本申請是于2015年9月25日提交的美國申請?zhí)枮?4/866,172的國際申請，其要求于2015年6月17日提交的美國臨時申請?zhí)枮?2/180,677的優(yōu)先權(quán)和利益，所有申請通過引用并入本文。

技術(shù)領(lǐng)域

本公開涉及DC-DC轉(zhuǎn)換器和操作DC-DC轉(zhuǎn)換器的方法，更具體地，涉及與用于高頻開關(guān)的低熱設(shè)計結(jié)合的DC-DC轉(zhuǎn)換器。

背景

一種類型的DC-DC轉(zhuǎn)換器是開關(guān)穩(wěn)壓器。具有高轉(zhuǎn)換效率的開關(guān)穩(wěn)壓器被廣泛用作用于向各種控制電路(負(fù)載)提供電壓的電池中的電壓轉(zhuǎn)換器。例如，開關(guān)穩(wěn)壓器還用在汽車電源中。

考慮到對更高的開關(guān)頻率和熱設(shè)計的要求之間的平衡，一個常規(guī)的多相DC-DC轉(zhuǎn)換器使用多個負(fù)載點(POL)轉(zhuǎn)換器。然而，在該常規(guī)實施例中所公開的DC-DC轉(zhuǎn)換器可能導(dǎo)致零件數(shù)量增加。零件數(shù)量上的這樣的增加可能增加用于安裝零件的區(qū)域并提高制造成本。

在另一常規(guī)的開關(guān)電路設(shè)備中，開關(guān)可包括并聯(lián)布置的具有不同柵極寬度的多個MOSFET。然而，利用常規(guī)的開關(guān)電路設(shè)備，柵極布線的阻抗和每個開關(guān)的導(dǎo)通電阻之間的差異可能產(chǎn)生集中在元件中的一個內(nèi)的寄生電容的充電電流。因此，元件發(fā)熱并且可能發(fā)生集中的能量損耗。

附圖簡述

在附圖中：

圖1圖示了根據(jù)所公開的實施例中的一個的DC-DC轉(zhuǎn)換器中的電路的示例；

圖2是圖示了在驅(qū)動電路中的每個節(jié)點處的輸入電流和電勢之間的關(guān)系的波形圖；

圖3圖示了控制器的示例；

圖4是圖示了圖3中所圖示的配置中的信號之間的關(guān)系的波形圖；

圖5圖示了DC-DC轉(zhuǎn)換器的示例；

圖6圖示了在圖5中所圖示的示例中的開關(guān)電路中流動的電流；

圖7圖示了與圖5中所圖示的示例進(jìn)行比較的比較示例；

圖8圖示了在圖7中所圖示的比較示例中的開關(guān)電路中流動的電流；

圖9圖示了對圖1中的控制器的修改；

圖10是圖示了圖9中所圖示的配置中的信號之間的關(guān)系的波形圖；

圖11圖示了對圖1中的控制器的另一修改；

圖12是圖示了圖11中所圖示的配置中的信號之間的關(guān)系的波形圖；

圖13圖示了控制器的示例；

圖14是圖示了圖13中所圖示的配置中的信號之間的關(guān)系的波形圖；

圖15圖示了DC-DC轉(zhuǎn)換器中的電路的修改；

圖16圖示了DC-DC轉(zhuǎn)換器中的電路的另一修改；

圖17圖示了DC-DC轉(zhuǎn)換器中的電路的示例；以及

圖18圖示了在圖17中的電路中的每個節(jié)點處的輸入電流和電勢之間的關(guān)系。

詳細(xì)描述

開關(guān)穩(wěn)壓器的理想特性包括例如，供應(yīng)大電流的能力、控制高開關(guān)頻率的能力和由于發(fā)熱等而造成的小損耗。然而，在一方面，大電流供應(yīng)能力和高開關(guān)頻率之間存在權(quán)衡，以及另一方面，在大電流供應(yīng)能力和由于熱而導(dǎo)致的能量損耗上的降低之間有權(quán)衡。例如，如果開關(guān)電路的導(dǎo)通電阻降低以便供應(yīng)大電流，則寄生電容和充電電流增加，這可能導(dǎo)致發(fā)熱。此外，如果由于對使用環(huán)境的限制(例如，在需要避免其他無線電波的干擾的車載設(shè)備中)而需要高開關(guān)頻率，開關(guān)電路被頻繁接通，則每當(dāng)開關(guān)電路接通時，寄生電容的充電電流就會流動，并且所產(chǎn)生的發(fā)熱和由于發(fā)熱引起的能量損耗甚至更頻繁地發(fā)生。同時，不生成過多熱的熱設(shè)計在開關(guān)穩(wěn)壓器中是可取的。

因此，將有助于提供DC-DC轉(zhuǎn)換器，其可降低由于熱特別是在高頻開關(guān)期間產(chǎn)生的能量損耗。

根據(jù)本公開的示例性DC-DC轉(zhuǎn)換器包括：接收電壓輸入的輸入端；并聯(lián)連接在輸入端和接地之間的多個開關(guān)電路；輸出所轉(zhuǎn)換的電壓的輸出端；以及控制器，其被配置為通過將分別接通開關(guān)電路的控制信號輸入到每個開關(guān)電路中來在預(yù)定周期內(nèi)接通開關(guān)電路。

