專利名稱：電壓型脈寬調制變流器的控制系統(tǒng)和方法
技術領域：
本發(fā)明涉及電壓型脈寬調制(PWM)變流器的控制系統(tǒng)和方法。
雖然PWM變流器的控制方法有多種，但其目的都是為了實現(xiàn)高功率因數(shù)和能量的雙向流動。目前主要有電流滯環(huán)控制(HCC)、固定開關頻率的預測電流控制(PCFF)、幅相調節(jié)控制(PAC)等方法。前兩種方法都采用直接電流控制方式，能有效地跟蹤負載電流的變化，動態(tài)性能好。但電流滯環(huán)控制方法的開關頻率會隨著負載電流的變化而變化，給開關器件帶來附加的電應力。預測電流控制方法比較復雜，受參數(shù)變化的影響較大。幅相調節(jié)控制方法采用間接電流控制方式，它較為簡便。已經有人提出采用鞍形波脈寬調制(SAPWM，Saddle PWM)來優(yōu)化幅相控制(參見陳國呈等人“在最優(yōu)化PWM模式控制下變頻器大輸出特性”，中國交流電機調速傳動學術會議論文集，北戴河，1989年，第204-207頁)。但總的來說，幅相調節(jié)控制方法的快速性不高。
由此看來，需要一種這樣一種PWM變流器，它兼有控制簡便和動態(tài)性能良好的優(yōu)點。本發(fā)明的采用具有電流前饋的相量調節(jié)方法的電壓型脈寬調制變流器能符合這一要求。
一種用于控制電壓型鞍形波脈寬調制變流器的控制系統(tǒng)的方法，其中包括下述步驟由鑒相裝置求出要檢測的線電壓和相電流之間的功率因數(shù)角φ；由轉換計算裝置根據(jù)所述功率因數(shù)角φ求出電源相電壓和調制后生成的相電壓之間的夾角α的偏移量Δα；由轉換計算裝置根據(jù)檢測直流電壓求出調制深度M的偏移量ΔM；由相角控制比例積分調節(jié)器根據(jù)所述偏移量Δα得出所述相量之間的夾角α；由電壓控制比例積分調節(jié)器根據(jù)所述偏移量ΔM得出所述調制深度M；由SAPWM調制器根據(jù)所述夾角α和調制深度M驅動電壓型鞍形波脈寬調制變流器的主電路。
圖2示出主電路R相的簡化等效電路。圖中，相量ER是電源R相的相電壓；相量UR’是變流器脈寬調制后生成的R’相的相電壓的基波成分；RN是分布電阻，因其值很小，可略去；電感LR上的電壓為UX。根據(jù)上述文獻，可以推出R’相電壓的基波成分有效值UR’為UR′=MEd6----(1)]]>式中，Ed是變流器直流側母線電壓，M是調制深度。另外，設Rd是變流器的負載電阻，φ是R相的功率因數(shù)角，Po為輸出有功功率，由能量關系Po=Ed2Rd=3ERIRcosφ]]>可以得出R相電流IR的有效值為IR=Ed23RdEdcosφ----(2)]]>圖3a示出順變狀態(tài)下的相量調節(jié)圖，圖中α是相量ER和UR’的夾角，為滯后角。這時交流電源向負載輸出能量。在由相量ER、UR’和UX構成的ΔOAB中，有ER＝UR’+UX。在直角ΔOAB的情形下，φ＝0，此時可由式(1)和(2)得出cosα=ERUR′=6ERMEd----(3)]]>又因UX＝ωLIR，有sinα=UXUR′=6ωLEd3MRdER----(4)]]>從而得出Rdsin2α=4ωLM2----(5)]]>由此看出，當L、M一定時，式(3)的左端的乘積是常數(shù)。該式說明，變流器的負載能力與串聯(lián)電感量及調制深度有關。當α＜π/4時，隨著Rd減小(即，負載加重)，控制角α單調增大。當α＝π/4時，Rd達到最小值4ωL/M。
可以利用圖3a來分析Rd發(fā)生突變的情形。當Rd突然減小時，系統(tǒng)從開始時的工作點B經多次調整(例如，沿BCEF曲線)逼近實現(xiàn)單位功率因數(shù)的新平衡點D點。當Rd突然增大時，系統(tǒng)從開始時的工作點P經多次調整(例如，沿PN弧線)逼近新的平衡點D?？傊?，當負載發(fā)生突變時，系統(tǒng)的工作點必須沿著直角三角形的垂直邊上下移動，才能滿足單位功率因數(shù)、恒定直流電壓和系統(tǒng)能量平衡的要求。
圖3b示出逆變狀態(tài)下的相量調節(jié)圖，此時外部直流電源的能量回饋到電網。在由相量ER、UR’和UX構成的ΔOAB中，同樣有ER＝UR’+UX。這里α是超前角。為分析方便，將

