一種產(chǎn)生spwm波的組合式局部倍頻采樣算法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種產(chǎn)生SPWM波的組合式局部倍頻采樣算法，以正弦曲線的零點為中點取一段對稱區(qū)域，在該區(qū)間上根據(jù)數(shù)學上線性組合的方式構(gòu)造出虛擬的采樣點以實現(xiàn)“倍頻”的效果，在現(xiàn)實采樣點個數(shù)一定的情況下，隨著“倍頻”的區(qū)域變寬或“倍頻”的次數(shù)變多，諧波的能量會逐步的向高頻方向移動，從而降低了低次諧波分量的能量。本發(fā)明把諧波能量“轉(zhuǎn)移”到高次諧波區(qū)域，有利于過濾掉低次諧波分量，得到更加接近正弦波的控制信號，并且該算法簡單，易于編程實現(xiàn)，主要應用于整流器和逆變器中。
【專利說明】-種產(chǎn)生SPWM波的組合式局部倍頻采樣算法

【技術(shù)領域】
[0001] 本發(fā)明屬于電力電子領域，具體涉及一種產(chǎn)生SPWM波的組合式局部倍頻采樣算 法，主要應用于伺服電機控制、逆變電源、變頻器和整流器等。

【背景技術(shù)】
[0002] 隨著微處理機技術(shù)、計算機技術(shù)和電力電子技術(shù)、自動控制理論等相關學科的快 速發(fā)展，采用脈沖寬度調(diào)制（PulseWidth Modulation，簡稱PWM)技術(shù)的逆變器成為了當代 電力電子技術(shù)中最基本的裝置之一。自從PWM技術(shù)出現(xiàn)以后，PWM技術(shù)憑著其靈活多變的 調(diào)頻調(diào)壓方式和優(yōu)良性能，在伺服電機控制、UPS、整流器和變頻器等領域也都得到了廣泛 的使用。至今，全球幾個主要的電氣公司所生產(chǎn)的變頻調(diào)速器幾乎都是采用PWM調(diào)制技術(shù) 的。但是，無論采用現(xiàn)有的任何一種PWM調(diào)制方式，由于受控制技術(shù)和開關頻率的限制，其 輸出的波形中都不可避免地會含有較高的諧波分量，使得采用了 PWM控制技術(shù)的各種電力 電子裝置反而成為了"最大的干擾源"。對于小功率系統(tǒng)的影響可能不大明顯，但是對于中、 大功率系統(tǒng)而言，諧波帶來的影響不僅僅是會造成能量的損耗，還帶來了很多危害，諧波污 染的問題概括起來，其主要有以下幾方面： (1)對旋轉(zhuǎn)式的電機而言，諧波會使其產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動，增加功耗(銅損和鐵損）使其導致 發(fā)熱，甚至還有可能會引起振動或者諧振。還有，諧波會使電機或逆變器等產(chǎn)生電磁噪音， 污染環(huán)境。
[0003] (2)對容性負載而言，某些諧波還會使其諧振，諧波電流增大，導致電容器因過負 荷或過電壓而損壞。在電力系統(tǒng)中，諧波對電力電纜也會造成過負荷或過電壓而擊穿的危 害。
[0004] (3)對于變壓器而言，增加其負載損耗，特別是在發(fā)生諧振的時候，諧波也將會被 變壓器所放大，會使其損耗大大地增加，甚至還會引發(fā)嚴重電力事故。
[0005] ( 4 )對于電力系統(tǒng)而言，有可能會造成繼電保護和自動控制裝置誤動作，并且使電 氣測量儀表的計量不準確，影響電力監(jiān)控。
[0006] (5)諧波所產(chǎn)生的電磁干擾（EMI)會對鄰近的通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾，輕則產(chǎn)生噪聲， 降低通信質(zhì)量；重者導致信息丟失，使通信系統(tǒng)無法正常工作。
[0007] 考慮到諧波存在著這么多的危害，諧波污染及其如何抑制的問題也已成為了人 們研究的重要課題，對減小逆變器輸出諧波的研究也成為一個熱點的研究。至今，PWM逆變 器的諧波抑制技術(shù)也經(jīng)歷了一個不斷創(chuàng)新和不斷完善的發(fā)展過程，現(xiàn)主要的抑制方法有以 下兩個： (1)采用隨機PWM技術(shù)以抑制諧波分量，其原理是通過隨機改變逆變器的開關角或開 關頻率的方式，使得諧波頻譜中幅值較大的諧波分量得以分散，頻譜變疏，從而使諧波沿頻 譜的頻率軸分布更為連續(xù)。但是，該方法會使得其諧波分量的分布范圍較寬，不利于濾波。
