僅僅意在例證的目的，并且并非意在限制本公開的范圍。


本文中描述的附圖僅用于例證的目的，并且不管怎樣絕非意在限制本公開的范圍。
圖1A是根據(jù)本公開的一個方面的DC到DC變換器的框圖。圖1B是根據(jù)本公開的另一方面的DC到DC變換器的框圖。圖2是根據(jù)本公開的一個實施例的DC到DC變換器的電路圖。圖3是繪出圖2的DC到DC變換器中的電源開關(guān)的操作的時序圖。圖4是圖2的DC到DC變換器中的初級繞組之一處的等效電路。圖5是采用同步整流器MOSFET的多相DC到DC變換器的電路圖。
圖6-10繪出圖5的多相變換器的電流和電壓波形。
圖11是與圖2的變換器相似，但是電感器LI連接到其輸入端的多相DC到DC變換器的電路圖。
圖12是與圖2的變換器相似，但在初級側(cè)使用全橋拓?fù)涞亩嘞郉C到DC變換器的電路圖。
圖13是在初級側(cè)使用全橋拓?fù)洳⒃诖渭墏?cè)使用橋式整流器的多相
7DC到DC變換器的電路圖。
圖14是具有四個變換器的多相DC到DC變換器的電路圖，每個變換器在初級側(cè)采用半橋拓?fù)洳⒃诖渭墏?cè)采用中心抽頭全橋整流器。
圖15示出圖14中示出的四個變換器的驅(qū)動信號波形。
具體實施例方式
各種實施例的以下描述在實質(zhì)上僅是示例性的，并且并非意在限制本公開的范圍及其潛在應(yīng)用。
根據(jù)本公開的一個方面的多相DC到DC變換器在圖1A中示出并且總體以附圖標(biāo)記100指示。如圖1A中所示，多相變換器100包括輸入端Vin，輸出端V。ut，多個變換器102、 104、 106，電感器L，以及輸出電容器C。多相變換器100還包括驅(qū)動電路(未示出)，該驅(qū)動電路用于開關(guān)多個變換器102-106，使它們之間具有預(yù)定相移。如圖1A中所示，輸出電容器C被可操作地連接在多個變換器102-106和輸出端之間，并且電感器L被可操作地連接在多個變換器102-106和輸出電容器C之間。
圖IB示出另一多相DC到DC變換器150。圖IB的變換器150與圖1A的變換器100相似。然而，在圖1B的變換器150中，電感器L被可操作地連接在輸入端Vin和多個變換器102-106之間。對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員而言顯而易見的是，圖1A的變換器中的電感器L的值可以不同于圖IB的變換器中的電感器L的值。
如下面進(jìn)一步說明的那樣，在圖IA和IB的多相變換器中設(shè)置電感器L有利地減小了輸出電容器C中的波紋電流，平衡了多個變換器102-106中的電流，并且促進(jìn)了無損開關(guān)過渡。這繼而導(dǎo)致多相DC到DC變換器與現(xiàn)有技術(shù)相比具有改善的效率。
盡管在圖IA和IB中顯示出三個單獨的變換器102-106，但應(yīng)該理解的是，在本公開的任何給定應(yīng)用中可以采用兩個或多個變換器。例如，附加的變換器可以添加到特定實現(xiàn)方案中以實現(xiàn)更高的效率和/或增加的輸出功率。無論變換器的數(shù)目如何，多個變換器優(yōu)選地采用相同的拓?fù)洹＠?，多個變換器可以是正向變換器、橋式變換器(包括全橋、半橋等)、推挽式變換器等。不同變換器之間的相位差可以取決于所采用的變換器的數(shù)目而變化以控制整流后的脈沖的重疊。另外，每個變換器的電源開關(guān)的占空比可以取決于諧振參數(shù)而變化。例如，如果僅使用兩個變換器，則每個變換器可以以大約50%的占空比并以大約九十度的相位差工作?？蛇x地，如果使用四個變換器，則每個變
換器可以以大約50%的占空比并以大約四十五度的相位差被開關(guān)。
此外，每個變換器優(yōu)選地包括整流電路，諸如中心抽頭全波整流
器、橋式整流器或用于從AC功率產(chǎn)生DC功率的任何其它適合的整流電路。