在該示例性DC-DC轉(zhuǎn)換器中，控制器可執(zhí)行控制以順序地接通開關(guān)電路。

在該示例性DC-DC轉(zhuǎn)換器中，控制器可重復(fù)控制。

在該示例性DC-DC轉(zhuǎn)換器中，開關(guān)電路可以是高側(cè)開關(guān)電路。

在該示例性DC-DC轉(zhuǎn)換器中，開關(guān)電路可以是低側(cè)開關(guān)電路。

根據(jù)以下實施例的DC-DC轉(zhuǎn)換器和其控制方法允許降低由于熱引起的能量損耗。

圖17圖示了DC-DC轉(zhuǎn)換器電路的示例?；诠?yīng)給輸入端P_輸入的輸入電壓V_輸入，DC-DC轉(zhuǎn)換器100輸出期望的輸出電壓V_輸出。圖17中所圖示的DC-DC轉(zhuǎn)換器100是輸出低于輸入電壓V_輸入的輸出電壓V_輸出的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器。輸出電壓V_輸出被供應(yīng)給連接到輸出端P_輸出的負(fù)載101。負(fù)載101連接到比輸入電壓V_輸入低的電勢下的電源線(在圖17中，接地(GND)線)。

DC-DC轉(zhuǎn)換器100包括用于在時間上劃分輸入電壓V_輸入的高側(cè)開關(guān)電路HM1和低側(cè)開關(guān)電路LM1，并且還包括電感器L和電容器C0，該電感器L和電容器C0形成用于平滑在時間上劃分的輸入電壓V_輸入并將結(jié)果輸出到負(fù)載101的平滑濾波器。在一個實施例中，高側(cè)開關(guān)電路HM1是被定位在負(fù)載101的電源側(cè)上的開關(guān)電路，以及低側(cè)開關(guān)電路LM1是被定位在負(fù)載101的接地側(cè)上的開關(guān)電路。此外，DC-DC轉(zhuǎn)換器包括傳輸控制信號以用于控制開關(guān)電路HM1和LM1的電源IC 102。

例如，開關(guān)電路HM1和LM1可以是金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)。開關(guān)電路HM1的漏極連接到輸入端P_輸入。開關(guān)電路HM1的源極連接到開關(guān)電路LM1的漏極。開關(guān)電路LM1的源極經(jīng)由節(jié)點N連接到接地GND。電感器L連接到節(jié)點N。節(jié)點N的電勢為Vlx。寄生電容Clx可存在于節(jié)點N和電感器L之間。

IC 102包括連接到高側(cè)開關(guān)電路HM1的驅(qū)動電路DRVH1和連接到開關(guān)電路LM1的驅(qū)動電路DRVL1。在一個實施例中，DC-DC轉(zhuǎn)換器100輸出期望的輸出電壓V_輸出，驅(qū)動電路DRVH1和DRVL1分別輸出控制信號VH1和VL1，以用于對開關(guān)電路HM1和LM1的開/關(guān)控制?？刂菩盘朧H1和VL1例如是脈沖寬度調(diào)制(PWM)信號，其具有與用于使開關(guān)電路HM1和LM1接通的占空比對應(yīng)的脈沖寬度?？刂菩盘朧H1和VL1的脈沖寬度例如由在IC 102中提供的未圖示的控制器控制。

圖18圖示了由驅(qū)動電路DRVH1和DRVL1生成的PWM信號VH1和VL1、從輸入端P_輸入輸入的輸入電流I_輸入和節(jié)點N處的電勢Vlx之間的關(guān)系。如圖18所示，緊接著在開關(guān)電路HM1由PWM信號VH1接通之后的時間Δt期間，比在開關(guān)電路HM1斷開時大的輸入電流I_輸入流經(jīng)開關(guān)電路HM1，并且節(jié)點N的電勢Vlx升高。

在此，為了使相對大的電流通過開關(guān)電路HM1和LM1，用作開關(guān)電路HM1和LM1的MOSFET的導(dǎo)通電阻優(yōu)選是低的。然而，當(dāng)MOSFET的導(dǎo)通電阻較低時，寄生電容Clx增加，這導(dǎo)致充電電流上升，從而增加了由于發(fā)熱引起的能量損耗。由于開關(guān)頻率較高，因此電流更頻繁地流經(jīng)開關(guān)電路HM1，從而增加了由于發(fā)熱引起的能量損耗事件的頻率。

此外，當(dāng)輸入電壓V_輸入增加時，緊接著在開關(guān)電路HM1接通之后的時間Δt期間的能量損耗也增加。例如，當(dāng)每單位時間的損耗是180W且Δt是5ns時，則以2MHz的開關(guān)頻率執(zhí)行對開關(guān)電路HM1的開/關(guān)控制產(chǎn)生施加到開關(guān)電路HM1的1.8W的功率。在這種情況下，例如如果使用以50℃/W的比率生成每功率的熱的MOSFET，則該MOSFET生成90℃的熱。

以下參照附圖對用于降低這樣的熱生成和由此引起的能量損耗的實施例進(jìn)行了描述。

圖1圖示了根據(jù)所公開的實施例中的一個的DC-DC轉(zhuǎn)換器中的電路的示例?；诠?yīng)給輸入端P_輸入的輸入電壓V_輸入，DC-DC轉(zhuǎn)換器10輸出期望的輸出電壓V_輸出。圖1中所圖示的DC-DC轉(zhuǎn)換器10是輸出低于輸入電壓V_輸入的輸出電壓V_輸出的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器。輸出電壓V_輸出被供應(yīng)給連接到輸出端P_輸出的負(fù)載11。負(fù)載11可連接到接地(GND)線。

