專利名稱：無線終端裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種無線終端裝置，尤指具有采用偶次諧波混頻器的直接變換式接收電路的無線終端裝置。
背景技術(shù)：
目前，如手機(jī)等無線終端裝置主要使用外差式接收電路。該外差方式中需要中頻電路，而本機(jī)振蕩頻率與接收信號頻率不同，因此不存在本機(jī)振蕩信號由天線漏泄而靈敏度下降的問題。
相對地，直接變換(零差)方式不需要中頻電路，而本機(jī)振蕩頻率與接收信號頻率相同，因此存在本機(jī)振蕩信號由天線漏泄而靈敏度下降的問題。
在外差方式中，中頻電路的中頻信號變換成低頻的基帶信號再供給基帶電路，而該供至基帶電路的基帶信號電平通過中頻電路中的可調(diào)增益放大器成為一定。由此，基帶電路內(nèi)基帶信號電平幾乎沒有變化。
相對地，在直接變換方式中并沒有中頻電路，接收的高頻信號可直接變換成低頻的基帶信號，因此若接收的高頻信號變化，則供至基至基帶電路的基頻信號電平也會(huì)變化。
一般地，若電路元件有輸入信號，則其輸出信號中除含有所需的信號成分外還含有不需要的直流偏置成分。在上述外差方式下，供至基帶電路的基帶信號是一定的，因此其輸出信號所含的直流偏置成分也是一定的。這樣，當(dāng)設(shè)計(jì)基帶電路時(shí)應(yīng)考慮該一定的直流偏置成分為佳。
不過，在直接變換方式下供至基帶電路的基帶信號電平是變化的。因此含于基帶電路中電路元件的輸出信號中的直流偏置成分也并不是一定的，其有較大的變化。如果考慮該變化的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)基帶電路是非常困難。而且，若在供至基帶電路的基帶信號中含有直流成分的話，恐怕基帶電路的動(dòng)作會(huì)飽和。
為了消除在直接變換方式下直流偏置成分的影響，目前已提出了各種方法(參照特開平10-233711號公報(bào)，特開平10-13482號公報(bào)、特開平9-83595號公報(bào)、特開平10-56394號公報(bào))。不過這些方法與將要敘述的本發(fā)明的方法原理上完全不同。
還有，因基帶信號是接近于直流(頻率為0 Hz的交流)的低頻信號，所以在只想抑制直流偏置成分的情況下將基帶信號也給抑制掉，從而瞬態(tài)響應(yīng)延遲，導(dǎo)致基帶電路的工作特性劣化。
發(fā)明的公開本發(fā)明的目的在于提供一種無線終端裝置，其能只抑制直流偏置成分而不延遲瞬態(tài)響應(yīng)。
根據(jù)本發(fā)明，無線終端裝置包括天線以及接收天線的接收高頻信號的接收電路。而接收電路包含本機(jī)振蕩器，偶次諧波混頻器、第1高通濾波器，可調(diào)增益放大器、第2高通濾波器。偶次諧波混頻器將混合接收高頻信號與本機(jī)振蕩器的本機(jī)振蕩信號而生成基帶信號。第1高通濾波器接收偶次諧波混頻器的基帶信號，且具有第1截止頻率?？烧{(diào)增益放大器放大通過第1高通濾波器的基帶信號而獲得一定的輸出電平。第2高通濾波器接收可調(diào)增益放大器的基帶信號，且具有比第1截止頻率更高的第2截止頻率。