這些教導(dǎo)可以在廣范的多種多樣的DC功率應(yīng)用中采用，包括較高電壓以高效率變換成具有電流隔離(galvanic isolation)的較低輸出電壓的那些應(yīng)用。 一些實例包括但不限于從48V電信輸入總線生成低電壓隔離型輸出總線(6V至12V),以及從高電壓(350V至400V)DC整體供電生成低電壓輸出總線。在這樣的應(yīng)用中，也可以使用預(yù)調(diào)節(jié)器(pre-regulator)或后調(diào)節(jié)器(post-regulator)以實現(xiàn)更致密的調(diào)節(jié)和瞬時響應(yīng)。更一般地，本教導(dǎo)可以用在使用重疊控制驅(qū)動的任何交錯正向變換拓?fù)渲小?br> 圖2示出根據(jù)本公開的一個特定實施例的多相DC到DC變換器200。變換器200包括輸入端Vin，輸出端V。ut，第一變換器202，第二變換器204，電感器L1，以及輸出電容器C4。第一和第二變換器202和204連接在輸入端Vjn和電感器Ll之間。此外，輸出電容器C4被連接在電感器L1和輸出端V。ut之間。
在圖2的特定實施例中，第一和第二變換器202、 204采用相同的拓?fù)洹Ｃ總€變換器是使其自身的隔離變壓器TX1、 TX2連接到整流電路206、 208的半橋變換器。在圖2的實施例中，整流電路206、 208被配置為中心抽頭全波整流器。
如圖2中所示，第一變換器202包括連接到變壓器TX1的初級繞組Pl的電源開關(guān)Ql和Q2。變壓器TX1的次級繞組Sl和S2被連接到包括二極管D2和D3的第一整流電路206。第二變換器204包括連接到變壓器TX2的初級繞組P2的電源開關(guān)Q3和Q4。變壓器TX2的次級繞組S3和S4被連接到包括二極管D4和D5的第二整流電路208。寄生電感(包括獨立的外部電感器(當(dāng)其被采用時)以及從次級側(cè)反射的任何寄生電感)被結(jié)合并在圖2中的變壓器TX1、 TX2的初級側(cè) 上被顯示為Lleakl和Lleak2。電容器C7、 C8是阻塞電容器。此外， 變壓器TX1、 TX2均具有N:1的匝數(shù)比。
在圖2的實施例中，電感器Ll和輸出電容器C4形成輸出濾波器。 盡管圖2的多相變換器200被配置為12V DC輸出電壓電源，但是本公 開的教導(dǎo)并不限于此，這對本領(lǐng)域的技術(shù)人員而言是顯而易見的。
在多相變換器200的工作期間，當(dāng)電源開關(guān)Ql或Q2之一被接通 時，初級繞組Pl被激勵。類似地，當(dāng)電源開關(guān)Q3或Q4之一被接通 時，初級繞組P2被激勵。激勵初級繞組P1和P2，會分別激勵次級繞 組S1-S2和S3-S4。在次級繞組S1-S4被激勵時，電力由第一和第二整 流電路206、 208整流并被傳遞到連接到輸出端的負(fù)載。
圖3的時序圖示出電源開關(guān)Q1-Q4如何由本特定實施例中的驅(qū)動 電路(未示出)以固定頻率開關(guān)。如圖3中所示，變換器被開關(guān)，使 得第二變換器202相對于第一變換器202以大約90度的相位差工作。 然而，應(yīng)該理解的是，第一和第二變換器202、 204可以在不脫離本公 開的范圍的情況下以其它相位差工作。開關(guān)Q1和Q2是互補的。開關(guān) Q3和Q4也是互補的，但相對于開關(guān)Ql和Q2在相位上偏移開90度。 此外，圖3示出兩個變換器如何以接近百分之五十(50%)的占空比工 作。更具體地，在該特定實施例中，兩個變換器以48%的占空比被開 關(guān)，并且在開關(guān)Q1、 Q2之間以及在開關(guān)Q3、 Q4之間有短暫死區(qū)時 間。
