使用諧波混頻的異步時間交織波形發(fā)生器的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一種使用諧波混頻的異步時間交織波形發(fā)生器。波形發(fā)生器包括將數(shù)字輸入信號分成多個分離信號的分離器，每個分離信號具有與數(shù)字輸入信號頻率帶寬基本上類似的分離信號頻率帶寬。將分離信號與關(guān)聯(lián)的數(shù)字諧波信號進行混頻以生成多個數(shù)字混頻信號，然后將其以與至少一個所述數(shù)字諧波混頻器的一階諧波信號不同的有效采樣率而轉(zhuǎn)換為模擬信號。多個模擬諧波混頻器將關(guān)聯(lián)的模擬信號與關(guān)聯(lián)的模擬諧波信號進行混頻以生成混頻模擬信號。將混頻模擬信號合并成具有大于多個DAC中的至少一個的帶寬的輸出信號帶寬的輸出信號。
【專利說明】使用諧波混頻的異步時間交織波形發(fā)生器
[0001] 相關(guān)申請的交叉引用
[0002] 本申請要求2013年3月21日提交的申請?zhí)?1/803,970的美國臨時專利申請的 利益，其全部內(nèi)容被并入本文中。

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0003] 本公開涉及生成波形的波形發(fā)生器和方法。更具體地，本公開涉及使用諧波混頻 的高速任意波形或函數(shù)發(fā)生器。

【背景技術(shù)】
[0004] 波形發(fā)生器（諸如，任意波形發(fā)生器（AWG)或任意函數(shù)發(fā)生器（AFG))的可用帶寬 能夠由被用來根據(jù)數(shù)字波形序列而生成信號的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器（DAC)來限制。DAC的可用 帶寬由DAC的模擬帶寬或最大采樣率的一半中較小者來限制。用于利用現(xiàn)有的DAC限制來 生成較高帶寬輸出信號的常規(guī)技術(shù)能夠是復(fù)雜且昂貴的系統(tǒng)。
[0005] 例如，同步時間交織能夠被用來實現(xiàn)有效的較高DAC采樣率。多個DAC根據(jù)在單 個DAC采樣周期內(nèi)的時間上偏移的分離輸入序列來生成波形。模擬信號被合并而達到實際 上倍增（multiply)的采樣率。然而，在其中DAC的模擬帶寬變?yōu)橄拗埔蛩氐氖纠?，需?高帶寬活動合并器（諸如，模擬多路復(fù)用器或者采樣和保持多路復(fù)用器）來實現(xiàn)較高的帶 寬。
[0006] 常規(guī)的多路復(fù)用時間交織系統(tǒng)使多路復(fù)用器以與DAC通道帶寬類似的采樣率來 計時（clock)，以使得DAC在多路復(fù)用器時鐘間隔期間具有充分的時間來過渡和穩(wěn)定。在這 些常規(guī)的系統(tǒng)中，DAC與多路復(fù)用器同步地計時，以使得每個DAC樣本由多路復(fù)用器來選通 (gate)并且然后選擇。DAC帶寬的此類限制限制了 DAC采樣率，并且繼而限制了多路復(fù)用 器時鐘率。作為結(jié)果，這些常規(guī)系統(tǒng)需要多個DAC通道來實現(xiàn)所期望的性能。
[0007] 由于DAC通道的數(shù)量增加，所以系統(tǒng)的整體成本和復(fù)雜度相應(yīng)地增加。例如，每個 DAC需要單獨的存儲器和數(shù)字輸入路徑以及計時和使所有DAC通道同步的方法，這需要物 理上大型且復(fù)雜的多路復(fù)用芯片。多路復(fù)用芯片的增大的尺寸以及復(fù)雜度還導(dǎo)致較長的通 信路徑，并且因而導(dǎo)致除了其它挑戰(zhàn)之外的寄生電容、電感、電磁噪聲、以及設(shè)計困難方面 的增加。
[0008] 在另一技術(shù)中，輸入信號的子頻帶被數(shù)字地下變頻到能夠通過較低采樣率DAC的 頻率范圍。將較大的輸入信號帶寬分成多個低帶寬DAC通道。在DAC的低帶寬處被轉(zhuǎn)換為 模擬信號之后，子頻帶被數(shù)字地上變頻到相應(yīng)的原始頻率范圍，并且合并成數(shù)字輸入信號 的表示。然而，當轉(zhuǎn)換具有被路由通過單個DAC通道的頻率含量的任意輸入信號時，因為重 新合并后的輸出具有來自僅一個DAC通道的信號能量和來自所有DAC通道的噪聲能量，所 以其包含固有噪聲，這使系統(tǒng)的整體信噪比（SNR)降級。
