本發(fā)明涉及電源管理技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種低功耗低壓差線性穩(wěn)壓器系統(tǒng)，應(yīng)用于導(dǎo)航系統(tǒng)中，并且具有帶欠壓保護(hù)功能。

背景技術(shù)：

低壓差線性穩(wěn)壓器(Low Dropout Regulator，LDO)憑借著結(jié)構(gòu)簡單、低功耗、低輸出噪聲、占用芯片面積少以及低廉的價(jià)格等優(yōu)點(diǎn)，在便攜式電子產(chǎn)品中得到廣泛的應(yīng)用。相比于直流轉(zhuǎn)直流的DC-DC變換器，LDO具有低紋波，低輸出噪聲等優(yōu)點(diǎn)，使得在一些對輸出電壓精度和穩(wěn)定性要求比較嚴(yán)格的場合，LDO具有不可比擬的優(yōu)勢，市場發(fā)展前景非常廣闊。

現(xiàn)有技術(shù)中的LDO電路如圖1所示，其由基準(zhǔn)電壓V_R、運(yùn)算放大器A、MOS驅(qū)動(dòng)管Q、串聯(lián)分壓電阻(R₁、R₂)構(gòu)成，基準(zhǔn)電壓V_R輸入運(yùn)算放大器A的同時(shí)，由分壓電阻R₁采樣到的信號同時(shí)輸入運(yùn)算放大器A，運(yùn)算放大器A比較采樣信號和基準(zhǔn)電壓V_R的電壓值大小，然后將比較結(jié)果輸出至MOS驅(qū)動(dòng)管Q的柵極對其進(jìn)行控制，從而實(shí)現(xiàn)對MOS驅(qū)動(dòng)管Q的驅(qū)動(dòng)調(diào)整。

為了使現(xiàn)有技術(shù)中的LDO電路輸出穩(wěn)定的電壓，通常需要在輸出端外接一個(gè)大負(fù)載電容C_L，利用這個(gè)大負(fù)載電容C_L和其等效串聯(lián)電阻ESR產(chǎn)生一個(gè)左半平面零點(diǎn)對系統(tǒng)進(jìn)行補(bǔ)償，保證系統(tǒng)穩(wěn)定性，而且此補(bǔ)償方案需要滿足一定的負(fù)載電流范圍。

隨著電路設(shè)計(jì)向小型化發(fā)展及陶瓷電容的使用越來越廣泛，并且陶瓷電容的ESR(等效串聯(lián)電阻)很小，與相應(yīng)的電容產(chǎn)生的零點(diǎn)會(huì)在很高頻的地方，是達(dá)不到補(bǔ)償?shù)哪康牡摹?/p>

現(xiàn)有技術(shù)中的LDO系統(tǒng)功耗一般也要在幾十微安以上。在一些低功耗系統(tǒng)中，也不常用此類架構(gòu)；較多研究低功耗的LDO大多采用無BGR的結(jié)構(gòu)，雖然其功耗較低，電路本身結(jié)構(gòu)也較簡單，而其得到的結(jié)果是精度并不高。

現(xiàn)有技術(shù)中的UVLO電路如圖2所示，當(dāng)基準(zhǔn)電路和欠壓保護(hù)(UVLO) 比較器共用同一個(gè)電源VDD時(shí)，基準(zhǔn)電路是需要一定的電源電壓才能建立的。如果當(dāng)V_REF的電壓值不是電源VDD一上電就是一個(gè)穩(wěn)定的電壓值時(shí)，就會(huì)存在剛開始時(shí)，檢測電壓A點(diǎn)就高于V_REF電壓，這樣就導(dǎo)致了誤觸發(fā)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種低功耗低壓差線性穩(wěn)壓器系統(tǒng)，在低壓差線性穩(wěn)壓器外采用陶瓷電容，在輸出電壓出現(xiàn)過沖和下沖時(shí)大大減小了輸出電壓的尖峰，顯著提高了其瞬態(tài)響應(yīng)性能。

