專利名稱：無電解電容的高亮度led驅(qū)動電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源，屬電能變換裝置的交流-直流變換器。

背景技術(shù)：
高亮度發(fā)光二極管(Light Emitting Diode，LED)以其節(jié)能、環(huán)保、高效、長壽命等諸多優(yōu)點，成為新一代的綠色照明光源。隨著高亮度LED照明技術(shù)的日益成熟，它將被廣泛應(yīng)用于各個領(lǐng)域，并成為照明光源的首選。制造高效率、低成本、高功率因數(shù)、長壽命的驅(qū)動電源是保證LED發(fā)光品質(zhì)及整體性能的關(guān)鍵。在市電輸入的日常照明場合，常采用附圖1所示的驅(qū)動電源架構(gòu)，分為適配器和驅(qū)動器兩部分。適配器的功能是實現(xiàn)輸入功率因數(shù)校正(Power Factor Correction，PFC)和交流直流轉(zhuǎn)換(AC/DC)，為后級提供24V或12V的穩(wěn)定電壓。驅(qū)動器由LED專門驅(qū)動芯片組成，為高亮度LED的穩(wěn)定工作提供恒定電流。兩級式LED驅(qū)動電源可以較好的保證LED的發(fā)光品質(zhì)，但是存在器件多、體積大、壽命短等缺點。假設(shè)PFC變換器輸入功率因數(shù)為1，則輸入電流iin是與輸入電壓vin同相位的正弦波，如附圖2所示。此時輸入功率pin是正弦平方形式，要實現(xiàn)恒壓輸出，即Po恒定，需要采用容值較大的電解電容實現(xiàn)輸入、輸出功率的平衡。但因為電解電容的壽命與LED的工作壽命相差甚遠(yuǎn)，因此電解電容成為影響LED驅(qū)動電源整體壽命的主要因素。而且，電解電容體積較大，影響了驅(qū)動電源功率密度的進一步提高。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是為了克服上述兩級式LED驅(qū)動電源因使用電解電容而不能與LED的長壽命相配的的嚴(yán)重缺陷，設(shè)計一種不使用電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源。
本發(fā)明的另一個目的是能使輸出電流接近理想的正弦平方波，即輸出電流峰均比降低到2的不使用電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源。
本發(fā)明的再一個目的是通過改變占空比在工頻周期內(nèi)的變化規(guī)律，將輸出電流峰均比降低到1.38的體積小、壽命長的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源。
本發(fā)明的普通的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源，在不考慮功率因數(shù)和輸出電流峰均比的情況下，其主功率電路(1)包括與輸入電壓源vin連接的二極管整流電路、Flyback電感L、開關(guān)管Q和二極管D，所述二極管整流電路輸出端的正極經(jīng)Flyback電感L的原邊線圈與開關(guān)管Q的漏極連接，開關(guān)管Q的源極與二極管整流電路輸出端的負(fù)極連接，開關(guān)管Q的門極與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸出端連接，F(xiàn)lyback電感L的副邊線圈經(jīng)二極管D與負(fù)載LED連接。
為了提高輸入功率因數(shù)并降低本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源的輸出電流峰均比，可在上述的主功率電路(1)的基礎(chǔ)上，增設(shè)輸入濾波電感Lin、輸入濾波電容Cin、輸出濾波電容Co、輸出濾波電感Lo和開路保護電容Cprot，所述輸入濾波電感Lin串接在二極管整流電路輸出端的正極與Flyback電感L的原邊線圈之間，輸入濾波電容Cin連接在輸入濾波電感Lin的輸出端與二極管整流電路輸出端的負(fù)極之間，輸出濾波電感Lo串接在二極管D與負(fù)載LED之間，輸出濾波電容Co和開路保護電容Cprot分別連接在輸出濾波電感Lo的兩端與負(fù)載LED的另一端之間，可使輸出電流峰均比降低到2。
為了進一步降低本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源輸出電流峰均比，可在上述電路的基礎(chǔ)上，再增設(shè)輸出電流檢測濾波電路(2)、輸入電壓前饋電路(3)、輸出電流反饋控制電路(4)、乘法器(5)，所述輸入電壓前饋電路(3)的取樣電阻連接在輸入濾波電容Cin兩端，輸入電壓前饋電路(3)中的減法器輸出端E點與乘法器(5)的一分子輸入端連接，輸入電壓前饋電路(3)中的峰值采樣點B點與乘法器(5)的分母輸入端相連；輸出電流檢測電路(2)中的電流互感器T初級線圈串接在Flyback電感L的副邊線圈與負(fù)載LED之間，輸出電流檢測電路(2)中的電流互感器T次級線圈經(jīng)整流濾波后與輸出電流反饋控制電路(4)中的誤差調(diào)節(jié)器IC3的反相輸入端連接；誤差調(diào)節(jié)器IC3的輸出端F點與乘法器(5)的另一分子輸入端連接；乘法器(5)的輸出端與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸入端連接，與脈寬調(diào)制芯片(6)中的鋸齒波交接后輸出的驅(qū)動信號與開關(guān)管Q的門極連接，脈寬調(diào)制芯片(6)用變化規(guī)律為a(1-k|sinωt|)的占空比信號驅(qū)動開關(guān)管Q，其中k由電源要求的功率因數(shù)決定，k值確定后，a值由電源功率決定。
所述輸入電壓前饋電路(3)包括取樣電阻R1和R2、射極跟隨器IC1和減法器IC2，所述取樣電阻R1和R2之間的取樣點A點與射極跟隨器IC1的同相輸入端連接，射極跟隨器IC1輸出的一路經(jīng)峰值采樣后在B點得到某一信號與乘法器(5)的分母輸入端和減法器IC2的同相端相連，另一路經(jīng)分壓后在C點得到某一信號與減法器IC2的反相輸入端連接，減法器IC2的輸出端E點與乘法器(5)的一分子輸入端連接。
輸入電壓前饋電路(3)用來調(diào)制脈寬調(diào)制芯片(6)的輸出占空比信號，使得輸入電流有適當(dāng)?shù)娜魏臀宕沃C波注入，且注入量可以調(diào)節(jié)；在輸入功率因數(shù)不小于0.9的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.34；在輸入功率因數(shù)不小于0.95的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.45。
本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源，采用反激變換器拓?fù)?，工作在電流斷續(xù)模式，自動實現(xiàn)功率因數(shù)校正，并采用加入串聯(lián)電感和濾波電容的方法，使輸出電流接近理想的正弦平方波；還進一步提出在輸入電流中注入適量的低次諧波以進一步降低輸出電流峰均比，用輸入電壓前饋法加以實現(xiàn)，通過改變占空比在工作頻率周期內(nèi)的變化規(guī)律，將輸出電流峰均比進一步降低到1.38。實現(xiàn)了在無電解電容的情況下，也能為高亮度LED燈提供功率因數(shù)高和輸出電流峰均比低的驅(qū)動電源，由于取消了體積大壽命短的大容量電解電容，具有體積小、壽命長等明顯優(yōu)點。