[0009] 因此，本領(lǐng)域?qū)⑹芤嬗诰哂懈倪M的SNR的波形生成設(shè)備和方法。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0010] 圖1是根據(jù)本發(fā)明的實施例的使用諧波混頻的示例性波形發(fā)生器的框圖。
[0011] 圖2是根據(jù)實施例的使用諧波混頻的另一個示例性波形發(fā)生器的框圖。
[0012] 圖3A、3B、4A、4B、5A、5B以及6是由圖1中所示的示例性波形發(fā)生器所生成的各種 信號的示例性頻譜分量。
[0013] 圖7A、7B、8、9以及10是所公開的波形發(fā)生器的示例性諧波混頻器的電路圖。

【具體實施方式】
[0014] 本公開描述了用于通過使用諧波混頻來提高模擬輸出信號的采樣率和可用帶寬 的波形發(fā)生器的DAC系統(tǒng)的實施例。
[0015] 圖1是使用諧波混頻和其中的一些可以在各種示例中是可選的各種濾波器的示 例性波形發(fā)生器100的框圖。波形發(fā)生器100包括被構(gòu)造為接收數(shù)字輸入信號104的分離 器102。分離器102被構(gòu)造為將數(shù)字輸入信號104分成多個分離信號106。數(shù)字輸入信號 104能夠是任何合適的波形數(shù)據(jù)序列。
[0016] 每個分離信號106具有與輸入信號頻率帶寬基本上類似的分離信號頻率帶寬。分 離器102能夠是能夠?qū)?shù)字輸入信號104分成多個信號的任何種類的電路。例如，分離信 號106能夠包括具有給定的采樣率的任何期望的數(shù)字輸入流，并且包括所記錄、存儲、和/ 或生成的數(shù)據(jù)序列。
[0017] 將分離信號106輸入到被構(gòu)造為將其關(guān)聯(lián)的分離信號106與關(guān)聯(lián)的數(shù)字諧波信號 數(shù)字地混頻以生成數(shù)字混頻信號110的數(shù)字諧波混頻器108。每個數(shù)字諧波混頻器產(chǎn)生數(shù) 字混頻信號。如圖1中所示，數(shù)字諧波信號能夠包括將諧波信號施加于分離信號的本地振 蕩器（L0) 112。在一些示例性系統(tǒng)中，數(shù)字L0能夠是數(shù)控振蕩器。
[0018] 數(shù)字諧波混頻器108是被配置為將信號與多個諧波進行混頻的任何設(shè)備。盡管已 經(jīng)結(jié)合諧波混頻來描述了倍增和/或混頻，但如以下將更詳細描述的，能夠?qū)⒕哂惺剐盘?與多個諧波相乘的效果的任何設(shè)備用作諧波混頻器。
[0019] 在一些示例中，多個諧波能夠包括零階諧波、或DC分量。例如，諧波信號能夠是由 公式⑴所表示的信號：
[0020] (1)諧波信號=l+2*cos (2 π
[0021] 在公式⑴中，匕表示一階諧波，并且t表示時間。因而，具有公式⑴的形式的 信號具有DC處和頻率匕處的諧波。
[0022] 倒相信號諧波能夠是由公式（2)所表示的信號：
[0023] ⑵倒相諧波信號=l-2*cos (2 π *Fdt)
[0024] 與由公式（1)所表示的諧波信號類似，倒相諧波信號具有DC處和頻率匕處的諧 波。然而，頻率匕處的一階諧波相對于由公式（1)所表示的諧波信號中的類似的一階諧波 異相了 180度。
[0025] 再次參照圖1，將混頻數(shù)字信號110輸入到濾波器114?；祛l數(shù)字信號110能夠具 有大于DAC122的最大有效采樣率的采樣率，并且能夠包括大于DAC122的有效采樣率的一 半的頻率帶寬。濾波器114能夠限制混頻數(shù)字信號的帶寬，以防止混疊信號失真。