DC-DC轉(zhuǎn)換器10包括用于在時間上劃分輸入電壓V_輸入的高側(cè)開關(guān)電路HM1-1和HM1-2以及低側(cè)開關(guān)電路LM1，并且還包括電感器L和電容器C0，該電感器L和電容器C0形成用于平滑在時間上劃分的輸入電壓V_輸入并將結(jié)果輸出到負(fù)載11的平滑濾波器。在此，高側(cè)開關(guān)電路是被定位在負(fù)載11的電源側(cè)上的開關(guān)電路，以及低側(cè)開關(guān)電路是被定位在負(fù)載11的接地側(cè)上的開關(guān)電路。此外，DC-DC轉(zhuǎn)換器10包括傳輸控制信號(諸如VH1、VH2和VL1)以用于控制開關(guān)電路HM1-1、HM1-2和LM1的IC 12。在該實施例中，DC-DC轉(zhuǎn)換器10的高側(cè)開關(guān)電路HM1-1和HM1-2并聯(lián)耦合在輸入端P_輸入和節(jié)點N1之間。

在一個實施例中，開關(guān)電路HM1-1、HM1-2和LM1例如可以是MOSFET。然而，應(yīng)認(rèn)識到的是，可使用諸如p溝道FET的其他類型的晶體管和不同類型的晶體管、電容器、電阻器的組合。開關(guān)電路HM1-1的漏極和開關(guān)電路HM1-2的漏極連接到輸入端P_輸入。從輸入端P_輸入輸入的輸入電流標(biāo)記為I_輸入，并且在該輸入電流I_輸入內(nèi)，流到開關(guān)電流HM1-1的輸入電流標(biāo)記為I_輸入1，而流到開關(guān)電流HM1-2的輸入電流標(biāo)記為I_輸入2。開關(guān)電路HM1-1的源極和開關(guān)電路HM1-2的源極經(jīng)由節(jié)點N1各自連接到開關(guān)電路LM1的漏極。電感器L連接到節(jié)點N1。此外，開關(guān)電路LM1的源極連接到接地(GND)線。節(jié)點N1和節(jié)點N2的電勢是Vlx。在圖1中，寄生電容Clx存在于節(jié)點N2和電感器L之間。

IC 12包括控制器13?？刂破?3還包括高側(cè)驅(qū)動電路DRVH1-1和DRVH1-2以及低側(cè)驅(qū)動電路DRVL1。在控制器13中，為了使DC-DC轉(zhuǎn)換器10輸出期望的輸出電壓V_輸出，驅(qū)動電路DRVH1-1、DRVH1-2和DRVL1分別輸出控制信號VH1、VH2和VL1，以用于對開關(guān)電路HM1-1、HM1-2和LM1的開/關(guān)控制。控制信號VH1、VH2和VL1例如是PWM信號，其具有與用于使開關(guān)電路HM1-1、HM1-2和LM1接通的占空比對應(yīng)的脈沖寬度。由驅(qū)動電路DRVH1-1和DRVH1-2輸出的控制信號VH1和VL1的脈沖寬度例如由控制器13控制。驅(qū)動電路DRVL1中的控制信號VL1的脈沖寬度由未圖示的控制器控制。可替代地，驅(qū)動電路DRVL1中的控制信號VL1的脈沖寬度可由控制器13控制。

圖2圖示了由驅(qū)動電路DRVH1-1、DRVH1-2和DRVL1在開關(guān)周期T期間生成的控制信號VH1、VH2和VL1、從輸入端P_輸入分別輸入到開關(guān)電路HM1-1和HM1-2中的輸入電流I_輸入1和I_輸入2和在節(jié)點N1處的電勢Vlx之間的關(guān)系。在該實施例中，開關(guān)電路HM1-1和HM1-2的開/關(guān)行為的模式被交換，使得占空比每個周期交替。

圖2圖示了在每個周期T中交替的開關(guān)電路HM1-1和HM1-2的開/關(guān)行為的模式的示例。在此，交替的模式是較早模式和較晚模式，在該較早模式中，開關(guān)電路在周期開始時接通并在預(yù)定的時間T₁之后斷開，在該較晚模式中，一旦在周期開始之后的時間Δt過去，開關(guān)電路就接通并在預(yù)定的時間T₁之后斷開。在該實施例中，當(dāng)具有較早模式的PWM信號VH1輸入到開關(guān)電路HM1-1中時，具有較晚模式的PWM信號VH2輸入到開關(guān)電路HM1-2中。相反，當(dāng)具有較晚模式的PWM信號VH1輸入到開關(guān)電路HM1-1中時，具有較早模式的PWM信號VH2輸入到開關(guān)電路HM1-2中。

PWM信號VL1輸入到開關(guān)電路LM1中，使得開關(guān)電路LM在每個周期T中在預(yù)定的時間T₁期間是導(dǎo)通的。在圖2中所圖示的示例中，控制開關(guān)電路LM1以在預(yù)定的時間T₁之前和之后的一定時間長度期間是導(dǎo)通的PWM信號VL1被輸入到開關(guān)電路LM1中。

當(dāng)開關(guān)電路HM1-1或開關(guān)電路HM1-2接通時，節(jié)點N1的電勢Vlx在時間Δt期間升高。在圖2中所圖示的示例中，電勢Vlx在周期開始時開始升高。當(dāng)開關(guān)電路HM1-1或開關(guān)電路HM1-2斷開時，節(jié)點N1的電勢Vlx返回到電勢升高之前的值。

如以上所描述的，通過以不同控制模式交替PWM信號以用于輸入到開關(guān)電路HM1-1和HM1-2中，流經(jīng)開關(guān)電路HM1-1和HM1-2的I_輸入1和I_輸入2的波形每個周期切換。因此，在開關(guān)電路HM1-1和HM1-2中，由電流引起的發(fā)熱的時間是分布式的。利用這種方法，與當(dāng)電流在每個周期流到一個高側(cè)開關(guān)電路時的情況相比，在開關(guān)電路HM1-1和HM1-2中生成的總的熱量可被抑制，并且由于熱而引起的能量損耗可降低。