為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明通過以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)：一種低功耗低壓差線性穩(wěn)壓器系統(tǒng)，其特點(diǎn)是，包含：

低功耗基準(zhǔn)電路；

欠壓鎖定電路，與所述的低功耗基準(zhǔn)電路連接；

低壓差線性穩(wěn)壓器電路，分別與所述的低功耗基準(zhǔn)電路及欠壓鎖定電路連接；其中

所述的低功耗基準(zhǔn)電路向所述的欠壓鎖定電路輸出基準(zhǔn)電壓信號；

所述的低功耗基準(zhǔn)電路向所述的低壓差線性穩(wěn)壓器電路輸出偏置電流信號及基準(zhǔn)電壓信號；

所述的欠壓鎖定電路向所述的低壓差線性穩(wěn)壓器電路輸出欠壓鎖定高使能信號及欠壓鎖定低使能信號。

所述的欠壓鎖定電路包含：

電源檢測電路，其輸入端連接一電源；

欠壓保護(hù)比較器，其反相輸入端與所述的電源檢測電路的輸出端連接，同相輸入端與所述的基準(zhǔn)電壓信號輸出端連接，輸出端通過串接的第一級反相器和第二級反相器反饋至電源檢測電路的反饋輸入端；其中

所述的第一級反相器的輸出端輸出欠壓鎖定高使能信號至低壓差線性穩(wěn)壓器電路；

所述的第二級反相器的輸出端輸出欠壓鎖定低使能信號至低壓差線性穩(wěn)壓器電路。

所述的電源檢測電路包含依次串接第一電阻、第二電阻、第三電阻，所述的第一電阻與第二電阻之間設(shè)置一第一晶體管，所述的第一晶體管的柵極及所述的第一電阻的一端與電源連接，所述的第一電阻的另一端與所述的第一晶體管的漏極連接，所述的第一晶體管的源極與所述的第二電阻的一端連接，并連接至欠壓保護(hù)比較器的反相輸入端，所述的第二電阻的另一端與所述的第三電阻連接，所述的第三電阻的另一端接地，還包含一第二晶體管，所述的第二晶體管的源極接地，所述的第二晶體管的柵極被配置為電源檢測電路的反饋輸入端，所述的第二晶體管的漏極連接至第二電阻與第三電阻公共端。

所述的低壓差線性穩(wěn)壓器電路包含一誤差放大器、功率調(diào)整管、串聯(lián)分壓電阻及補(bǔ)償電容，其中所述的誤差放大器包含若干個(gè)輸入端，分別與所述的低功耗基準(zhǔn)電路及欠壓鎖定電路連接，用于接收低功耗基準(zhǔn)電路輸出的偏置電流信號、基準(zhǔn)電壓信號及欠壓鎖定電路輸出的欠壓鎖定高使能信號、欠壓鎖定低使能信號；所述的功率調(diào)整管的柵極與所述的誤差放大器的輸出端連接，所述的功率調(diào)整管的源極連接電源，所述的功率調(diào)整管的漏極被配置為低壓差線性穩(wěn)壓器電路的輸出端，并且通過串聯(lián)分壓電阻接地，所述的補(bǔ)充電容一端與所述的功率調(diào)整管的漏極連接，另一端連接至誤差放大器基準(zhǔn)電壓信號的輸入端。

所述的誤差放大器為全對稱跨導(dǎo)運(yùn)算放大器。

所述的低壓差線性穩(wěn)壓器電路還包含一負(fù)載電容，所述的負(fù)載電容一端與低壓差線性穩(wěn)壓器電路的輸出端連接，另一端接地；一負(fù)載電阻，所述的負(fù)載電阻一端與低壓差線性穩(wěn)壓器電路的輸出端連接，另一端接地。