圖1中的外部直流電源等效為電流源Is，于是Id＝-(Is-Io)。在直角ΔOAB中功率因數(shù)cosφ＝-1，負號表示電功率回饋到電網。由逆變狀態(tài)下的能量關系Po＝EdId＝3ERIRcosφ以及式(1)可以得出sinα=UXUR′=6ωLId3MER----(6)]]>再考慮到式(3)，可得sin2α=-4ωL(Is-Io)M2RdIo----(7)]]>由上式可見，當外部直流電流Is＞Io變化時，α從0至-π/4負方向單調增大。
可以利用圖3b來分析外部直流電壓發(fā)生突變的情形。當外部直流電壓突然升高(即電流Is增大)時，系統(tǒng)從開始時的工作點H經多次調整(例如，沿HJKQ曲線)逼近實現(xiàn)單位功率因數(shù)的新平衡點W。當外部直流電壓突然降低時，系統(tǒng)從開始時的工作點S經多次調整(例如，沿ST弧線)逼近新的平衡點W?？傊?，當外部直流電壓發(fā)生突變時，系統(tǒng)的工作點必須沿著直角三角形的垂直邊上下移動，才能滿足單位功率因數(shù)、恒定直流電壓和系統(tǒng)能量平衡的要求。
為了提高系統(tǒng)的動態(tài)性能，要求在圖3a和3b中沿垂直線附近變化的過渡曲線最短。為此，可以采用電流前饋控制。在圖1中，在保持單位功率因數(shù)和恒定直流電壓的條件下，當負載陡變時，通過分析系統(tǒng)的相繼的兩個可控狀態(tài)下的輸出直流的變化，并且考慮變流器交流側和直流側的能量平衡關系，可以推導出下一個平衡狀態(tài)的角度α的附加控制量Δα’的表示式。從導出的表示式可以看出，Δα’與直流電流的變化率成比例Δα′∝dEddt----(8)]]>類似Δα’的推導，可以得出調制深度M的附加控制量ΔM’。ΔM’與下面的因子成比例ΔM′∝Δα′sin(α+Δα′)----(9)]]>由式(8)和(9)可以看出，通過檢測直流電壓的變化量，可轉化為下一個平衡狀態(tài)的附加控制量。于是，系統(tǒng)的控制方程為
α(n+1)＝α(n)+(kΔα+∫Δαdt)+Δα′(10)M(n+1)＝M(n)+(kΔM+∫ΔMdt)+ΔM′ (11)2.三相電壓型鞍形波脈寛調制變流器的控制系統(tǒng)圖4示出采用電流前饋的相量調節(jié)方式的三相電壓型鞍形波脈寛調制(SAPWM)變流器框圖。其控制系統(tǒng)包括數(shù)字信號處理器、驅動電路和鍵盤與顯示裝置。數(shù)字信號處理器包括由乘法器構成的鑒相裝置、轉換計算裝置、相角控制比例積分調節(jié)器、電壓控制比例積分調節(jié)器和SAPWM調制器。數(shù)字信號處理器采用單片機芯片(例如，TI公司的TMS220F2407)。交流側的線電壓和相電流送入鑒相裝置，由它求出線電壓eST和相電流iR之間的功率因數(shù)角φ。轉換計算裝置一方面根據(jù)該功率因數(shù)角φ求出電源相電壓和調制后生成的相電壓之間的夾角α的偏移量Δα。轉換計算裝置另一方面根據(jù)檢測直流電壓求出調制深度M的偏移量ΔM。相角控制比例積分調節(jié)器根據(jù)所述偏移量Δα得出所述相量之間的夾角α。電壓控制比例積分調節(jié)器根據(jù)所述偏移量ΔM得出所述調制深度M。SAPWM調制器根據(jù)所述夾角α和調制深度M通過驅動裝置驅動電壓型鞍形波脈寬調制變流器的主電路。根據(jù)直流電壓的變化，一方面保持直流母線電壓的恒定，另一方面調整變流器工作于順變或逆變狀態(tài)。3.實驗結果舉例圖5a示出恒定直流負載下從順變到逆變的實驗波形，而圖5b示出恒定直流負載下從逆變到順變的實驗波形。實驗參數(shù)為線電壓eST＝90V，電感L＝14，直流側電容C＝2200μF，負載R＝60Ω，順變時輸出直流電壓Ed＝150V，逆變時直流電源電壓Ed＝165V。圖5a的初始幾個周期是系統(tǒng)工作于順變狀態(tài)下相電壓與相電流的波形，后面是進入逆變時的波形。因提供逆變的外部直流電源的容量有限，逆變時電流較小。圖5b的情形與之相反。狀態(tài)切換過程約需100ms。在順變狀態(tài)下，輸出直流電壓的可調節(jié)范圍為130V至180V。經分析，相電流的基波因數(shù)為99.8％，位移功率因數(shù)為1，總輸入功率因數(shù)為0.99。在逆變狀態(tài)下，系統(tǒng)向電網回饋能量，位移功率因數(shù)為-1。