[0026] 濾波器能夠包括生成對混頻信號的凈濾波（net filtering)的對稱低通濾波器 (LPF)，所述混頻信號具有與諧波信號的一階諧波的頻率的大約一半基本上互補的頻率響 應(yīng)。高于F/2的給定偏移處的頻率響應(yīng)和低于頻率？/2的給定偏移處的頻率響應(yīng)能夠加 為1。盡管1被用作示例，但如期望的，能夠諸如為縮放信號而使用其它值。進一步地，將以 上示例作為理想情況來描述。所實現(xiàn)的濾波能夠具有不同的響應(yīng)，以考慮非理想的分量、校 準等。
[0027] 在圖1中所示的波形發(fā)生器的數(shù)字域116中示出了對稱濾波器，但其在其它示 例中能夠附加地或可替代地被包括在模擬域118中。將濾波后的混頻數(shù)字信號120輸入 到關(guān)聯(lián)的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器122 (DAC)。濾波后的混頻數(shù)字信號120的采樣率被下采樣以匹 配DAC的采樣率，在一些示例中，所述DAC能夠與濾波器114合并。下采樣能夠通過抽取 (decimate)濾波后的混頻數(shù)字信號120的輸出序列諸如通過保留輸出序列的較少數(shù)量的 米樣來發(fā)生。
[0028] 以上描述的分離、濾波、混頻、和/或下采樣中的任何一個能夠由任何合適的數(shù)字 電路來實現(xiàn)，包括但不限于，數(shù)字信號處理器（DSP)、微處理器、可編程邏輯設(shè)備、通用處理 器、或具有適當?shù)耐鈬O(shè)備的其它處理系統(tǒng)，如所期望的，包括對完全離散的組件的完整集 成。
[0029] 每個DAC122構(gòu)造為將濾波后的混頻數(shù)字信號120轉(zhuǎn)換成模擬信號124。DAC122 是配置為將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為模擬信號的任何種類的電路。根據(jù)需要，每個DAC122能夠包括 放大器、濾波器、衰減器、以及其它數(shù)字或模擬電路，以在數(shù)字信號被轉(zhuǎn)換為模擬信號之前 或之后放大、濾波、衰減、或以其它方式處理信號。
[0030] DAC122被配置為以有效采樣率來操作。在圖1中所示的示例性波形發(fā)生器中，將 DAC122示出為單個DAC，但在其它示例中，每個DAC可以包括以較低的采樣率來操作的多個 交織的DAC，以實現(xiàn)較高的有效采樣率。
[0031] DAC122(或多個交織的DAC)的有效采樣率與至少一個所述關(guān)聯(lián)的數(shù)字諧波混 頻器108的一階諧波信號不同。至少一個所述數(shù)字諧波信號的一階諧波與至少一個所述 DAC122的有效采樣率不同。例如，諧波信號的一階諧波Fi能夠是20GHz，并且DAC122的采 樣率能夠是25GS/s。因而，一階諧波Fi與DAC122的有效采樣率不同。
[0032] 在一些示例中，數(shù)字諧波信號的一階諧波不需要是DAC122的有效采樣率的整數(shù) 倍數(shù)或約數(shù)。與數(shù)字諧波混頻器108關(guān)聯(lián)的諧波信號的一階諧波不是DAC122的有效采樣 率的整數(shù)倍數(shù)或約數(shù)。
[0033] 在一些示例中，諧波信號的一階諧波能夠處于DAC122的有效采樣率與DAC122的 有效采樣率的一半之間。一階諧波的此類頻率允許一階諧波之上和/或之下的較高頻率分 量下變頻到低于DAC122的采樣率的一半。因而，此類頻率分量能夠由DAC122有效地轉(zhuǎn)換 為模擬信號124。
[0034] 分離輸入信號的每個頻帶通過所有的路徑。當多于一個通道被合并以處理單個輸 入信號時，每個通道或路徑基本上接收數(shù)字輸入信號的整個帶寬。由于數(shù)字輸入信號通過 所有的DAC來發(fā)送，所以改善了 SNR。
[0035] 將模擬信號124輸入到可選的濾波器，諸如，圖1的示例性波形發(fā)生器100中所示 的重建濾波器126。重建濾波器126構(gòu)造為對來自DAC122的模擬信號124進行濾波，并基 本上消除信號124中的DAC鏡像頻率分量。在一些可替代的示例中，重建濾波器能夠是DAC 和/或混頻器的一部分。