所述的負(fù)載電容為陶瓷電容。

所述的負(fù)載電容的容量為1微法。

本發(fā)明一種低功耗低壓差線性穩(wěn)壓器系統(tǒng)與現(xiàn)有技術(shù)相比具有以下優(yōu)點(diǎn)：在低壓差線性穩(wěn)壓器外采用陶瓷電容，在輸出電壓出現(xiàn)過沖和下沖時(shí)大大減小了輸出電壓的尖峰，顯著提高了其瞬態(tài)響應(yīng)性能；設(shè)有補(bǔ)償電路，在系統(tǒng)負(fù)載最小時(shí)，主極點(diǎn)在輸出端，當(dāng)負(fù)載最大是，主極點(diǎn)在內(nèi)部，能達(dá)到整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)的穩(wěn)定性。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有技術(shù)中的LDO電路的整體結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為現(xiàn)有技術(shù)中的UVLO電路的整體結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為本發(fā)明一種低功耗低壓差線性穩(wěn)壓器系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)示意圖；

圖4為電路在輕載重載情況下的仿真波特圖；

圖5為LDO的小信號分析示意圖。

具體實(shí)施方式

以下結(jié)合附圖，通過詳細(xì)說明一個(gè)較佳的具體實(shí)施例，對本發(fā)明做進(jìn)一步闡述。

一種低功耗低壓差線性穩(wěn)壓器系統(tǒng)，如圖3所示，包含：低功耗基準(zhǔn)電路100(采用常規(guī)的低功耗基準(zhǔn)電路設(shè)計(jì)，靜態(tài)功耗IQ＝2.8uA，不作為本專利的重點(diǎn)部分描述)；欠壓鎖定電路200(UVLO)，與所述的低功耗基準(zhǔn)電路100連接；低壓差線性穩(wěn)壓器電路300(LDO)，分別與所述的低功耗基準(zhǔn)電路100及欠壓鎖定電路200連接；其中，所述的低功耗基準(zhǔn)電路100向所述的欠壓鎖定電路200輸出基準(zhǔn)電壓信號V_REF；所述的低功耗基準(zhǔn)電路100向所述的低壓差線性穩(wěn)壓器電路300輸出偏置電流信號VBIAS及基準(zhǔn)電壓信號V_REF；所述的欠壓鎖定電路200向所述的低壓差線性穩(wěn)壓器電路300輸出欠壓鎖定高使能信號UVLO_H及欠壓鎖定低使能信號UVLO_L。

在本實(shí)施例中，如圖3所示，所述的欠壓鎖定電路200包含：電源檢測電路，其輸入端連接一電源VDD；欠壓保護(hù)比較器201，其反相輸入端與所述的電源檢測電路的輸出端連接，同相輸入端與所述的基準(zhǔn)電壓信號V_REF輸出端連接，輸出端通過串接的第一級反相器202和第二級反相器203反饋至電源檢測電路的反饋輸入端；其中，所述的第一級反相器202的輸出端輸出欠壓鎖定高使能信號UVLO_H至低壓差線性穩(wěn)壓器電路300；所述的第二級反相器203的輸出端輸出欠壓鎖定低使能信號UVLO_L至低壓差線性穩(wěn)壓器電路300。

在本實(shí)施例中，如圖3所示，所述的電源檢測電路包含依次串接第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3，所述的第一電阻R1與第二電阻R2之間設(shè)置一第一晶體管MN2，所述的第一晶體管MN2的柵極及所述的第一電阻R1的一端與電源連接，所述的第一電阻R1的另一端與所述的第一晶體管MN2的漏極連接，所述的第一晶體管MN2的源極與所述的第二電阻R2的一端連接，并連接至欠壓保護(hù)比較器201的反相輸入端，所述的第二電阻R2的另一端與所述的第三電阻R3連接，所述的第三電阻R3的另一端接地，還包含一第二晶體管MN3，所述的第二晶體管MN3的源極接地，所述的第二晶體管MN3的柵極被配置為電源檢測電路的反饋輸入端，所述的第二晶體管MN3的漏極連接至第二電阻R2與第三電阻R3公共端。