在上述無線終端裝置中，由偶次諧波混頻器產(chǎn)生的直流偏置成分被第1高通濾波器濾波掉。因第1高通濾波器具有比第2高通濾波器低的截止頻率，所以幾乎不濾波信號成分而確實(shí)地只濾波直流偏置成分。雖因第1高通濾波器的截止頻率低而瞬態(tài)響應(yīng)延遲。但偶次諧波混頻器生成的直流偏置成分電平即使在接收高頻信號電平變化時(shí)也是一定的，因此電路動(dòng)作不會(huì)延遲。另一方面，可調(diào)增益放大器生成的直流偏置成分被第2高通濾波器濾波。盡管可調(diào)增益放大器生成的直流偏置成分電平是變化的，但第2高通濾波器具有比第1高通濾波器高的偏置頻率，因此以快速瞬態(tài)響應(yīng)確實(shí)地抑制其直流偏置成分。
以下是附圖的簡單說明

圖1為表示本發(fā)明實(shí)施形態(tài)中的手機(jī)整體構(gòu)成的方框圖。
圖2為表示圖1中的接收電路具體構(gòu)成的方框圖。
圖3為表示圖2中的偶次諧波混頻器具體構(gòu)成的方框圖。
圖4為表示圖2中的基帶電路具體構(gòu)成的方框圖。
圖5為表示圖4中的高通濾波器頻率特性的圖。
實(shí)施發(fā)明的最佳形態(tài)下面結(jié)合附圖對本發(fā)明實(shí)施形態(tài)中的手機(jī)進(jìn)行詳細(xì)說明。在附圖中，對相同或相當(dāng)?shù)牟糠质褂猛粯?biāo)記，而不重復(fù)對其的說明。
參照圖1、無線終端裝置之一的手機(jī)包含天線10、發(fā)射電路12、接收電路14，收發(fā)分波器16。
該手機(jī)采用CDMA(Code Division Multiple Access)方式，且用一個(gè)天線10同時(shí)進(jìn)行發(fā)射信號和接收信號。因此將發(fā)射頻率設(shè)定成與接收頻率不同，而在這里發(fā)射頻率設(shè)定成低于接收頻率。為此，收發(fā)分波器16是由只令發(fā)射波TX通過的帶通濾波器和只令接收波RX通過的帶通濾波器組成，而發(fā)射波TX幾乎不通過接收電路14。
參照圖2，接收電路14包含有低噪聲放大器(LNA)18、帶通濾波器(BPF)20、本機(jī)振蕩器22、偶次諧波正交混頻器24、無源低通濾波器26、28、以及基帶電路30。
低噪聲放大器18以高SN比放大通過收發(fā)分波器16的接收波RX(以下稱為接收高頻信號RF)。帶通濾波器20抑制無用信號而只令所需的接收高頻信號RF通過。本機(jī)振蕩器22振蕩出本機(jī)振蕩信號LO，而該本機(jī)振蕩信號LO的頻率f10為接收高頻信號RF的頻率的二分之一。偶次諧波正交混頻器24將混合通過帶通濾波器20的接收高頻信號RF和本機(jī)振蕩器22的本機(jī)振蕩信號LO，從而將接收高頻變換成基帶頻而生成I信道基帶信號BBI及Q信道基帶信號BBQ。Q信道基帶信號BBQ與I信道基帶信號BBI之間有90°的相位差。
低通濾波器26接收偶次諧波正交混頻器24的I信道基帶信號BBI，且抑制次鄰接信道以上的干擾而只令所需信道及其鄰接信道通過。低通濾波器28接收偶次諧波正交混頻器24的Q信道基帶信號BBQ，且抑制次鄰接信道以上的干擾而只令所需信道及其鄰接信道通過。低通濾波器26及低通濾波器28的截止頻率設(shè)定成相同。
偶次諧波正交混頻器24中包括同相(0°)移相器32、90°移相器34、以及偶次諧波混頻器36及38。同相移相器32將本機(jī)振蕩器22的本機(jī)振蕩信號LO分配給偶次諧波混頻器36及38。供至偶次諧波混頻器36及38的本機(jī)振蕩信號LO的相位相同。