[0036] 將濾波后的模擬信號128輸入到多個關(guān)聯(lián)的諧波模擬混頻器130。對于每個分離 信號通道，存在一個混頻器130。諧波模擬混頻器130被構(gòu)造為將濾波后的模擬信號128中 的關(guān)聯(lián)的一個與模擬諧波信號進行混頻，以生成多個混頻模擬信號134。在一些示例中，模 擬諧波信號與對應(yīng)的數(shù)字諧波信號在頻率和相位方面基本上類似。諧波模擬混頻器的諧波 信號能夠包括將諧波信號施加于濾波后的模擬信號128的本地振蕩器（L0) 132。如以下更 詳細描述的，能夠使模擬諧波信號的L0132與數(shù)字諧波信號的L0112同步。
[0037] 雖然數(shù)字諧波信號和模擬諧波信號分別是數(shù)字和模擬信號，但用于它們的比例因 子能夠彼此相同或類似。將來自模擬諧波混頻器的輸出信號稱為重新混頻信號134。
[0038] 將重新混頻信號134輸入到被構(gòu)造為將多個重新混頻（或混頻）模擬信號134 個并成具有大于多個數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器中的至少一個的帶寬的輸出信號帶寬的輸出信號138 的單個合并器136。來自合并器136的模擬輸出信號138是被施加于分離器102的數(shù)字輸 入信號104的重建。
[0039] 使用了諧波信號112U32的某種形式的同步。例如，能夠?qū)⒛M諧波信號的諧波 鎖定到與DAC相關(guān)的時鐘。數(shù)字和模擬混頻器的頻率能夠是以模擬形式存在于DAC通道中 但也與數(shù)字數(shù)據(jù)流相關(guān)的較低速時鐘的諧波。在其它示例中，數(shù)字諧波信號或相關(guān)信號也 由DAC來轉(zhuǎn)換，并且在模擬域中可用，以與模擬L0信號進行同步。在又另一個示例中，帶外 音調(diào)能夠被添加到混頻數(shù)字信號中的一個或多個。使用20GHz、ll. 25GHz、或20GHz的9/16 的一階諧波能夠被添加到混頻數(shù)字信號。因為所添加的音調(diào)能夠被設(shè)為在由一個或多個可 選的數(shù)字濾波器所建立的帶寬（依賴于過渡帶大約是9GHz)之外，所以音調(diào)能夠?qū)暮喜?器所輸出的重建后的信號具有基本上可忽略的影響。然而，音調(diào)對于25GS/s米樣率而言能 夠小于尼奎斯特頻率即小于12. 5GHz，這意指音調(diào)能夠通過在對模擬混頻信號濾波之前使 用所述模擬混頻信號來采集。無論所使用的同步技術(shù)如何，都維持數(shù)字諧波信號和模擬諧 波信號之間的相位和頻率關(guān)系。
[0040] 圖2是具有被分離器204分成兩個DAC通道206、208的輸入信號202的波形發(fā)生 器200的示例。圖2中所示的示例包括用于各種分量和用于信號頻率、采樣率等的特定的 示例值。數(shù)字輸入信號202是具有50GS/s的采樣率的任意波形序列。數(shù)字輸入信號202 被帶限為18GHz，以防止來自各種諧波信號的混頻分量延伸越過鄰近的諧波頻率。復(fù)制該序 列，并且每個路徑由分離器204來內(nèi)插到2X數(shù)字輸入信號的采樣率或者lOOGS/s。
[0041] 然后由數(shù)字混頻器210、211使用兩個路徑206、208之間的倒相（180度相移）時 鐘來將復(fù)制的信號與20. 3125GHz時鐘的零階和一階諧波212、213數(shù)字地混頻。然后，混 頻數(shù)字信號214被對稱地低通濾波216并且抽取到是每個關(guān)聯(lián)的DAC218的輸入處的采樣 率的25GS/s采樣率。如果期望的話，數(shù)字諧波混頻和濾波步驟能夠與抽取濾波合并。DAC 輸出再次利用重建濾波器220來濾波，以除去由DAC自身所產(chǎn)生的鏡像信號，并且具有在 10. 15625GHz(即，諧波信號帶寬的一半）的頻率周圍幅度地對稱的來自模擬混頻器輸出的 凈響應(yīng)。
[0042] 然后，由模擬混頻器224再次使用兩個路徑之間的倒相（180度相移）時鐘來在 模擬域中將濾波后的模擬信號222與20. 3125GHz數(shù)字時鐘212的相同的零階和一階諧波 進行混頻。該兩個路徑在合并器處被求和并濾波，以除去20. 3125GHz之上的含量。在圖 2中所示的示例性任意波形發(fā)生器200中，數(shù)字諧波混頻器210、211的L0212、213和模擬 諧波混頻器224的L0226能夠使用分頻采樣時鐘的13階諧波。（25GHz/16 = 1. 5625GHz， 13*1.5625 = 20. 3125GHz)。