在本實(shí)施例中，如圖3并結(jié)合圖4所示，根據(jù)系統(tǒng)方案要求，在電源VDD低于1.5V，關(guān)斷LDO；高于1.6V，開啟LDO。在本發(fā)明中使用第一晶體管MN2(NMOS管)，柵極接電源VDD置于電源檢測電路的電阻鏈中，可以確保在V_REF未建立好之前，第一晶體管MN2關(guān)閉，保證B點(diǎn)的電壓一直低于V_REF電壓，即可保證UVLO不會(huì)發(fā)生誤觸發(fā)。當(dāng)B點(diǎn)電壓低于V_REF，欠壓保護(hù)比較器201輸出高電平，經(jīng)過第一級反相器202和第一級反相器203，UVLO_H電壓為低電平，UVLO_L電壓為高電平。UVLO_L電平反饋給第二晶體管MN3，此時(shí)第二晶體管MN3開啟，上升比較電壓需要較高；當(dāng)V_REF電壓基本建立時(shí)，第一晶體管MN2開啟，電源檢測電路開始檢測電源VDD電壓，當(dāng)B點(diǎn)電壓比V_REF電壓高時(shí)，欠壓保護(hù)比較器201輸出低電平，經(jīng)過第一級反相器202和第一級反相器203，UVLO_H電壓為高電平，UVLO_L電壓為低電平。UVLO_L電平反饋給第二晶體管MN3，此時(shí)第二晶體管MN3關(guān)斷，電源VDD下降的檢測電壓變低，實(shí)現(xiàn)了遲滯功能。UVLO_H和UVLO_L做為輸出信號分別提供給LDO相關(guān)的控制端，保證在電源VDD高于1.6V后，LDO能正常開啟，VDD低于1.5V后，LDO能關(guān)斷，不提供輸出電壓。

在本實(shí)施例中，如圖3所示，所述的低壓差線性穩(wěn)壓器電路300包含一誤差放大器、功率調(diào)整管Mpower、串聯(lián)分壓電阻(R_F1、R_F2)及補(bǔ)償電容，其中所述的誤差放大器包含若干個(gè)輸入端，分別與所述的低功耗基準(zhǔn)電路100及欠壓鎖定電路200連接，用于接收低功耗基準(zhǔn)電路100輸出的偏置電流信號、基準(zhǔn)電壓信號及欠壓鎖定電路200輸出的欠壓鎖定高使能信號、欠壓鎖定低使能信號；所述的功率調(diào)整管Mpower的柵極與所述的誤差放大器的輸出端連接，所述的功率調(diào)整管Mpower的源極連接電源VDD，所述的功率調(diào)整管Mpower的漏極被配置為低壓差線性穩(wěn)壓器電路300的輸出端，并且通過串聯(lián)分壓電阻接地，所述的補(bǔ)充電容C_c一端與所述的功率調(diào)整管Mpower的漏極連接，另一端連接至誤差放大器基準(zhǔn)電壓信號的輸入端。

在本實(shí)施例中，如圖3所示，為了保證后級電路的正常工作，所述的低壓差線性穩(wěn)壓器電路300還包含一負(fù)載電容C_L(片外)，所述的負(fù)載電容C_L一端與低壓差線性穩(wěn)壓器電路300的輸出端連接，另一端接地；一負(fù)載電阻R_L，所述的負(fù)載電阻R_L一端與低壓差線性穩(wěn)壓器電路300的輸出端連接，另一端接地；較佳地，負(fù)載電容C_L為陶瓷電容；優(yōu)選地，負(fù)載電容C_L的容量為1微法。

在本實(shí)施例中，低壓差線性穩(wěn)壓器電路300的負(fù)載能力為10uA～2mA。為了保證系統(tǒng)在整個(gè)電路范圍的穩(wěn)定性，該方案未采用常規(guī)的miller補(bǔ)償，此方案對輸出電容較小的方案有明顯的效果，在輸出電容較大時(shí)，不能改善LDO的穩(wěn)定。