90°移相器34根據(jù)帶通濾波器20的接收高頻信號RF生成具有90°相位差的I信道高頻信號RFI及Q信道高頻信號RFQ。偶次諧波混頻器34將混合90°移相器34的I信道高頻信號RFI和同相移相器32的本機(jī)振蕩信號LO而使高頻變換成基帶頻從而生成I信道基帶信號BBI。偶次諧波混頻器38將混合90°移相器34的Q信道高頻信號RFQ和同相移相器32的本機(jī)振蕩信號LO而使高頻變換成基帶頻從而生成Q信道基帶信號BBQ。
還有，也可以以45°移相器代替同相移相器32，以同相(0°)移相器代替90°移相器。也就是說，當(dāng)設(shè)置a移相器(32)及b移相器(34)時(shí)，只要滿足|2×a-b|=90°即可。
參照圖3，偶次諧波混頻器36包括頂端開放短截線361、反向并聯(lián)二極管對362、頂端短路短截線363。同樣地偶次諧波混頻器38包括頂端開放短截線381、反向并聯(lián)二極管對382，頂端短路短截線383。短截線361、363、381、383的長度L設(shè)定成本機(jī)振蕩信號LO波長的約千分之一，即接收高頻信號RF波長的約二分之一。
接收高頻信號RF通過抑制直流成分的電容器40而供至90°移相器34，而本機(jī)振蕩信號LO通過抑制直流成分的電容器42供至同相移相器32。由偶次諧波混頻器36生成的I信道基帶信號BBI經(jīng)過抑制高頻(RF)成分的扼流圈44而輸出。而由偶次諧波混頻器38生成的Q信道基帶信號BBQ經(jīng)過抑制高頻(RF)成分的扼流圈46而輸出。
在這里，簡單說明偶次諧波混頻器的動(dòng)作。當(dāng)輸入的高頻信號RF的頻率為frf，而輸入的本機(jī)振蕩信號LO的頻率為f01時(shí)，其輸出的基帶信號的頻率fbb可用下式來表示fbb=mfrf+nf01，其中m及n為整數(shù)。
在偶次諧波混頻器中，當(dāng)m+n為偶數(shù)時(shí)頻率變換效率低，而當(dāng)m+n為奇數(shù)時(shí)頻率變換效率高。這是因?yàn)榕紨?shù)時(shí)的混合波電流成為反向并聯(lián)二極管對362、382中的回流電流而不會(huì)輸出至外部。
更具體地講，當(dāng)m=1,n=2時(shí)，基帶信號的頻率fbb可用下式來表示fbb=frf-2·f01。而如上所述f01=frf/2，因此，此時(shí)以較高的變換效率獲得低頻(fbb=0)的基帶信號。
因此，由天線10接收的高頻不必通過中頻而直接變換成低頻。并且，本機(jī)振蕩頻率f10為接收頻率frf的二分之一，所以不會(huì)有本機(jī)振蕩信號被天線10側(cè)漏泄而靈敏度劣化。
另外，如圖3所示的偶次諧波正交混頻器24已揭示于美國專利第5,787,126號(特開平8-242261號公報(bào))的圖40中，因此更詳細(xì)的說明可以借用該專利。
參照圖4，基帶電路30包括放大器(AMP)48,50、有源低通濾波器(LPF)52,54、前級高通濾波器(HPF)56,58、可調(diào)增益放大器(VGA)60、62、后級高通濾波器(HPF)64、66、AD轉(zhuǎn)換器68、70、以及解調(diào)器72。
放大器48以高SN比放大低通濾波器26的I信道基帶信號BBI且將其供至低通濾波器52。而放大器50以高SN比放大低通濾波器28的Q信道基帶信號BBQ且將其供至低通濾波器54。
低通濾波器52接收放大器48的I信道基帶BBI，且將抑制鄰接信道以上的干擾而只令所需的信道通過。低通濾波器54接收放大器50的Q信道基帶信號BBQ、且將抑制鄰接信道以上的干擾而只令所需的信道通過。