[0043] 圖3A-6是圖2中所示的波形發(fā)生器系統(tǒng)中的各種信號的頻譜分量的示例。圖3A 示出作為數(shù)字輸入信號并且因而是圖2的分離信號的頻譜的頻譜300。使用公式（1)中所 定義的諧波信號的以上示例，如由頻譜300所表示的，諧波混頻器的DC分量使分離信號通 過。然而，還將輸入信號中的頻譜300與頻率匕處的一階諧波進行混頻。結(jié)果所得的頻譜 302是這種混頻的產(chǎn)物。因而，數(shù)字混頻信號包括頻譜300和頻譜302的分量。在本文并且 在其它附圖中，頻譜分量被圖示為單獨且重疊，然而，實際的頻譜將是頻譜300和302的合 并。
[0044] 參照圖3B，由于將數(shù)字輸入信號與數(shù)字諧波混頻器的倒相L0信號的DC諧波進行 混頻，所以頻譜310類似地表示倒相數(shù)字混頻信號的分量。頻譜312類似地表示倒相L0和 頻譜310的混頻產(chǎn)物。如以上所描述的，數(shù)字諧波混頻器的倒相L0信號的一階諧波從L0 信號212的一階諧波相移了 180度。倒相數(shù)字諧波信號中的180度相移誘發(fā)頻譜312中的 180度相移。在圖3B中，180度相差被圖示為虛線。
[0045] 圖4A和4B表示濾波后的數(shù)字混頻信號的頻譜。在該示例中，濾波能夠發(fā)生在所 公開的波形發(fā)生器系統(tǒng)和方法的數(shù)字和/或模擬域中。例如，數(shù)字混頻信號能夠利用具有 接近DAC的有效采樣率的一半的截止頻率的數(shù)字對稱LPF來濾波。在一些示例中，濾波能 夠是對應(yīng)的DAC、數(shù)字濾波器等的固有濾波的函數(shù)。
[0046] 在一些示例中，對數(shù)字混頻信號的凈濾波能夠?qū)е屡c數(shù)字混頻器的L0信號的一 階諧波的頻率的大約一半基本上互補的頻率響應(yīng)。高于頻率F/2的給定偏移處的頻率響 應(yīng)和低于頻率Fi/2的給定偏移處的頻率響應(yīng)能夠加為1。盡管在該示例中使用了 1，但如 期望的，能夠諸如為縮放信號而使用其它值。進一步地，將以上示例作為理想情況來描述， 并且附加濾波能夠被用來考慮非理想的分量、校準等。在示例性系統(tǒng)中，抽取濾波器、對稱 濾波器、以及校準濾波器也被用來補償模擬域中的非理想響應(yīng)。
[0047] 在頻率響應(yīng)的特定示例中，使用以上所描述的20. 3125GHz Fi，頻率F/2是 10. 15625GHz。從 DC 到 9. 12625GHz，頻率響應(yīng)是 1。從 9. 15265 到 11. 15625GHz，頻率響應(yīng) 從1線性地改變?yōu)?,從而在10. 15625GHz處通過1/2。在圖4A和4B中示出了結(jié)果所得的 頻譜分量。圖4A示出了包括由400所圖示的頻譜200的較低頻率部分和由頻譜402所圖 示的頻譜302的較低頻率部分的濾波后的混頻模擬信號。由于數(shù)字混頻，所以頻譜402盡 管在頻率中被反轉(zhuǎn)，但也包括頻譜300的較高子頻帶的頻率分量。類似地，圖4B的頻譜分 量410和412與圖3A的頻譜310和312的較低頻率分量相對應(yīng)。在頻譜412中保存了頻 譜312的180度相位關(guān)系。
[0048] 因此，通過諧波混頻，雖然子頻帶的跨度將會超過與DAC關(guān)聯(lián)的尼奎斯特帶寬，但 數(shù)字輸入信號的兩個子頻帶也被轉(zhuǎn)換為模擬信號。每個混頻信號（不論模擬的、數(shù)字的、濾 波后的等）包括數(shù)字輸入信號的每個子頻帶的分量，諸如圖4A和4B中所示的頻譜300的 低頻子頻帶和高頻子頻帶。
[0049] 例如，數(shù)字輸入信號的子頻帶被頻移以處于基帶子頻帶的帶寬內(nèi)。在一些示例中， 數(shù)字輸入信號的每個子頻帶被頻移以處于單個子頻帶的帶寬內(nèi)。然而，依賴于諧波信號和 子頻帶的數(shù)量，每個子頻帶可以不存在于每個混頻信號中。