圖3圖示了控制器13的示例?？刂破?3例如包括電平移位電路20、非(NOT)電路21、27和28、鎖存電路22、與非(NAND)電路23和24、與(AND)電路25和26以及驅(qū)動電路DRVH1-1和DRVH1-2。

電平移位電路20使用來自各個電源VCC、GND、BST和LX的輸入，以放大并輸出所提供的PWM信號。由電平移位電路20放大的PWM信號由非電路21反相并輸入到鎖存電路22中。在該實施例中，鎖存電路22是所謂的D鎖存電路。將認(rèn)識到的是，在鎖存電路22中可使用其他鎖存電路。

作為鎖存電路22的輸出端Q輸出的信號V1被提供到與非電路23。另外，由驅(qū)動電路DRVH1-2輸出的信號VH2由非電路27反相并被提供到與非電路23。與非電路23使所提供的信號(即信號V1和被反相的信號VH2)的邏輯乘反相，并輸出所產(chǎn)生的信號V3。

作為鎖存電路22的輸出端Q的反相輸出的信號V2被提供到與非電路24。另外，由驅(qū)動電路DRVH1-1輸出的信號VH1由非電路28反相并被提供到與非電路24。與非電路24使所提供的信號(即信號V2和被反相的信號VH1)的邏輯乘反相，并輸出所產(chǎn)生信號V4。

與電路25將由電平移位電路20提供的信號和由與非電路23輸出的信號V3的邏輯乘輸出到驅(qū)動電路DRVH1-1。與電路26將由電平移位電路20提供的信號和由與非電路24輸出的信號V4的邏輯乘輸出到驅(qū)動電路DRVH1-2。

圖4是圖示了圖3中所圖示的配置中的信號之間的關(guān)系的波形圖。圖4中的波形圖圖示了輸入到電平移位電路20并由其放大的PWM信號、由鎖存電路22輸出的信號V1和V2、由與非電路23輸出的信號V3、由與非電路24輸出的信號V4、和分別從驅(qū)動電路DRVH1-1和DRVH1-2輸出的信號VH1和VH2之間的關(guān)系。PWM信號從低變?yōu)楦叩臅r間以下被描述為每個周期的開始點。

作為鎖存電路22的輸出端Q的反相輸出的信號作為鎖存電路22的輸入D被輸入。因此，每當(dāng)PWM信號從高變?yōu)榈蜁r，作為輸出端Q輸出的信號V1從高切換到低，反之亦然。每當(dāng)PWM信號從高變?yōu)榈蜁r，作為輸出端Q的反相輸出的信號V2也從高切換到低，反之亦然。信號V2是信號V1的邏輯反相。因此，當(dāng)信號V1為高時，信號V2為低，并且當(dāng)信號V1為低時，信號V2為高。

當(dāng)信號V1為低時，由與非電路23輸出的信號V3為高。當(dāng)信號V2為高且信號VH1為低時，由與非電路24輸出的信號V4為低。在這種狀態(tài)下，在周期T1開始時(在圖4中的時間t)，當(dāng)PWM信號從低變?yōu)楦邥r，輸入到與電路26中的信號V4為低，因此，信號VH2也保持低而不改變。然而，當(dāng)PWM信號從低變?yōu)楦邥r，輸入到與電路25中的信號V3為高，因此，信號VH1從低變?yōu)楦?。?dāng)信號VH1變?yōu)楦邥r，由與非電路24輸出的信號V4變?yōu)楦?。因此，在信號VH1變?yōu)楦咧?，在輸入信號V4時由與電路26輸出的信號VH2晚于VH1變?yōu)楦?。由于信號VH1通過這種方式變?yōu)楦?，因此在時間t開始的周期T1中，開關(guān)電路HM1-1首先接通，且開關(guān)電路HM1-2隨后接通。

當(dāng)PWM信號從高變?yōu)榈蜁r，與電路25和26中的每一個中的邏輯乘變?yōu)榈?，并且信號VH1和信號VH2各自從高變?yōu)榈?。同時，信號V1和信號V2的高狀態(tài)和低狀態(tài)交換，并且這些信號被輸入到與非電路23和24中。此時，信號VH1和VH2處于高狀態(tài)，并且它們的反相信號(即低信號)由非電路27和28輸出并分別輸入到與非電路23和24中。因此，高信號分別從與非電路23和24傳輸?shù)脚c電路25和26。因此，高信號和PWM信號的邏輯乘，即低信號VH1和VH2由與電路25和26輸出。作為響應(yīng)，開關(guān)電路HM1-1和開關(guān)電路HM1-2因而斷開。

在周期T1之后的周期T2中，信號VH2在周期的開始時間t′從低變?yōu)楦?。由于信號VH2通過這種方式變?yōu)楦撸虼嗽谥芷赥2中，開關(guān)電路HM1-2首先接通，且開關(guān)電路HM1-1以一個延遲隨后接通。因此，在該實施例中，周期被重復(fù)，以按照信號交替的順序相繼地將信號VH1和VH2變?yōu)楦?。因此，開關(guān)電路HM1-1和開關(guān)電路HM1-2以交替的順序依次接通。當(dāng)PWM信號從高變?yōu)榈蜁r，與在周期T1中一樣，開關(guān)電路HM1-1和開關(guān)電路HM1-2斷開。

在該實施例中，周期T1和T2被交替地重復(fù)。

圖5圖示了本實施例內(nèi)的示例。在該示例中，電阻器被布置在高側(cè)開關(guān)電路的控制信號輸入側(cè)上，該高側(cè)開關(guān)電路并聯(lián)布置在DC-DC轉(zhuǎn)換器中。例如，在DC-DC轉(zhuǎn)換器30中，電阻器R0連接到開關(guān)電路HM1-2。其余結(jié)構(gòu)與圖1中的結(jié)構(gòu)相同。在該示例中，輸入電壓V_輸入為18.0V，輸出電壓V_輸出為5.7V，輸出電流I_輸出為2.5A，以及開關(guān)頻率fsw為2.2MHz。