高通濾波器56接收低通濾波器52的I信道基帶信號BBI、且將抑制含在I信道基帶信號BBI中的直流偏置成分。高通濾波器58接收低通濾波器54的Q信道基帶信號BBQ、且將抑制含在QW信道基帶信號BBQ中的直流偏置成分。高通濾波器56的截止頻率fc1和高通濾波器58的截止頻率fc1設(shè)定得基本相同。
可調(diào)增益放大器60放大經(jīng)過高通濾波器56的I信道基帶信號而獲得一定的輸出電平。也就是說，可調(diào)增益放大器60為了使AD轉(zhuǎn)換器68的輸出電平一直一定而以適當(dāng)?shù)脑鲆娣糯蟾咄V波器56的I信道基帶信號BBI。可調(diào)增益放大器62放大經(jīng)過高通濾波器58的Q信道基帶信號BBQ而獲得一定的輸出電平。也就是說，可調(diào)增益放大器62為使AD轉(zhuǎn)換器70的輸出電平一直一定而以適當(dāng)?shù)脑鲆娣糯蟾咄V波器58的Q信道基帶信號BBQ。
后級高通濾波器64接收可調(diào)增益放大器60的I信道基帶信號BBI，將抑制含在I信道基帶信號BBI中的直流偏置成分。后級高通濾波器66接收可調(diào)增益放大器62的Q信道基帶信號BBQ，將抑制含在Q信道基帶信號BBQ中的直流偏置成分。高通濾波器64的截止頻率fc2和高通濾波器66的截止頻率fc2設(shè)定得基本相同。但是后級高通濾波器64，66的截止頻率fc2設(shè)定成高于前級高通濾波器56、58的截止頻率fc1，而在后面會(huì)詳細(xì)說明便截止頻率fc1及fc2具有此種關(guān)系的理由。
AD轉(zhuǎn)換器68對經(jīng)過高通濾波器64的I信道基帶信號BBI進(jìn)行AD轉(zhuǎn)換再供至解調(diào)器72。AD轉(zhuǎn)換器70對經(jīng)過高通濾波器66的Q信道基帶信號BBQ進(jìn)行AD轉(zhuǎn)換再供至解調(diào)器72。解調(diào)器72解調(diào)AD轉(zhuǎn)換器68的I信道基帶信號及AD轉(zhuǎn)換器70的Q信道基帶信號BBQ而獲得低頻(音頻)信號。
下面對具有如上所述構(gòu)成的手機(jī)其動(dòng)作進(jìn)行說明。
由天線10獲得的接收高頻信號RF被低噪聲放大器18放大后經(jīng)過帶通濾波器20供至偶次諧波正交混頻器24。在偶次諧波正交混頻器24中進(jìn)行從接收高頻信號RF到基帶信號BBI、BBQ的頻率變換。更具體地講，供至偶次諧波正交混頻器24的接收高頻信號RF上如90°相位差后分配至偶次諧波混頻器36及38。90°移相器34直接變換成低頻的I信道基帶信號BBI。另一方面，90°移相器34的Q信道高頻信號RFQ通過偶次諧波混頻器38直接變換成低頻的Q信道基帶信號BBQ。在這里，本機(jī)振蕩頻率f10為接收高頻信號RF的頻率frf的二分之一，因此即使本機(jī)振蕩信號LO被天線10漏泄、偶次諧波混頻器36、38也幾乎不進(jìn)行2次(偶數(shù)次)頻率轉(zhuǎn)換，其結(jié)果，漏泄的不必要的信號不會(huì)到達(dá)基帶電路30。因此，不會(huì)因本機(jī)振蕩信號LO的漏泄而靈敏度劣化。
偶次諧波正交混頻器24生成的I信道基帶信號BBI及Q信道基帶信號BBQ各自經(jīng)過無源低通濾波器26及28供至基帶電路30。而由這些低通濾波器26、28將抑制含在基帶信號BBI、BBQ中的次鄰接信道以上的干擾。