加入電流前饋后，在階躍負載下的實驗波形如圖6a和圖6b所示。圖中，相電壓波形的幅度較相電流的波形的幅度大。實驗參數(shù)為線電壓eST＝220V，直流側電容C＝1100μF，輸出直流電壓Ed＝385V，負載Rd＝100Ω和Rd＝60Ω。在圖6a中，負載電阻Rd突然減小，相電流滯后于相電壓。圖6b的情形與之相反。在未加入電流前饋的情形下，系統(tǒng)達到相電流與相電壓同步的響應時間為200ms以上，而加入電流前饋后，則減小到60ms。
實驗達到了單位功率因數(shù)和能量雙向流動的要求，且輸出直流電壓恒定可調。相電流的諧波含量為6.1％，波形幾乎接近于正弦波。由于加入了電流前饋控制，有效地提高了幅相控制方式的動態(tài)性能。
值得注意的是，必須在系統(tǒng)中加入鎖相環(huán)控制，這樣能夠及時跟蹤電源電壓的變化，保障系統(tǒng)的正常工作。
在相位調節(jié)控制方式中，調制深度M和控制角α是兩個相互耦合的控制量。α對控制的權重較大，不調節(jié)α，系統(tǒng)將無法工作。不調節(jié)M，則引起直流電壓Ed的波動，從而影響到對于功率因數(shù)角φ的控制。
雖然針對三相脈寬調制變流器實施了本方法，但對于單相脈寬調制變流器也可采用類似的方法。
雖然在本發(fā)明的脈寬調制變流器中使用了鞍形調制波，但也可以使用正弦調制波。
權利要求
1.一種用于電壓型脈寬調制變流器的控制系統(tǒng)，其特征在于，所述控制系統(tǒng)包括數(shù)字信號處理器，所述數(shù)字信號處理器包括鑒相裝置，由乘法器構成，用于求出功率因數(shù)角φ，所述鑒相裝置有兩個輸入端，分別輸入檢測線電壓和相電流，所述功率因數(shù)角φ經所述鑒相裝置的輸出端輸出；轉換計算裝置，用于根據(jù)所述功率因數(shù)角φ求出電源相電壓和調制后生成的相電壓之間的夾角α的偏移量Δα，以及根據(jù)檢測直流電壓求出調制深度M的偏移量ΔM，所述轉換計算裝置有兩個輸入端，分別連接所述鑒相裝置的輸出端和所述變流器的直流電壓端，所述轉換計算裝置有兩個輸出端，分別輸出所述偏移量Δα和所述偏移量ΔM；相角控制比例積分調節(jié)器，用于得出所述相量之間的夾角α，所述轉換計算裝置的輸出Δα送至其輸入端，所述夾角α由其輸出端送出；電壓控制比例積分調節(jié)器，用于得出所述調制深度M，所述轉換計算裝置的輸出ΔM送至其輸入端，所述夾角α由其輸出端送出；以及脈寬調制調制器，用于根據(jù)得出的所述夾角α和調制深度M驅動所述電壓型脈寬調制變流器的主電路。
2.如權利要求1所述的控制系統(tǒng)，其特征在于，所述控制系統(tǒng)還包括驅動電路，所述驅動電路與所述數(shù)字信號處理器以及所述變流器的主電路相連，用于驅動所述變流器的主電路。
3.如權利要求1所述的控制系統(tǒng)，其特征在于，所述控制系統(tǒng)還包括鍵盤與顯示裝置，所述鍵盤與顯示裝置與所述數(shù)字信號處理器相連。
4.一種用于控制電壓型脈寬調制變流器的控制系統(tǒng)的方法，其特征在于，所述方法包括下述步驟由鑒相裝置求出線電壓和相電流之間的功率因數(shù)角φ；由轉換計算裝置根據(jù)所述功率因數(shù)角φ求出電源相電壓和調制后生成的相電壓之間的夾角α的偏移量Δα；由轉換計算裝置根據(jù)檢測直流電壓求出調制深度M的偏移量ΔM；由相角控制比例積分調節(jié)器根據(jù)所述偏移量Δα得出所述相量之間的夾角α；由電壓控制比例積分調節(jié)器根據(jù)所述偏移量ΔM得出所述調制深度M；有檢測出直流電壓的變化量轉化為系統(tǒng)下一個平衡狀態(tài)的附加控制量Δα’和ΔM’；由脈寬調制器根據(jù)所述夾角α和調制深度M驅動電壓型脈寬調制變流器的主電路。
全文摘要
一種電壓型脈寬調制變流器的控制系統(tǒng)和方法，該控制系統(tǒng)的轉換計算裝置根據(jù)鑒相裝置求出的功率因數(shù)角φ求出控制角α的偏移量Δα以及根據(jù)直流電壓求出調制深度M的偏移量ΔM。采用電流前饋的相量調節(jié)方法以提高系統(tǒng)的動態(tài)性能，系統(tǒng)的脈寬調制器根據(jù)相角控制比例積分調節(jié)器和電壓控制比例積分調節(jié)器得出的α值和M值來驅動變流器的主電路。
文檔編號H02M7/66GK1477779SQ03116730
公開日2004年2月25日 申請日期2003年5月1日 優(yōu)先權日2003年5月1日
發(fā)明者孫承波, 屈克慶, 陳國呈 申請人:上海大學