圖6圖示了在圖5中所圖示的示例中的開關(guān)電路HM1-1和HM1-2中流動的電流。如從圖6中清晰可見，在開關(guān)電路HM1-1和HM1-2中流動的電流I_輸入1和I_輸入2交替地達(dá)到峰值，并且當(dāng)控制信號VH1和VH2為高時，峰分別具有近似10A和8.5A的值。因此，與當(dāng)僅有一個高側(cè)開關(guān)電路時相比，在DC-DC轉(zhuǎn)換器30中，電流在延長的時間段內(nèi)不在開關(guān)電路中的一個內(nèi)流動，從而避免了開關(guān)電路中的僅一個在比另一開關(guān)電路長的時間內(nèi)生熱的情況。該方法還降低了由于熱引起的能量損耗。

在車載電子設(shè)備中，存在對2MHz或更高的高速開關(guān)頻率的要求，以便避免與AM無線電頻率范圍的干擾。根據(jù)該實施例，即使在高開關(guān)頻率下，發(fā)熱和由此引起的能量損耗也可以降低。此外，根據(jù)該實施例，高開關(guān)頻率和由于熱而導(dǎo)致的能量損耗的降低都可通過簡單的結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)。因此，制造成本可降低，同時也有助于減小設(shè)備尺寸。

圖7圖示了與圖5中的DC-DC轉(zhuǎn)換器進(jìn)行比較的比較示例。在圖7的電路圖中所圖示的DC-DC轉(zhuǎn)換器31與圖5中的DC-DC轉(zhuǎn)換器30的不同之處在于，并聯(lián)布置的高側(cè)開關(guān)電路HM1-1和開關(guān)電路HM1-2由一個驅(qū)動電路DRVH1-1提供的一個信號VH1控制。類似于圖5中的DC-DC轉(zhuǎn)換器30，同樣在圖7中的DC-DC轉(zhuǎn)換器31中，該示例中的輸入電壓V_輸入為18.0V，輸出電壓V_輸出為5.7V，輸出電流I_輸出為2.5A，以及開關(guān)頻率fsw為2.2MHz。

圖8圖示了在圖7中所圖示的電路中的開關(guān)電路HM1-1和HM1-2中流動的電流。如圖8所示，電流同時流到由同一信號VH1同時控制的開關(guān)電路HM1-1和HM1-2中。通過在開關(guān)電路HM1-2旁布置電阻器Ro，在開關(guān)電路HM1-2中流動的電流I_輸入2的峰值(近似為4A)低于在開關(guān)電路HM1-1中流動的電流I_輸入1的峰值(近似為8A)。換句話說，比在開關(guān)電路HM1-2中大的電流在開關(guān)電路HM1-1中集中并流動。因此，開關(guān)電路HM1-1可生成比開關(guān)電路HM1-2更多的熱。

圖9圖示了控制器的另一實施例。圖9是采取抗電磁干擾(EMI)的措施的示例。圖9中與圖3相同的結(jié)構(gòu)的描述以下被適當(dāng)?shù)厥÷?，以便著重于差異?/p>

在圖9中，代替圖3中的驅(qū)動電路DRVH1-1和DRVH1-2，提供了其中已經(jīng)采取EMI措施的驅(qū)動電路40和50。

驅(qū)動電路50包括非電路51、晶體管開關(guān)94、95和96以及電阻器RD1。晶體管開關(guān)94和95例如是p型MOSFET，以及晶體管開關(guān)96例如是n型MOSFET。由與電路26輸出的信號經(jīng)由非電路51被提供到晶體管開關(guān)94的柵極和晶體管開關(guān)96的柵極。由鎖存電路22輸出的信號V1被提供到晶體管開關(guān)95的柵極。

晶體管開關(guān)94的源極連接到電源BST，并且漏極連接到晶體管開關(guān)95的源極并連接到電阻器RD1。晶體管開關(guān)96的漏極連接到晶體管開關(guān)95的漏極并連接到電阻器RD1。晶體管開關(guān)96的源極連接到電源LX。

在驅(qū)動電路50中生成的信號VH2經(jīng)由非電路27被提供給與非電路23。

驅(qū)動電路40包括非電路41、n型晶體管開關(guān)97、98和n型晶體管99以及電阻器RD2。晶體管開關(guān)97和98例如是p型MOSFET，以及晶體管開關(guān)99例如是n型MOSFET。由與電路25輸出的信號經(jīng)由非電路41被提供到晶體管開關(guān)97的柵極和晶體管開關(guān)99的柵極。由鎖存電路22輸出的信號V2被提供到p型晶體管開關(guān)98的柵極。

晶體管開關(guān)97的源極連接到電源BST，并且漏極連接到晶體管開關(guān)98的源極并連接到電阻器RD2。p型晶體管開關(guān)99的漏極連接到晶體管開關(guān)98的漏極并連接到電阻器RD2。晶體管開關(guān)99的源極連接到電源LX。

在驅(qū)動電路40中生成的信號VH1經(jīng)由非電路28被提供給與非電路24。

在具有以上所描述的結(jié)構(gòu)的驅(qū)動電路50中，當(dāng)晶體管開關(guān)94接通時，晶體管開關(guān)95斷開，并且晶體管開關(guān)96接通，則晶體管開關(guān)94和電阻器RD1處于導(dǎo)通狀態(tài)。此時，由驅(qū)動電路50輸出的信號VH2經(jīng)過電阻器RD1，并且上升相對較慢。