由放大器48放大供至基帶電路30的I信道基帶信號BBI、再通過有源低通濾波器52及前級高通濾波器56供至可調(diào)增益放大器60。而該I信道基帶信號BBI由可調(diào)增益放大器60適當(dāng)進(jìn)行放大。通過后級高通濾波器64供至AD轉(zhuǎn)換器68。該I信道基帶信號BBI由AD轉(zhuǎn)換器68進(jìn)行AD轉(zhuǎn)換之后，供至解調(diào)器72。另一方面，由放大器50放大供至基帶電路30的Q信道基帶信號BBQ、再通過有源低通濾波器54及前級高通濾波器58供至可調(diào)增益放大器62。而該Q信道基帶信號BBQ由可調(diào)增益放大器62進(jìn)行適當(dāng)放大，通過后級高通濾波器66供至AD轉(zhuǎn)換器70，該Q信道基帶信號BBQ由AD轉(zhuǎn)換器70進(jìn)行AD轉(zhuǎn)換之后，供至解調(diào)器72。這些經(jīng)過AD轉(zhuǎn)換的基帶信號被解調(diào)器72解調(diào)成低頻(音頻)信號。
如上所述的有源低通濾波器52，54抑制經(jīng)過無源低通濾波器26、28的鄰接信道的干擾，而只將所需的信道供至高通濾波器56,58。
另外，前級高通濾波器56，58主要抑制由偶次諧波正交混頻器24生成的直流偏置成分、而后級高通濾波器64、66主要抑制由可調(diào)增益放大器60、62，生成的直流偏置成分。
前級高通濾波器56、58以及后級高通濾波器64、66其中任一個(gè)都是以只抑制直流偏置成分為目的，因此如圖5所示，為不抑制基帶信號成分最好將截止頻率fc1、fc2設(shè)定成盡可能低。不過、高通濾波器56、56、64、66的截止頻率越低其瞬態(tài)響應(yīng)越延遲，因此不能迅速抑制直流偏置成分。從而，截止頻率fc1、fc2必須滿足此種相反的要求。在這里，上述前級高通濾波器56、58的截止頻率fc1設(shè)定成低于后級高通濾波器64、66的截止頻率fc2。下面詳細(xì)說明其理由。
前級高通濾波器56、58主要是為了抑制由偶次諧波混頻器24生成的直流偏置電壓，而該直流偏置電壓只要是混頻器24不飽和就一直是一定的，其與基帶信號無關(guān)。這是因?yàn)楸緳C(jī)振蕩器22的本機(jī)振蕩信號LO和由天線10漏泄的本機(jī)振蕩信號LO的乘積成為直流偏置電壓。為了確認(rèn)由偶次諧波正交混頻器24生成的直流偏置電壓是一定的而進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，下面表示其實(shí)驗(yàn)結(jié)果。
如圖3所示的偶次諧波正交混頻器24，假設(shè)其電容器40、42的電容量為10PF，電感器44、46的電感量為0.1μH、而反向并聯(lián)二極管對362、382是使用西門子公司的BAT 14-099。若給偶次諧波正交混頻器24以-100～-20dBm的強(qiáng)度提供2140.050MHz的高頻信號RF。且以3dBn的一定強(qiáng)度提供1070.000MHz的(≈frf/2)本機(jī)振蕩信號LO時(shí)，可得到如下表所示的幾乎一定的直流偏置電壓。
表直流偏置電壓的RF電力依賴性


另一方面，后級高通濾波器64、66是以抑制可調(diào)增益放大器60、62生成的直流偏置電壓為目的，但因可調(diào)增益放大器60、62的增益不斷變化，導(dǎo)致在這里生成的直流偏置電壓也不斷變化。