附圖1是傳統(tǒng)LED驅(qū)動電源結(jié)構(gòu)框圖； 附圖2是PFC變換器中輸入電壓、輸入電流、輸入功率和輸出功率波形圖； 附圖3是本發(fā)明的無電解電容的單級式高亮度LED驅(qū)動電源示意圖； 附圖4是PF＝1時的輸入輸出功率及輸出電流波形； 附圖5是本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源的一種電路結(jié)構(gòu)示意圖； 附圖6是反激變換器的一個開關(guān)周期內(nèi)原邊電流波形； 附圖7是反激變換器的原副邊電流波形； 附圖8是本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源的另一種電路結(jié)構(gòu)示意圖； 附圖9是附圖8副邊電流與輸出電流波形圖； 附圖10是輸出電流為直流時，輸入電壓和輸入電流波形； 附圖11是輸出電流為直流時，輸入電流中前21次諧波分布圖； 附圖12是輸入電流注入三次諧波，io1+3*(t)隨I3*變化曲線； 附圖13是輸入電流注入三次諧波，輸出電流峰均比和輸入功率因數(shù)隨I3*變化曲線； 附圖14是改變占空比變化規(guī)律以實現(xiàn)輸出電流三次諧波注入的示意圖； 附圖15是理想占空比函數(shù)