如圖2中進(jìn)一步示出的那樣，變換器的輸出端在LC濾波器(電感 器Ll和輸出電容器C4)之前短接在一起。具有如上所述的九十度相 位延遲的這種互連會導(dǎo)致重疊輸出。如果阻塞電容器C7、 C8被選擇成 與漏電感Lleakl、 Lleak2諧振，則這種重疊會有助于流過每個變壓器 的強制電流(force current)以諧振方式增加或減小。通過適當(dāng)?shù)剡x擇 阻塞電容器C7、 C8，漏電感Lleakl、 Leak2 (可能包括附加的外部電 感器和/或從變壓器TX1、 TX2的次級側(cè)反射的寄生電感)，以及變壓 器TX1、 TX2的磁化電感，零電壓接通和零電流關(guān)斷可以在所有工作 條件下實現(xiàn)。
現(xiàn)在將進(jìn)一步說明圖2的變換器200的操作。當(dāng)開關(guān)Ql在時刻
10T0被接通，第一變換器202正在傳遞功率時，假定穩(wěn)定狀態(tài)條件。當(dāng)
流過初級繞組Pl的電流達(dá)到反射的負(fù)載電流時，早先被充電至電壓
Vcb的阻塞電容器C7上的電壓將放電到零。此時，次級繞組Sl、 S2
兩端的電壓變?yōu)?br> 其中N是變壓器匝數(shù)比。在時刻T1，第二變換器204的電源開關(guān)Q3 被接通并且變壓器TX2被激勵。此時，阻塞電容器C8兩端的電壓是 Vcb。第二變換器204的次級繞組S3、 S4兩端的電壓將是
由于次級繞組S3、 S4兩端的電壓比次級繞組Sl、 S2兩端的電壓大 Vcb/N，所以第二變換器204將開始傳遞負(fù)載電流。
圖4顯示出在時刻Tl時，初級繞組P2處的等效電路(包括負(fù)載 電阻RL的影響)。第二變換器204中的電流由于漏電感Lleak2和阻塞 電容器C8而以諧振方式增加，直到該電流達(dá)到與反射的負(fù)載電流相等 的值。此時，由第二變換器204傳遞的電流將遵循反射的負(fù)載電流， 該反射的負(fù)載電流由電感器L1保持恒定。因此，諧振條件由另一變換 器202強加。
流過第二變換器204的電流增加的速率與流過第一變換器202的 電流減小的速率相同。當(dāng)流過第二變換器204的電流等于反射的負(fù)載 電流時，流過第一變換器202的電流將為零。因此，流過變換器202、 204的電流的增加或減小將是諧振的。諧振頻率將由漏電感Lleakl、 Lleak2和阻塞電容器C7、 C8確定。
如果適當(dāng)?shù)剡x擇諧振組件，則可以使反射的負(fù)載電流始終在開關(guān) 關(guān)斷之前諧振回到零。在反射的負(fù)載電流為零的情況下，在電源開關(guān) Ql關(guān)斷期間流過電源開關(guān)Q1的電流僅是變壓器TX1的磁化電流。通 過為變壓器TX1選擇磁化電感，使其足以為開關(guān)Q1的輸出電容充電， 為開關(guān)Q2的輸出電容放電，并在能量仍然在開關(guān)Q2的體二極管中循 環(huán)時接通開關(guān)Q2，開關(guān)Q2的零電壓開關(guān)可以得到實現(xiàn)。在每次電流
ii從變換器202、 204中的一個轉(zhuǎn)移到另一個時，電流操作和等效電路都 是相同的。
在圖2的多相變換器中包括電感器L1 ，基本上減小或消除了輸出 電容器C4中的波紋電流。因此，電感器L1的值可以相當(dāng)小(例如， 100 nH)。另外，電感器L1有助于實現(xiàn)變換器中的電流平衡，盡管在 諧振組件中存在容差或偏差。
增加電流上升/下降時間(例如，通過增加諧振頻率)，會增加可獲 得的死區(qū)時間的量。在許多已知的變換器中，峰值電流隨著死區(qū)時間 的增加而增加，這會導(dǎo)致更高的RMS電流。然而，在圖2的多相變換 器200中，由于電感器L1，峰值電流不隨死區(qū)時間的增加而增加。
在可選實施例中，可以使用同步整流器FET (例如MOSFET)來 代替二極管(例如，在整流電路206、 208中)以進(jìn)一步改善效率。由 于(在同步FET被使用時)流過同步FET的電流在接通和關(guān)斷期間為 零，所以可以消除FET上的電壓尖脈沖。此外，通過適當(dāng)?shù)剡x擇驅(qū)動 定時，還可以消除體二極管傳導(dǎo)。即使為了安全工作而允許一些體二 極管傳導(dǎo)，損耗仍將是可以忽略的，因為在關(guān)斷期間電流幾乎為零。 圖5示出與圖2的變換器200相似，但采用同步整流器MOSFET (來 代替二極管D2-D5)的多相隔離型DC到DC變換器300。