如上所述，偶次諧波正交混頻器24生成的直流偏置電壓一直是一定的，因此對前級高通濾波器56、58不要求快速瞬態(tài)響應(yīng)。因此為盡可能不抑制基帶信號成分而只抑制直流偏置成分最好將前級高通濾波器56、58的截止頻率設(shè)定得低一些。另一方面，由可調(diào)增益放大器60、62生成的直流偏置電壓是不斷變化，因此對后級高通濾波器64、66要求快速瞬態(tài)響應(yīng)。從而，后級高通濾波器64、66的截止頻率fc2設(shè)定成高于前級高通濾波器56、58。
根據(jù)如上所述的實(shí)施形態(tài)，因接收電路14采用直接變換方式，所以不需要中頻電路，從而可提供小型的手機(jī)。
而且，即使是采用此種直接變換方式的接收電路14，因使用偶次諧波正交混頻器24，所以也不會(huì)因由天線10漏泄本機(jī)振蕩信號LO而靈敏度劣化。
還有，在基帶電路30，因后級高通濾波器64、66的截止頻率fc2設(shè)定成高于前級高通濾波器56、58的截止頻率fc1，所以由偶次諧波正交混頻器24及可調(diào)增益放大器60、62生成的直流偏置成分可迅速抑制掉，并且?guī)缀醪粫?huì)抑制基帶信號成分。其結(jié)果，電路動(dòng)作不會(huì)飽和，因此可得到準(zhǔn)確以低頻(音頻)信號。而且可防止接收信號靈敏度的劣化。
在上述的偶次諧波正交混頻器24使用了90°移相器34、取而代之，也可以將經(jīng)過帶通濾波器20的接收高頻信號RF直接供至偶次諧波混頻器36的同時(shí)，設(shè)置將接收高頻信號RF的相位移相90°再供至偶次諧波混頻器38的移相器。
此次揭示的實(shí)施形態(tài)是從所有點(diǎn)的例示，并不是對其限定。本發(fā)明的范圍并不是在上述說明中而是根據(jù)專利請求的范圍而所揭示，而且包含與專利請求范圍相等的思想以及在其范圍內(nèi)的所有變更。
產(chǎn)業(yè)的可利用性本發(fā)明的無線終端裝置可利用于如手機(jī)等移動(dòng)通信終端。
權(quán)利要求
1．一種無線終端裝置，其包括天線(10)和接收來自所述天線(10)的接收高頻信號(RX,RF)的接收電路(14)；而所述接收電路(14)包含本機(jī)振蕩器(22)；混合所述接收高頻信號(RF)和所述本機(jī)振蕩器(22)的本機(jī)振蕩信號(LO)而生成第1基帶信號(BBI)的第1偶次諧波混頻器(36)；接收所述第1偶次諧波混頻器(36)的第1基帶信號(BBI)，且具有第1截止頻率(fc1)的第1高通濾波器(56)；放大經(jīng)過所述第1高通濾波器(56)的第1基帶信號(BBI)而得到一定的輸出電平的第1可調(diào)增益放大器(60)；接收所述第1可調(diào)增益放大器(60)的第1基帶信號(BBI)、且具有比所述第1截止頻率(fc1)高的第2截止頻率(fc2)的第2高通濾波器(64)。
2．如權(quán)利要求1所述的無線終端裝置，所述接收電路14還包含響應(yīng)所述天線10的接收高頻信號(RF)而生成具有90°相位差的第1及第2接收高頻信號(RFI,RFQ)，且將所述第1接收高頻信號(RFI)供至所述第1偶次諧波混頻器(36)的移相器(34)；混合所述接收高頻信號(RF)和所述本機(jī)振蕩器(22)的本機(jī)振蕩信號(LO)而生成與所述第1基帶信號(BBI)具有90°相位差的第2基帶信號(BBQ)的第2偶次諧波混頻器(38)；接收所述第2偶次諧波混頻器(38)的第2基帶信號(BBQ)，且具有所述第1截止頻率(fc1)的第3高通濾波器(58)；放大經(jīng)過所述第3高通濾波器(58)的第2基帶信號(BBQ)而得到一定的輸出電平的第2可調(diào)增益放大器(62)；以及接收所述第2可調(diào)增益放大器(62)的第2基帶信號(BBQ)，且具有所述第2截止頻率(fc2)的第4高通濾波器(66)。