[0050] 圖5A和5B表示被輸入到合并器的重新混頻后的信號的頻譜。如以上所描述的， 模擬諧波信號和數(shù)字譜波信號能夠具有基本上類似的頻率和相位。因此，將圖4A的頻譜與 DC分量和一階模擬諧波信號進行混頻。頻譜500和502表示將圖4A的頻譜400和402與 DC分量進行混頻所得的頻譜。頻譜504表示將頻譜400與一階諧波進行混頻的結(jié)果。頻譜 506和508表示將圖4A的頻譜402與一階諧波進行混頻。
[0051] 類似地，圖5B表示用于倒相諧波信號的重新混頻后的信號的頻譜。頻譜510和512 表示將DC分量與圖4B的頻譜進行混頻。頻譜514表示將倒相模擬諧波信號的一階諧波與 圖4B的頻譜410進行混頻。特別地，由于倒相模擬諧波信號的一階諧波具有相對的180度 相移，所以結(jié)果所得的頻譜514也具有180度相移，由虛線所表示。
[0052] 還將圖4B的頻譜412與倒相模擬諧波信號的一階諧波進行混頻；然而，頻譜412 已經(jīng)具有180度誘發(fā)的相移。因而，附加的180度相移導(dǎo)致有效的0度相移，由頻譜516和 518的實線所表示。
[0053] 圖6示出了從圖1中所示的合并器所輸出的重建后的數(shù)字輸入信號的頻譜600。 頻譜604和606表示形成頻譜600的分量子頻帶。頻譜602表示根據(jù)關(guān)于圖5A和5B所描 述的混頻的附加邊帶。在該示例中，頻譜602被濾掉；然而，在其它示例中，子頻帶能夠延伸 超出一階諧波頻率匕。在該情況下，因為頻譜602生成自較低的頻率子頻帶，所以能夠通過 相消的合并來消除之。
[0054] 由于重新混頻后的信號的分量的相對定相，所以其原始頻率范圍中的子頻帶相長 地合并，而其原始頻率范圍之外的子頻帶被定相成相消地合并。參照圖5A、5B、以及6,當被 合并時，頻譜500和510相長地合并，這導(dǎo)致頻譜604。頻譜502和512因頻譜異相180度 而相消地合并。因而，留在基帶子頻帶內(nèi)的頻譜是原始的子頻帶。
[0055] 類似地，對于從大約F/2到Fi的子頻帶而言，頻譜506和516相長地合并成頻譜 606,而頻譜504和514相消地合并。頻譜508和518相長地合并成頻譜602 ;然而，由于頻 譜602超出所期望的輸入頻率范圍（在該示例中，大約是小于頻率Fj，所以所述頻譜602 會被濾掉。
[0056] 如由頻譜604和606所圖示的，過渡發(fā)生在作為以上參照圖4A和4B所描述的濾波 的結(jié)果的頻率F/2周圍。頻譜604和頻譜606的斜率是互補的。因而，當頻譜604和606 的頻率分量被合并時，頻譜600的結(jié)果所得的部分基本上匹配于原始的頻率譜。
[0057] 因此，通過將數(shù)字輸入信號與各種諧波信號進行混頻，使數(shù)字輸入信號的子頻帶 通過DAC的較低的帶寬。盡管混頻信號包括重疊的子頻帶，但由于諧波信號的定相，所以當 如以上所描述地被合并時，子頻帶相長地和相消地合并，以創(chuàng)建數(shù)字輸入信號的基本上準 確的模擬重建。
[0058] 在一些示例中，模擬和數(shù)字諧波信號彼此頻率和相位對齊。對齊模擬和諧波信號 的頻率和相位的一種方式是，選擇作為存在于模擬域中的DAC通道中但也與數(shù)字諧波信號 相關(guān)的較低速時鐘的諧波的混頻頻率。在其它示例中，單獨的DAC通道充當與模擬諧波混 頻器的混頻頻率相乘的參考頻率。在以上所描述的示例的一些中，模擬諧波混頻器在所有 通道上使DC諧波信號通過?？商娲?，能夠?qū)?shù)字輸入信號分成頻帶，并且每個頻帶與適 當?shù)幕祛l諧波信號相乘。然后，數(shù)字頻帶在被轉(zhuǎn)換為模擬信號之前被重新合并。對于每個 頻帶而言，僅一個時鐘諧波生成DAC通道的低通濾波器帶寬內(nèi)的混頻產(chǎn)物。處理DC輸入所 需的僅有的數(shù)字諧波混頻器用于低輸入頻帶，所述DC輸入與零階時鐘諧波進行混頻（即， 乘以1或在實際上不需要混頻器的情況下直接通過）。
[0059] 在另一個替代中，模擬混頻器能夠通過使標準混頻器拓撲適于執(zhí)行包括DC分量 的諧波混頻來在所有通道上使DC諧波信號通過。