圖6-10繪出為275V DC輸入電壓、12V輸出電壓、IOOA輸出電 流和1200W輸出功率配置的圖5的多相隔離型變換器300的電流和電 壓波形。兩個半橋變換器以200kHz工作，產(chǎn)生800kHz的輸出波紋頻 率。
圖6繪出兩個變壓器的初級繞組中的電流210、 212。如圖中所示， 初級電流210、 212均具有三角波形。類似地，次級電流(未示出)是 三角形的，隔離型變換器300的輸入和輸出電流也是如此。此外，波 形210和212的改變速率基本上相同。結(jié)果，輸出電容器C4中的波紋 電流可以基本上為零。例如，波紋可以高達(dá)電容器C4中的電流的2%。 然而，應(yīng)該理解的是，波紋電流會取決于寄生電感Lleakl和Lleak2和 /或第一和第二變換器202和204的占空比的值而變化。
圖7繪出開關(guān)Ql兩端的電壓214 (Vds)和流過開關(guān)Ql的電流 216 (Id)。這些波形214、 216顯示出除了在關(guān)斷時的小磁化電流以外，在開關(guān)過渡期間不存在任何電壓或電流重疊。
圖8繪出開關(guān)Ql如何以零電流接通。圖9繪出開關(guān)Ql如何以零 反射負(fù)載電流(除了小磁化電流以外)關(guān)斷。圖IO示出初級繞組中的 電流210和相關(guān)同步整流器MOSFET的門驅(qū)動218。這些波形示出初 級側(cè)的反射負(fù)載電流幾乎為零，除了在同步整流器關(guān)斷時的小磁化電 流以外。這意味著體二極管并沒有傳導(dǎo)任何可察覺的負(fù)載電流。
圖11示出根據(jù)本公開的另一實施例的多相DC到DC變換器400。 變換器400與圖2的多相變換器200相似。然而，在圖11的變換器400 中，電感器Ll被可操作地連接在變換器202、 204和輸入端之間。更 具體地，圖11中的電感器L1被連接在變換器202、 204和輸入電容器 Cl之間。通過包括任選的緩沖電路402、 404 (其可以是R-C緩沖器)， 圖11的變換器400可以實現(xiàn)與圖2的變換器200相同的結(jié)果。在制造 某些DC到DC變換器時，將電感器L1連接到輸入端比連接到輸出端 更容易。在這些情形下，圖11的實施例比圖2的實施例更可取，因為 兩個實施例都能實現(xiàn)基本上相同的結(jié)果。
圖12示出根據(jù)本公開的另一實施例的多相DC到DC變換器500。 變換器500與圖2的多相變換器200相似。然而，在圖12的變換器500 中，在變壓器T1、 T2的初級側(cè)采用全橋拓?fù)洹?br> 圖13示出根據(jù)本公開的又一實施例的多相DC到DC變換器600。 變換器600在變壓器T1、 T2的初級側(cè)上采用全橋拓?fù)洌⒃诖渭墏?cè)上 采用橋式整流器。
圖14示出根據(jù)本公開的另一實施例的多相DC到DC變換器700。 如圖14中所示，變換器700在變壓器Tl-T4的初級側(cè)上包括四個半橋 變換器，并在次級側(cè)上包括四個中心抽頭全波整流器。如圖15中所示， 每個半橋變換器均以大約百分之五十(50%)的占空比并且以大約四十 五度(45°)相位差工作。
除了上述益處之外，本公開的教導(dǎo)可在任何給定實現(xiàn)方案中提供 以下附加的優(yōu)點更高的效率；效率幾乎與開關(guān)頻率無關(guān)；更低的電 壓應(yīng)力從而允許更低額定電壓的整流器；減小的開關(guān)損耗和同步整流 器(在被采用時)中的體二極管傳導(dǎo)損耗；由于更高的開關(guān)頻率而具 有高功率密度而不損失效率；緩慢的上升電流從而導(dǎo)致較低的EMI; 半導(dǎo)體上的更低應(yīng)力；由于同步整流器體二極管(在被采用時)中沒 有反向恢復(fù)電流而具有低噪聲；由于更少的硅的使用而具有更低成本； 以及由于少的輸出濾波器組件而具有更低成本和更高的功率密度。