[0008] 常見的隨機PWM技術(shù)有：隨機開關頻率和隨機脈沖位置兩種。其中隨機開關頻率 方式比較常用。隨機地改變開關的頻率，使得電機電磁噪音近似為限帶白噪聲(在線性頻率 坐標系中，各頻率能量分布是均勻的噪聲信號)，盡管噪音的總分貝數(shù)未變，但以固定開關 頻率為特征的有色噪音強度卻被大大地削弱了。因此，對于載波頻率必須限制在較低頻率 的場合，隨機PWM仍然有其特殊的價值。同時，該技術(shù)的出現(xiàn)也說明了消除機械和電磁噪音 的最佳方法并不是盲目地提高工作頻率，隨機PWM技術(shù)正是提供了一個分析解決這種問題 的全新思路。
[0009] (2)特定諧波消除脈寬調(diào)制技術(shù)（Selective Harmonic Elimination Pulse Width Modulation--SHEPWM)，顧名思義，通過開關時刻的優(yōu)化選擇來產(chǎn)生PWM，消除了選 定的低次諧波，具有波形質(zhì)量高、效率高、直流電壓利用率高、直流側(cè)濾波器尺寸小等顯著 優(yōu)點。其原理是對輸出電壓波形按傅氏級數(shù)展開，表示為首先確定基 波分量β丨的值，再令兩個不同的4 =〇,就可以建立三個方程，聯(lián)立求解得愚、%及這3，這樣 就可以消去兩個頻率的諧波。該方法雖然可以很好地消除所指定的低次諧波，但是剩余未 消去的較低次諧波的幅值可能會相當大，而且同樣存在計算復雜的缺點，該方法同樣只適 用于同步調(diào)制方式中。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0010] 本發(fā)明的目的在于提供一種采樣頻率一定時，可以有效地抑制低次諧波分量的 SPWM采樣算法，該方法簡單，易于數(shù)字化實現(xiàn)，節(jié)省DSP硬件資源。
[0011] 為實現(xiàn)上述技術(shù)目的，達到上述技術(shù)效果，本發(fā)明通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)： 一種產(chǎn)生SPWM波的組合式局部倍頻采樣算法，包括以下步驟： 步驟（1):通過外部電路輸入設定調(diào)制波頻率<、調(diào)制度、載波比I、虛擬倍頻區(qū)間 系數(shù)、虛擬倍頻倍數(shù)和死去時間^等參數(shù)，并累計保存所有波峰和波谷采樣點的值； 步驟（2):在正弦波零點附近根據(jù)系數(shù)1^選取一段區(qū)域為虛擬倍頻區(qū)間，該區(qū)間內(nèi)每 對波峰波谷采樣點之間，通過數(shù)學的線性組合方法，構(gòu)造出一個"虛擬采樣點"的值，運用多 個"虛擬采樣點"的值計算出使DSP輸出SPWM波形的寄存器比較值，多次取樣計算，求得一 個半調(diào)制波周期的高低電平跳變時刻表，并保存在DSP的內(nèi)存中； 步驟（3):運用所述步驟（2)所得到的半調(diào)制波周期的高低電平跳變時刻表，根據(jù)正弦 調(diào)制波的對稱性和多相對稱正弦波的相位差性質(zhì)，生成多相對稱的SPWM控制信號波形。
[0012] 優(yōu)選的，所述步驟（1)中采樣時僅在一個調(diào)制波周期的正半周或者負半周進行采 樣。
[0013] 優(yōu)選的，僅在以正弦調(diào)制波的零點為中心的某段對稱區(qū)間內(nèi)，運用相鄰兩個三角 載波的采樣值進行線性組合，構(gòu)造出一個虛擬的載波采樣值。
[0014] 優(yōu)選的，利用切線采樣法推算出開關的通斷時刻值：過前波谷采樣點作正弦調(diào)制 波的切線與三角載波的前波峰面相交，確定開關的導通時刻，過前波峰采樣點作正弦調(diào)制 波的切線與三角載波的后波峰面相交，確定開關的關斷時刻。
[0015] 優(yōu)選的，所述三角載波包括實際三角載波和虛擬的三角載波。
[0016] 本發(fā)明的有益效果是： 1、充分利用了 DSP運算速度快的優(yōu)勢，使用線性組合的方式達到倍頻的效果，減少了 低速的A/D采樣工作。提高了系統(tǒng)的實時性。
[0017] 2、通過局部倍頻的方式把低次諧波分量的能量轉(zhuǎn)移到了高次諧波分量中，方便過 濾掉低次諧波分量，得到更加接近正弦波的控制信號。
[0018] 3、推導出計算開關時刻點的公式，簡化了程序的編寫，更易于把該新方法用數(shù)字 化實現(xiàn)。