在本實(shí)施例中，誤差放大器為全對稱跨導(dǎo)運(yùn)算放大器，MP2和MP3為輸入對管，正相端接串聯(lián)分壓電阻R_F1和R_F2公共端，反相端接V_REF。MP4和MP5為電流鏡像管，MN4和MN5及MN6和MN7為電流鏡像管。MP5和MP7的漏極公共端接功率調(diào)整管Mpower的柵極。

在本發(fā)明中的補(bǔ)償方式：補(bǔ)充電容Cc一端接MP2和MN5的公共端，另一端接輸出V_OUT。本發(fā)明中的補(bǔ)償方式，在系統(tǒng)負(fù)載最小時(shí)，主極點(diǎn)在輸出端，當(dāng)重載時(shí)，主極點(diǎn)在內(nèi)部，能達(dá)到整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)的穩(wěn)定性。

補(bǔ)償穩(wěn)定性分析：LDO的小信號等效電路如圖5所示，其中Gm1為誤差放大器，跨導(dǎo)為g_m1；Gmp為功率放大級，跨導(dǎo)為g_mp；GC為反饋級，跨導(dǎo)為g_mc，MN5管采樣反饋電流，采樣電阻為1/g_mMN5，MN4管放大，g_mc＝g_mMN4＝g_mMN5，節(jié)點(diǎn)N1處的輸出等效電阻電容分別為r_o1和C₁，輸出節(jié)點(diǎn)處的負(fù)載電阻電容為R_L和C_L，

對小信號圖進(jìn)行KCL方程：

N1:

V_OUT:

N2:s*C_L*(V_OUT-V_N2)＝V_N2*g_mMN5；

通過上述方程化簡得傳遞函數(shù)：

其中：

a＝R_L(C_L+g_mp*r_o1*Cc)；

b＝R_L*C_L*r_o1*C₁；

c＝C₁*Cc*C_L*r_o1*R_L/g_mMN5

根據(jù)負(fù)載電流的變化，可以得到輕載和重載不同情況下的具體傳遞函數(shù)。輕載時(shí)，g_mp較小，C_L*R_L》g_mp*r_o1*Cc*R_L，則傳遞函數(shù)可以化簡為：

此函數(shù)中，有一對零極點(diǎn)相互抵消，剩下兩個(gè)極點(diǎn)，一個(gè)主極點(diǎn)在V_OUT端，且頻率很低，在GBW內(nèi)只存在這個(gè)極點(diǎn)，滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性。

當(dāng)重載時(shí)，g_mp會(huì)隨負(fù)載電流的增大而增大，當(dāng)變大到足夠大的時(shí)候認(rèn)為：g_mp*r_o1*Cc*R_L》C_L*R_L。則傳遞函數(shù)近似如下：

在重載條件中P_d＝1/(g_mp*Cc*r_o1*R_L)變成主極點(diǎn)，P_nd＝g_mp*Cc/(C₁*C_L)為次極點(diǎn)。這種情況下環(huán)路的最大單位增益帶寬ωu＝g_m1/Cc，保證在重載條件下P_nd>ω_u。同時(shí)在系統(tǒng)的相位欲度和穩(wěn)定性會(huì)隨著負(fù)載電流的增加而提升。

盡管本發(fā)明的內(nèi)容已經(jīng)通過上述優(yōu)選實(shí)施例作了詳細(xì)介紹，但應(yīng)當(dāng)認(rèn)識(shí)到上述的描述不應(yīng)被認(rèn)為是對本發(fā)明的限制。在本領(lǐng)域技術(shù)人員閱讀了上述內(nèi)容后，對于本發(fā)明的多種修改和替代都將是顯而易見的。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)由所附的權(quán)利要求來限定。