[0060] 圖7A和7B圖示了能夠表示以上所討論的諧波混頻器中的任何一個或多個的諧波 混頻器的示例。圖7A圖示了 2路時間交織開關(guān)。圖7B圖示了 N路時間交織開關(guān)。
[0061] 在這些實施例中，開關(guān)780和/或781被配置為輸出信號782。當使用2路開關(guān) 780時，輸入信號784或786響應(yīng)于控制信號788而到輸出782。當使用N路開關(guān)781時， 響應(yīng)于控制信號788而將輸入信號784、786直到第N個輸入787切換到輸出782。例如，開 關(guān)781能夠是三擲開關(guān)、四擲開關(guān)等直到N擲開關(guān)，其使輸入信號784、786直到第N個輸入 787在輸出782處花費其時間的1/N。由于添加了進一步的路徑和子頻帶，所以諧波信號的 諧波能夠適當?shù)乇欢ㄏ?。在一些實施例中，諧波信號的相對相移能夠通過除以子頻帶的數(shù) 量的一個時段的時移而在相位中被隔開。
[0062] 由于與整體時鐘周期相比，脈沖變得較短，所以諧波含量變得更豐富。例如，對于 兩路或三路開關(guān)而言，使用了零階諧波（DC)和一階諧波。對于四路或五路開關(guān)而言，能夠 使用零階諧波、一階諧波和二階諧波。對于六路或七路開關(guān)而言，能夠使用零階諧波、一階 諧波、二階諧波和三階諧波。隨著N增大，脈沖變得更窄，從而生成更豐富的諧波含量?？?制信號788能夠是具有以上所描述的一階諧波的基本頻率或其它合適的諧波頻率的信號。
[0063] 輸入信號784、786直到第N個輸入787的所有頻帶經(jīng)過輸出路徑782。
[0064] 例如，參照開關(guān)780,控制信號788能夠是具有20. 3125GHz基本頻率的方波。作 為切換的結(jié)果，輸出782在控制信號的一半周期期間接收輸入信號784或786,并且在相反 的一半周期期間接收其它輸入信號。事實上，例如，輸出782是輸入信號784或786乘以在 20. 3125GHz處在0和1之間振蕩的方波。此類方波能夠由公式（4)來表示。
[0065]

【權(quán)利要求】
1. 一種波形發(fā)生器，包括： 分離器，被構(gòu)造為接收具有輸入信號頻率帶寬的數(shù)字輸入信號，并且被構(gòu)造為將所述 數(shù)字輸入信號分成多個分離信號，所述分離信號中的每個具有與所述輸入信號頻率帶寬基 本上類似的分離信號頻率帶寬； 多個數(shù)字諧波混頻器，被構(gòu)造為將分離信號中的關(guān)聯(lián)的一個與關(guān)聯(lián)的數(shù)字諧波信號進 行混頻，以生成多個數(shù)字混頻信號； 多個數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，所述多個數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器中的每個被構(gòu)造為將所述多個數(shù)字混 頻信號中的關(guān)聯(lián)的數(shù)字混頻信號轉(zhuǎn)換為模擬信號，所述數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器中的每個具有與至 少一個所述關(guān)聯(lián)的數(shù)字諧波混頻器的一階諧波信號不同的有效采樣率； 多個模擬諧波混頻器，被構(gòu)造為將所述模擬信號中的關(guān)聯(lián)的一個與模擬諧波信號進行 混頻，以生成多個混頻模擬信號；以及 合并器，被構(gòu)造為將多個混頻模擬信號合并成具有大于所述多個數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器中的 至少一個的帶寬的輸出信號帶寬的輸出信號。
2. 權(quán)利要求1的波形發(fā)生器，其中至少一個所述關(guān)聯(lián)的數(shù)字諧波混頻器的一階諧波信 號不是至少一個數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的有效采樣率的整數(shù)倍數(shù)或約數(shù)。