在驅(qū)動電路50中，當(dāng)晶體管開關(guān)94、晶體管開關(guān)95接通或被啟用且晶體管開關(guān)96斷開時，則晶體管開關(guān)94、晶體管開關(guān)95處于導(dǎo)通狀態(tài)。此時，雖然與電阻對應(yīng)的電流流經(jīng)電阻器RD1，但比經(jīng)過電阻器RD1更多的電流流經(jīng)晶體管開關(guān)95。因此，由驅(qū)動電路50輸出的信號VH2快速上升。

在具有以上所描述的結(jié)構(gòu)的驅(qū)動電路40中，當(dāng)晶體管開關(guān)97接通時，晶體管開關(guān)98斷開，并且晶體管開關(guān)99斷開，則晶體管開關(guān)97、電阻器RD2處于導(dǎo)通狀態(tài)。此時，由驅(qū)動電路40輸出的信號VH1經(jīng)過電阻器RD2，并且上升相對較慢。

在驅(qū)動電路40中，當(dāng)晶體管開關(guān)97、晶體管開關(guān)98接通且晶體管開關(guān)99斷開時，則晶體管開關(guān)97、晶體管開關(guān)98處于導(dǎo)通狀態(tài)。此時，雖然與電阻對應(yīng)的電流流經(jīng)電阻器RD2，但比經(jīng)過電阻器RD2更多的電流流經(jīng)晶體管開關(guān)98。因此，由驅(qū)動電路40輸出的信號VH1快速上升。

圖10是圖示了圖9中所圖示的配置中的信號之間的關(guān)系的波形圖。圖10圖示了輸入到電平移位電路20并由其放大的PWM信號、由鎖存電路22輸出的信號V1和V2、由與非電路23輸出的信號V3、由與非電路24輸出的信號V4和分別從驅(qū)動電路40和50輸出的信號VH1和VH2之間的關(guān)系。

如圖10所示，當(dāng)PWM信號在周期T1的開始時間t從低變?yōu)楦邥r，信號VH1從低變?yōu)楦摺４藭r，在圖9中所圖示的結(jié)構(gòu)中，電流如以上所描述的被傳導(dǎo)通過電阻器RD2，因此，由驅(qū)動電路40輸出的信號VH1比圖4中的波形圖更緩地上升。一旦信號V4從低變?yōu)楦?，晶體管開關(guān)94、晶體管開關(guān)95和晶體管開關(guān)96就進(jìn)入到導(dǎo)通狀態(tài)中。此時，如上所述，大量的電流流到晶體管開關(guān)95中，因此，如圖10所示，信號VH2快速上升。

在周期T1之后的周期T2中，信號VH2在開始時間t′從低變?yōu)楦摺４藭r，信號VH2逐漸上升。接著，一旦信號V3從低變?yōu)楦撸w管開關(guān)97、晶體管開關(guān)98和晶體管開關(guān)99就進(jìn)入到導(dǎo)通狀態(tài)中，并且如圖10所示，信號VH1快速上升。

同樣在圖9中所圖示的結(jié)構(gòu)中，周期因此被重復(fù)，以按照信號交替的順序相繼地將信號VH1和VH2變?yōu)楦摺Ｒ虼?，開關(guān)電路HM1-1和開關(guān)電路HM1-2以交替的順序依次接通。

圖11圖示了控制器的另一實施例。該控制器圖示了使用延遲電路的示例。圖11中與圖3中所圖示的實施例相同的結(jié)構(gòu)的描述以下被適當(dāng)?shù)厥÷裕员阒赜诓町悺?/p>

在圖11中所圖示的結(jié)構(gòu)中，與圖3中所圖示的實施例不同，省略了非電路27和28。因此，由驅(qū)動電路DRVH1-2生成的信號VH2的反相信號和由驅(qū)動電路DRVH1-1生成的信號VH1的反相信號沒有被提供給與非電路23和24。代替這些信號，在圖11中所圖示的結(jié)構(gòu)中，由電平移位電路20輸出的信號(Vpwm)經(jīng)由延遲電路60被提供到與非電路23和與非電路24。

與非電路23使由鎖存電路22提供的信號V1和由延遲電路60提供的信號V_延遲的邏輯乘反相，并輸出所產(chǎn)生信號V3。與非電路24使由鎖存電路22提供的信號V2和由延遲電路60提供的信號V_延遲的邏輯乘反相，并輸出所產(chǎn)生信號V4。

圖12是圖示了圖11中所圖示的配置中的信號之間的關(guān)系的波形圖。如圖12所示，設(shè)置有延遲電路的結(jié)構(gòu)還允許輸出類似于圖3中所圖示的控制器的實施例的信號輸出VH1和VH2的信號VH1和VH2。

雖然如圖1所示的DC-DC轉(zhuǎn)換器10可包括如以上實施例所描述的兩個開關(guān)電路(MOSFET)HM1-1和HM1-2，但是設(shè)置在DC-DC轉(zhuǎn)換器10中的開關(guān)電路(MOSFET)的數(shù)量不需要是兩個。DC-DC轉(zhuǎn)換器10可配備有三個或更多個開關(guān)電路?？刂齐娐芬部杀辉O(shè)計為適應(yīng)設(shè)置在DC-DC轉(zhuǎn)換器10中的開關(guān)電路的數(shù)量。例如，如圖13所示，DC-DC轉(zhuǎn)換器配備有四個開關(guān)電路，控制器被配置為生成四個信號VH1、VH2、VH3和VH4，以用于對四個開關(guān)電路的開/關(guān)控制。