[0019] 上述說明僅是本發(fā)明技術(shù)方案的概述，為了能夠更清楚了解本發(fā)明的技術(shù)手段， 并可依照說明書的內(nèi)容予以實施，以下以本發(fā)明的較佳實施例并配合附圖詳細說明如后。 本發(fā)明的【具體實施方式】由以下實施例及其附圖詳細給出。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0020] 此處所說明的附圖用來提供對本發(fā)明的進一步理解，構(gòu)成本申請的一部分，本發(fā) 明的示意性實施例及其說明用于解釋本發(fā)明，并不構(gòu)成對本發(fā)明的不當限定。在附圖中： 圖1為產(chǎn)生SPWM信號的系統(tǒng)框圖； 圖2為組合式局部倍頻采樣算法原理圖； 圖3為CLMSPWM算法公式推導原理圖； 圖4為三相對稱CLMSPWM控制信號圖； 圖5為生成CLMSPWM信號的程序流程圖； 圖6為CLMSPWM與傳統(tǒng)自然采樣SPWM信號的FFT分析比較波形圖，其中（a)為傳統(tǒng)自 然采樣SPWM圖，（b)為CLMSPWM圖； 圖7為CLMSPWM算法應用于三相異步電機調(diào)速的定子電流波形isa、定子相電壓Ua、線 電壓波形Uab、和定子d-q磁鏈波形圖，其順序為圖（a)-圖（d)。

【具體實施方式】
[0021] 下面將參考附圖并結(jié)合實施例，來詳細說明本發(fā)明。
[0022] 參照圖1和圖5所示，一種產(chǎn)生SPWM波的組合式局部倍頻采樣算法： 通過外部電路輸入設定調(diào)制波頻率J^、調(diào)制度%、載波比虛擬倍頻區(qū)間系數(shù)&、 虛擬倍頻倍數(shù)&和死去時間^等參數(shù)，啟動電路，引入電機定子電流反饋信號，在三角載 波的波峰和波谷時刻對反饋信號進行采樣，并累計保存采樣點的值(假定系統(tǒng)穩(wěn)定，定子電 流波形接近正弦波，故采樣值可暫寫成，采樣時僅在每個調(diào)制波周期的正半周采 樣； 參照圖2所示，在正弦調(diào)制波的零點時刻附近根據(jù)系數(shù)選取一段區(qū)域為虛擬 倍頻區(qū)間

【權(quán)利要求】
1. 一種產(chǎn)生SPWM波的組合式局部倍頻采樣算法，其特征在于包括以下步驟： 步驟（1):通過外部電路輸入設定調(diào)制波頻率義、調(diào)制度％、載波比JV、虛擬倍頻區(qū)間系 數(shù)A、虛擬倍頻倍數(shù)工2和死去時間等參數(shù)，并累計保存所有波峰和波谷采樣點的值； 步驟（2):在正弦波零點附近根據(jù)系數(shù)取一段區(qū)域為虛擬倍頻區(qū)間，該區(qū)間內(nèi)每對 波峰波谷采樣點之間，通過數(shù)學的線性組合方法，構(gòu)造出一個"虛擬采樣點"的值，運用多個 "虛擬采樣點"的值計算出使DSP輸出SPWM波形的寄存器比較值，多次取樣計算，求得一個 半調(diào)制波周期的高低電平跳變時刻表，并保存在DSP的內(nèi)存中； 步驟（3):運用所述步驟（2)所得到的半調(diào)制波周期的高低電平跳變時刻表，根據(jù)正弦 調(diào)制波的對稱性和多相對稱正弦波的相位差性質(zhì)，生成多相對稱的SPWM控制信號波形。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的產(chǎn)生SPWM波的組合式局部倍頻采樣算法，其特征在于，所述 步驟（1)中采樣時僅在一個調(diào)制波周期的正半周或者負半周進行采樣。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的產(chǎn)生SPWM波的組合式局部倍頻采樣算法，其特征在于，僅在 以正弦調(diào)制波的零點為中心的某段對稱區(qū)間內(nèi)，運用相鄰兩個三角載波的采樣值進行線性 組合，構(gòu)造出一個虛擬的載波采樣值。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的產(chǎn)生SPWM波的組合式局部倍頻采樣算法，其特征在于，利用 切線采樣法推算出開關的通斷時刻值：過前波谷采樣點作正弦調(diào)制波的切線與三角載波的 前波峰面相交，確定開關的導通時刻，過前波峰采樣點作正弦調(diào)制波的切線與三角載波的 后波峰面相交，確定開關的關斷時刻。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的產(chǎn)生SPWM波的組合式局部倍頻采樣算法，其特征在于，所述 三角載波包括實際三角載波和虛擬的三角載波。
【文檔編號】G05B11/28GK104298107SQ201410423420
【公開日】2015年1月21日 申請日期:2014年8月26日 優(yōu)先權(quán)日:2014年8月26日
【發(fā)明者】劉紅俐, 陳健亨, 朱其新 申請人:蘇州科技學院