3．如權(quán)利要求1所述的無線終端裝置，其還包括生成具有與所述接收高頻信號(RF)的頻率不同的頻率的發(fā)射高頻信號(TX)的發(fā)射電路(12)、以及將所述發(fā)射電路(12)的發(fā)射高頻信號(TX)傳送至天線(10)的同時(shí)，將所述天線(10)的接收高頻信號(RX,RF)傳送至所述接收電路(14)的收發(fā)分波器(16)。
4．如權(quán)利要求1所述的無線終端裝置，所述接收電路(14)還包含放大所述接收高頻信號(RF)后將其供至所述第1偶次諧波混頻器(36)的低噪聲放大器(48)。
5．如權(quán)利要求1所述的無線終端裝置，所述接收電路(14)還包含接收所述第1偶次諧波混頻器(36)的第1基帶信號(BBI)，且將其供至所述第1高通濾波器(56)的低通濾波器(26、52)。
6．如權(quán)利要求1所述的無線終端裝置，所述接收電路(14)還包含放大所述第1偶次諧波混頻器(36)的第1基帶信號(BBI)將其供至第1高通濾波器(56)的低噪聲放大器(48)。
7．一種無線終端裝置，其包括天線(10)、本機(jī)振蕩器(22)、混合所述天線(10)的接收高頻信號(RF)和所述本機(jī)振蕩器(22)的本機(jī)振蕩信號(LO)而生成I信道基帶信號(BBI)及Q信道基帶信號(BBQ)的偶次諧波正交混頻器(24)；接收偶次諧波正交混頻器(24)的I信道基帶信號(BBI)，且具有第1截止頻率(fc1)的第1高通濾波器(56)；放大經(jīng)過所述第1高通濾波器(56)的I信道基帶信號(BBI)而得到一定輸出電平的第1可調(diào)增益放大器(60)；接收所述第1可調(diào)增益放大器(60)的I信道基帶信號(BBI)，且具有比所述第1截止頻率(fc1)高的第2截止頻率(fc2)的第2高通濾波器(64)；接收所述偶次諧波正交混頻器(24)的Q信道基帶信號(BBQ)，且具有所述第1截止頻率(fc1)的第3高通濾波器(58)；放大經(jīng)過第3高通濾波器(58)的Q信道基帶信號(BBQ)而得到一定的輸出電平的第2可調(diào)增益放大器(62)；接收所述第2可調(diào)增益放大器(62)的Q信道基帶信號(BBQ)，且具有所述第2截止頻率(fc2)的第4高通濾波器(66)。
全文摘要
具有采用偶次諧波正交混頻器(24)的直接變換式接收電路(14)的手機(jī),在其基帶電路(30)中的可調(diào)增益放大器(60,62)前后設(shè)置抑制直流偏置成分的高通濾波器(56、58、64、66)。在這里,由偶次諧波正交混頻器(24)生成的直流偏置成分一直是一定的,而由可調(diào)增益放大器(60、62)生成的直流偏置成分是不斷變化的,因此,后級高通濾波器(64、66)的截止頻率設(shè)定成高于前級高通濾波器(56、58),且其瞬態(tài)響應(yīng)也迅速。
文檔編號H04B1/30GK1309842SQ99808518
公開日2001年8月22日 申請日期1999年3月11日 優(yōu)先權(quán)日1999年3月11日
發(fā)明者桂隆俊, 伊東健治, 福山進(jìn)二郎, 望月滿, 永野弘明, 松波由哲, 下澤充弘, 石津文雄, 林亮司 申請人:三菱電機(jī)株式會(huì)社