圖13圖示了控制四個開關(guān)電路的控制器的示例。該控制器包括電平移位電路70、非電路71、82、83、84和85、鎖存電路72和73、或(OR)電路74、75、76、77、78、79、80和81、與非電路86、87、88和89、與電路90、91、92和93以及驅(qū)動電路DRVH1-1、DRVH1-2、DRVH1-3和DRVH1-4。

電平移位電路70的功能類似于圖3中的電平移位電路20的那些功能。

作為鎖存電路72的輸出端Q輸出的信號Vq1和由鎖存電路73的輸出端Q輸出的信號Vq2被提供到或電路74。或電路74向與非電路86提供信號Vsel1，其是所提供的信號Vq1和Vq2的邏輯和。因此，由或電路74輸出的信號Vsel1，在信號Vq1和Vq2都為低時為低，以及在信號Vq1和Vq2中的至少一個為高時為高。

作為鎖存電路72的輸出端Q的反相輸出的信號Vxq1和作為鎖存電路73的輸出端Q的輸出的信號Vq2被提供到或電路75?；螂娐?5向與非電路87提供信號Vsel2，其是所提供的信號Vxq1和Vq2的邏輯和。因此，由或電路75輸出的信號Vsel2，在信號Vxq1和Vq2都為低時為低，以及在信號Vxq1和Vq2中的至少一個為高時為高。

作為鎖存電路72的輸出端Q的輸出的信號Vq1和作為鎖存電路73的輸出端Q的反相輸出的信號Vxq2被提供到或電路76?；螂娐?6向與非電路88提供信號Vsel3，其是所提供的信號Vq1和Vxq2的邏輯和。因此，由或電路76輸出的信號Vsel3，在信號Vq1和Vxq2都為低時為低，以及在信號Vq1和Vxq2中的至少一個為高時為高。

作為鎖存電路72的輸出端Q的反相輸出的信號Vxq1和作為鎖存電路73的輸出端Q的反相輸出的信號Vxq2被提供到或電路77?；螂娐?7向與非電路89提供信號Vsel4，其是所提供的信號Vxq1和Vxq2的邏輯和。因此，由或電路77輸出的信號Vsel4，在信號Vxq1和Vxq2都為低時為低，以及在信號Vxq1和Vxq2中的至少一個為高時為高。

由驅(qū)動電路DRVH1-2生成的信號VH2、由驅(qū)動電路DRVH1-3生成的信號VH3和由驅(qū)動電路DRVH1-4生成的信號VH4被提供到或電路78?；螂娐?8輸出作為輸入信號VH2、VH3和VH4的邏輯和的信號。該信號由非電路82反相并被提供到與非電路86。因此，被提供到與非電路86的信號，在信號VH2、VH3和VH4中任一個為低時為高，以及在信號VH2、VH3和VH4中任一個為高時為低。

由驅(qū)動電路DRVH1-1生成的信號VH1、由驅(qū)動電路DRVH1-3生成的信號VH3和由驅(qū)動電路DRVH1-4生成的信號VH4被提供到或電路79。類似于或電路78，或電路79輸出作為輸入信號VH1、VH3和VH4的邏輯和的信號。該信號由非電路83反相并被提供到與非電路87。

由驅(qū)動電路DRVH1-1生成的信號VH1、由驅(qū)動電路DRVH1-2生成的信號VH2和由驅(qū)動電路DRVH1-4生成的信號VH4被提供到或電路80。類似于或電路78，或電路80輸出作為輸入信號VH1、VH2和VH4的邏輯和的信號。該信號由非電路84反相并被提供到與非電路88。

由驅(qū)動電路DRVH1-1生成的信號VH1、由驅(qū)動電路DRVH1-2生成的信號VH2和由驅(qū)動電路DRVH1-3生成的信號VH3被提供到或電路81。類似于或電路78，或電路81輸出作為輸入信號VH1、VH2和VH3的邏輯和的信號。該信號由非電路85反相并被提供到與非電路89。

與非電路86使由或電路74提供的信號Vsel1和由非電路82提供的信號的邏輯乘反相，并向與電路90提供結(jié)果。因此，當(dāng)信號Vsel1和由非信號82提供的信號都為高時，被提供到與電路90的信號為低。相反，當(dāng)信號Vsel1和由非信號82提供的信號中的至少一個為低時，被提供到與電路90的信號為高。類似于與非電路86，與非電路87、88和89分別向與電路91、92和93提供作為輸入信號的邏輯乘的反相的信號。

與電路90向驅(qū)動電路DRVH1-1輸出信號，該信號是由電平移位電路70提供的信號(Vpwm)和由與非電路86提供的信號的邏輯乘。因此，當(dāng)信號Vpwm和由與非電路86提供的信號都為高時，被提供到驅(qū)動電路DRVH1-1的信號為高。相反，當(dāng)信號Vpwm和由與非電路86提供的信號中的至少一個為低時，被提供到驅(qū)動電路DRVH1-1的信號為低。通過基于由與電路90提供的信號輸出信號VH1，驅(qū)動電路DRVH1-1執(zhí)行對一個開關(guān)電路的開/關(guān)控制。

類似于與電路90，與電路91、92和93向驅(qū)動電路DRVH1-2、DRVH1-3和DRVH1-4輸出信號，該信號是由電平移位電路70提供的信號(Vpwm)和由相應(yīng)的與非電路87、88和89提供的信號的邏輯乘。通過基于由相應(yīng)的與電路91、92和93提供的信號輸出信號VH2、VH3和VH4，驅(qū)動電路DRVH1-2、DRVH1-3和DRVH1-4各自執(zhí)行對一個開關(guān)電路的開/關(guān)控制。