3. 權(quán)利要求1的波形發(fā)生器，其中與數(shù)字諧波混頻器關(guān)聯(lián)的至少一個譜波信號的一階 諧波處于至少一個數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的有效采樣率和所述至少一個數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的有效 采樣率的一半之間。
4. 權(quán)利要求1的波形發(fā)生器，其中所述多個數(shù)字混頻信號在單個子頻帶的帶寬內(nèi)包括 所述數(shù)字輸入信號的至少兩個子頻帶。
5. 權(quán)利要求4的波形發(fā)生器，其中所述單個子頻帶是基帶子頻帶。
6. 權(quán)利要求4的波形發(fā)生器，其中每個數(shù)字混頻信號在所述單個子頻帶的帶寬內(nèi)包括 所述數(shù)字輸入信號的每個子頻帶。
7. 權(quán)利要求1的波形發(fā)生器，進一步包括多個對稱的數(shù)字濾波器，其被構(gòu)造為在數(shù)字 混頻信號被轉(zhuǎn)換為模擬信號之前對所述多個數(shù)字混頻信號對稱地濾波。
8. 權(quán)利要求1的波形發(fā)生器，其中所述模擬諧波混頻器具有與所述數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的 有效采樣率不同的一階諧波。
9. 權(quán)利要求3的波形發(fā)生器，其中所述數(shù)字諧波混頻器的一階諧波與所述模擬諧波混 頻器的一階諧波基本上類似。
10. -種生成波形的方法，包括： 將具有輸入信號頻率帶寬的數(shù)字輸入信號分成多個分離信號，所述分離信號中的每個 具有與所述輸入信號頻率帶寬基本上類似的分離信號頻率帶寬； 以有效采樣率將所述分離信號中的每個與關(guān)聯(lián)的數(shù)字諧波信號數(shù)字地混頻，以生成多 個數(shù)字混頻信號； 以與至少一個所述關(guān)聯(lián)的數(shù)字諧波混頻的一階諧波信號不同的有效采樣率將所述多 個數(shù)字混頻信號轉(zhuǎn)換為多個模擬信號； 將所述模擬信號中的每個與關(guān)聯(lián)的模擬諧波信號進行混頻，以生成多個混頻模擬信 號；以及 將所述多個混頻模擬信號合并成具有大于所述多個數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器中至少一個的帶 寬的輸出信號帶寬的輸出信號。
11. 權(quán)利要求9的方法，其中所述一階諧波信號不是所述多個數(shù)字混頻信號被轉(zhuǎn)換為 所述多個模擬信號的有效轉(zhuǎn)換采樣率的整數(shù)倍數(shù)或約數(shù)。
12. 權(quán)利要求9的方法，其中所述一階諧波信號處于所述多個數(shù)字混頻信號被轉(zhuǎn)換為 所述多個模擬信號的有效轉(zhuǎn)換采樣率和所述有效轉(zhuǎn)換采樣率的一半之間。
13. 權(quán)利要求9的方法，其中所述多個數(shù)字混頻信號在單個子頻帶的帶寬內(nèi)包括所述 數(shù)字輸入信號的至少兩個子頻帶。
14. 權(quán)利要求12的方法，其中所述單個子頻帶是基帶子頻帶。
15. 權(quán)利要求12的方法，其中每個數(shù)字混頻信號在所述單個子頻帶的帶寬內(nèi)包括所述 數(shù)字輸入信號的每個子頻帶。
16. 權(quán)利要求12的方法，其中所述數(shù)字諧波信號的一階諧波與所述模擬諧波信號的一 階諧波基本上類似。
17. 權(quán)利要求12的方法，進一步包括在將數(shù)字混頻信號轉(zhuǎn)換為模擬信號之前對所述數(shù) 字混頻信號對稱地濾波。
【文檔編號】G06F1/02GK104063007SQ201410190417
【公開日】2014年9月24日 申請日期:2014年3月21日 優(yōu)先權(quán)日:2013年3月21日
【發(fā)明者】J·E·卡爾森, J·馬爾凱德 申請人:特克特朗尼克公司