1權(quán)利要求
1.一種多相DC到DC變換器，包括輸入端、輸出端、至少第一和第二變換器、電感器、輸出電容器以及驅(qū)動電路，該驅(qū)動電路被配置成開關(guān)所述第一和第二變換器，使所述第一和第二變換器之間具有預(yù)定相移，所述電感器被可操作地連接到所述第一和第二變換器，并且所述輸出電容器被可操作地連接在所述電感器和所述輸出端之間。
2. 如權(quán)利要求1所述的多相DC到DC變換器，其中所述驅(qū)動電 路被配置成當(dāng)所述電感器正在由所述第一變換器充電時接通所述第二 變換器，以由此在所述第二變換器的接通期間基本上實現(xiàn)零電流過渡。
3. 如權(quán)利要求2所述的多相DC到DC變換器，其中所述變換器 中的至少一個包括變壓器，該變壓器具有連接到至少一個初級開關(guān)的 初級繞組和連接到至少一個同步整流器的次級繞組，并且其中所述驅(qū) 動電路被配置成在接通所述初級開關(guān)之后不久接通所述同步整流器。
4. 如權(quán)利要求3所述的多相DC到DC變換器，其中所述驅(qū)動電 路還被配置成在關(guān)斷所述初級開關(guān)之前不久關(guān)斷所述同步整流器。
5. 如權(quán)利要求2所述的多相DC到DC變換器，其中所述第一和 第二變換器分別包括第一和第二整流電路。
6. 如權(quán)利要求5所述的多相DC到DC變換器，其中所述第一和 第二整流電路包括二極管整流器。
7. 如權(quán)利要求5所述的多相DC到DC變換器，其中所述第一和 第二整流電路包括同步整流器。
8. 如權(quán)利要求2所述的多相DC到DC變換器，其中所述變換器 中的至少一個包括變壓器，該變壓器具有連接到第一和第二開關(guān)的初 級繞組，并且其中所述驅(qū)動電路被配置成向所述第一和第二開關(guān)提供基本上互補的控制信號。
9. 如權(quán)利要求1所述的多相DC到DC變換器，其中所述預(yù)定相 移為大約90度。
10. 如權(quán)利要求1所述的多相DC到DC變換器，其中所述第一和 第二變換器采用相同的拓?fù)洹?br> 11. 如權(quán)利要求10所述的多相DC到DC變換器，其中所述第一 和第二變換器是半橋變換器。
12. 如權(quán)利要求11所述的多相DC到DC變換器，其中所述驅(qū)動 電路被配置成以大約百分之五十(50%)的占空比開關(guān)所述第一和第二 變換器中的每一個。
13. 如權(quán)利要求10所述的多相DC到DC變換器，其中所述第一 和第二變換器是全橋變換器。
14. 如權(quán)利要求1所述的多相DC到DC變換器，其中至少所述第 一變換器包括中心抽頭全波整流器。
15. 如權(quán)利要求1所述的多相DC到DC變換器，其中至少所述第 一變換器包括橋式整流器。
16. 如權(quán)利要求1所述的多相DC到DC變換器，其中所述驅(qū)動電 路被配置成以固定頻率開關(guān)所述第一和第二變換器，使所述第一和第 二變換器之間具有所述預(yù)定相移。
17. —種多相DC到DC變換器，包括輸入端、輸出端、至少第一 和第二變換器、電感器、輸出電容器以及驅(qū)動電路，該驅(qū)動電路被配 置成開關(guān)所述第一和第二變換器，使所述第一和第二變換器之間具有 預(yù)定相移，所述輸出電容器被可操作地連接在所述第一和第二變換器與所述輸出端之間，并且所述電感器被可操作地連接在(a)所述第一 和第二變換器與(b)所述輸入端或所述輸出電容器之間。
18. 如權(quán)利要求17所述的多相DC到DC變換器，其中所述電感 器被可操作地連接在(a)所述第一和第二變換器與(b)所述輸入端 之間。