圖14是圖示了圖11中所圖示的配置中的信號之間的關(guān)系的波形圖。圖14中的波形圖圖示了由電平移位電路70輸出的信號Vpwm、由鎖存電路72輸出的信號Vq1、由鎖存電路73輸出的信號Vq2、由或電路74輸出的信號Vsel1、由或電路75輸出的信號Vsel2、由或電路76輸出的信號Vsel3、由或電路77輸出的信號Vsel4、由驅(qū)動電路DRVH1-1輸出的信號VH1、由驅(qū)動電路DRVH1-2輸出的信號VH2、由驅(qū)動電路DRVH1-3輸出的信號VH3和由驅(qū)動電路DRVH1-4輸出的信號VH4之間的關(guān)系。

如圖14所示，在周期T1期間，在開始時間t，信號Vq1和Vq2都為低，因此，由或電路74輸出的信號Vsel1為低。由于信號Vsel1為低，因此由與非電路86輸出的信號為高。因此，一旦信號Vpwm在時間t從低變?yōu)楦?，信號VH1就從低變?yōu)楦?。結(jié)果是，由于輸入到或電路79、80和81的信號VH1變?yōu)楦撸虼溯斎氲脚c非電路87、88和89中的信號變?yōu)楦?。因此，信號VH2、VH3和VH4從低變?yōu)楦?。在周期T1期間，由信號VH1控制的開關(guān)電路首先接通，并且由信號VH2、VH3和VH4控制的開關(guān)電路隨后接通。一旦PWM信號從高變?yōu)榈停盘朧H1、VH2、VH3和VH4就從高變?yōu)榈?，并且四個開關(guān)電路從接通變?yōu)閿嚅_。

在周期T1之后的周期T2中，信號VH2首先從低變?yōu)楦?，隨后，信號VH1、VH3和VH4從低變?yōu)楦?。在周期T2之后的周期T3中，信號VH3首先從低變?yōu)楦?，隨后，信號VH1、VH2和VH4從低變?yōu)楦?。在周期T3之后的周期T4中，信號VH4首先從低變?yōu)楦?，隨后，信號VH1、VH2和VH3從低變?yōu)楦?。通過控制器的控制，T1到T4這些周期被重復(fù)。

通過這種方式，當(dāng)配備有四個開關(guān)電路時，DC-DC轉(zhuǎn)換器被構(gòu)造為重復(fù)以上所描述的第一到第四周期，以按順序接通四個開關(guān)電路。換句話說，該結(jié)構(gòu)重復(fù)控制，以在每個周期中按預(yù)定的順序接通四個開關(guān)電路。因此，可防止充電電流流到任意一個開關(guān)電路中，使得與其他開關(guān)電路相比，更容易防止熱積聚集中在一個開關(guān)電路中。

在以上實施例中，已經(jīng)描述了包括兩個高側(cè)開關(guān)電路HM1-1和HM1-2以及一個低側(cè)開關(guān)電路LM1的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的示例，但本公開不限于以上所描述的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器。例如，升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器也可以利用本公開來實現(xiàn)。

圖15示意性地圖示了升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的實施例。該DC-DC轉(zhuǎn)換器包括一個高側(cè)開關(guān)電路HM1和兩個低側(cè)開關(guān)電路LM1-1和LM1-2。通過使高側(cè)開關(guān)電路HM1和低側(cè)開關(guān)電路LM1-1和LM1-2接通和斷開而在時間上劃分的電壓由電感器L和電容器Co平滑并被供應(yīng)到負(fù)載11。在這種情況下，低側(cè)開關(guān)電路LM1-1和LM1-2被并聯(lián)布置在負(fù)載11和接地GND之間。通過來自驅(qū)動電路DRVL1-1和DRVL1-2的控制信號，控制器13執(zhí)行控制，以相繼地接通低側(cè)開關(guān)電路LM1-1和LM1-2，同時交替這些開關(guān)電路接通的順序。因此，由寄生電容Clx引起的充電電流可以隨著時間推移被分散在兩個開關(guān)電路LM1-1和LM1-2之間，從而允許分散開關(guān)電路LM1-1和LM1-2中的總的熱生成。因此，電路作為整體可降低由于熱造成的能量損耗。

在一個實施例中，升壓和降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器也可以利用本公開來實現(xiàn)。

圖16示意性地圖示了升壓和降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的實施例。該DC-DC轉(zhuǎn)換器是組合圖1中所圖示的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器和圖15中所圖示的升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)的示例。換句話說，形成降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的部分包括并聯(lián)布置的高側(cè)開關(guān)電路HM1-1和HM1-2；低側(cè)開關(guān)電路LM1-1；驅(qū)動電路DRVH1-1、DRVH1-2和DRVL1，其各自將控制信號輸入到開關(guān)電路中；控制器13，其包括驅(qū)動電路DRVH1-1和DRVH1-2；以及形成平滑濾波器的電感器L和電容器(condenser)Co。形成升壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的部分包括高側(cè)開關(guān)電路HM2；并聯(lián)布置的低側(cè)開關(guān)電路LM2-1和LM2-2；驅(qū)動電路DRVH2、DRVL2-1和DRVL2-2，其各自將控制信號輸入到開關(guān)電路中；控制器13，其包括驅(qū)動電路DRVL2-1和DRVL2-2；以及形成平滑濾波器的電感器L和電容器Co。升壓和降壓的操作和效果與圖1到15中所描述的那些操作和效果相同。

雖然已經(jīng)參照附圖描述了示例性實施例，但應(yīng)注意的是，基于本公開，各種改變和修改對于本領(lǐng)域中的技術(shù)人員來說將是明顯的。因此，這樣的改變和修改將被理解為包括在本公開的范圍內(nèi)。例如，包括在每個組件中的功能和類似的可以以任何邏輯上一致的方式重新排序。此外，結(jié)構(gòu)組件和類似的可被組合成一個或被分開。