19. 如權(quán)利要求18所述的多相DC到DC變換器，其中所述變換 器中的至少一個包括變壓器，該變壓器具有連接到第一和第二開關(guān)的 初級繞組，并且其中所述驅(qū)動電路被配置成向所述第一和第二開關(guān)提 供基本上互補的控制信號。
20. 如權(quán)利要求18所述的多相DC到DC變換器，其中所述預(yù)定 相移為大約90度。
21. 如權(quán)利要求18所述的多相DC到DC變換器，其中所述第一 和第二變換器采用相同的拓?fù)洹?br> 22. 如權(quán)利要求21所述的多相DC到DC變換器，其中所述第一 和第二變換器是半橋變換器。
23. 如權(quán)利要求22所述的多相DC到DC變換器，其中所述驅(qū)動 電路被配置成以大約百分之五十(50%)的占空比開關(guān)所述第一和第二 變換器中的每一個。
24. 如權(quán)利要求18所述的多相DC到DC變換器，其中至少所述 第一變換器包括中心抽頭全波整流器。
25. 如權(quán)利要求18所述的多相DC到DC變換器，其中至少所述 第一變換器包括橋式整流器。
26. 如權(quán)利要求17所述的多相DC到DC變換器，其中所述電感器被可操作地連接在(a)所述第一和第二變換器與(b)所述輸出電 容器之間。
27. —種多相DC到DC變換器，包括輸入端、輸出端、輸出電容 器、至少第一和第二變換器以及可操作地連接到所述第一和第二變換 器的電感器，當(dāng)所述第二變換器以相對于所述第一變換器具有大約九 十度的相位差的方式工作時，所述電感器在所述輸出電容器中提供基 本上為零的波紋電流。
28. 如權(quán)利要求27所述的多相DC到DC變換器，其中所述第一 和第二變換器均以大約百分之五十(50%)的占空比工作。
29. 如權(quán)利要求28所述的多相DC到DC變換器，其中所述第一 和第二變換器是所述多相DC到DC變換器中僅有的變換器。
30. 如權(quán)利要求27所述的多相DC到DC變換器，其中所述電感 器被可操作地連接在所述第一和第二變換器與所述輸入端之間。
31. 如權(quán)利要求27所述的多相DC到DC變換器，其中所述電感 器被可操作地連接在所述第一和第二變換器與所述輸出電容器之間。
32. 如權(quán)利要求27所述的多相DC到DC變換器，還包括用于以 固定頻率開關(guān)所述第一和第二變換器的驅(qū)動電路。
33. 如權(quán)利要求27所述的多相DC到DC變換器，還包括至少第 三和第四變換器。
34. 如權(quán)利要求28所述的多相DC到DC變換器，其中所述第一、 第二、第三和第四變換器均以大約百分之五十(50%)的占空比并以大 約四十五度的相位差工作。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種多相DC到DC變換器，其包括輸入端、輸出端、至少第一和第二變換器、電感器、輸出電容器以及驅(qū)動電路。驅(qū)動電路被配置成開關(guān)第一和第二變換器，使第一和第二變換器之間具有預(yù)定相移。輸出電容器被可操作地連接在第一和第二變換器與輸出端之間。電感器可以設(shè)置在輸入端側(cè)或輸出端側(cè)。當(dāng)設(shè)置在輸入端側(cè)時，電感器被可操作地連接在輸入電容器與第一和第二變換器之間。當(dāng)設(shè)置在輸出端側(cè)時，電感器被可操作地連接在第一和第二變換器與輸出電容器之間。該多相DC到DC變換器能夠?qū)崿F(xiàn)無損開關(guān)過渡并且能夠在輸出電容器中實現(xiàn)可忽略的波紋電流。
文檔編號H02M3/22GK101496267SQ200680038232
公開日2009年7月29日 申請日期2006年10月13日 優(yōu)先權(quán)日2005年10月14日
發(fā)明者I·貝爾特倫, J·西加瑪尼, V·帕德克 申請人:雅達(dá)電子國際有限公司