與擬合占空比函數(shù)1.72·(1-0.5sinωt)曲線對比圖； 附圖16是輸入電流注入低次諧波，輸出電流波形示意圖； 附圖17是輸入電流注入三次和五次諧波時，io1+3+5*(t)波形圖； 附圖18是三種情況下I3*和I5*的取值范圍； 附圖19是情況I時輸出電流峰均比隨I3*和I5*變化曲面； 附圖20是情況II時輸出電流峰均比隨I3*和I5*變化曲面圖； 附圖21是情況III時輸出電流最小峰均比求解示意圖； 附圖22是理想占空比函數(shù)

與擬合占空比函數(shù)(2.02-1.22·|sinωt|)曲線對比圖； 附圖23是本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源的再一種電路結(jié)構(gòu)示意圖； 附圖24是一種采用分立器件組成的乘法器(5)的電路結(jié)構(gòu)示意圖。
上述附圖中的主要符號名稱vin電源電壓。Lin、輸入濾波電感。Cin、輸入濾波電容。in、Flyback電感原邊電流。Q、開關(guān)管。D、二極管。Co、輸出濾波電容。Lo、輸出濾波電感。Cprot、開路保護電容。Vo、輸出電壓。L、Flyback電感。T、電流互感器。

具體實施例方式 為了分析方便，先作如下假設(shè) 1.所有器件均為理想元件，無損耗； 2.開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于輸入電壓頻率。
1.無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源基本思想及電路拓?fù)? 參考附圖3，假設(shè)變換器的輸入功率因數(shù)為1，則輸入電流iin是與輸入電壓vin同頻率同相位的正弦波，如附圖4(a)所示。輸入功率pin為正弦平方波形，如附圖4(b)所示。LED具有半導(dǎo)體特性，當(dāng)它導(dǎo)通時，其兩端電壓等于它的導(dǎo)通壓降，近似為一個恒壓源，如果輸出電流io是正弦平方波，如附圖4(c)所示，則輸出功率也為正弦平方波，且與輸入功率瞬時相等，如附圖4(d)所示。這樣就可以在保證高功率因數(shù)的同時，去除電路中的電解電容，大大延長驅(qū)動電源的使用壽命。
結(jié)合上述控制思想，考慮到LED驅(qū)動電源應(yīng)該具有功率因數(shù)高，功率密度高，體積小等特點，同時還需要電氣隔離保證用戶的用電安全，本發(fā)明選用工作于電流斷續(xù)模式(Discontinuous Current Mode，DCM)的反激變換器作為LED驅(qū)動電源的電路拓?fù)?，在不考慮功率因素和輸出電流峰均比的情況下，其主功率電路(1)包括與輸入電壓源vin連接的二極管整流電路、Flyback電感L、開關(guān)管Q和二極管D，所述二極管整流電路輸出端的正極經(jīng)Flyback電感L的原邊線圈與開關(guān)管Q的漏極連接，開關(guān)管Q的源極與二極管整流電路輸出端的負(fù)極連接，開關(guān)管Q的門極與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸出端連接，F(xiàn)lyback電感L的副邊線圈的經(jīng)二極管D與負(fù)載LED連接。其結(jié)構(gòu)如附圖5所示。附圖6給出了反激變換器在一個開關(guān)周期內(nèi)原副邊電流波形。
令輸入交流電壓為 vin＝Vmsinωt(1) 其中Vm為輸入交流電壓幅值，ω為輸入交流電壓角頻率。
開關(guān)管Q導(dǎo)通時，在輸入電壓vin作用下，原邊電流ip從零開始線性上升，當(dāng)Q關(guān)斷時，ip達(dá)到其峰值ip_pk，即 其中Lp為變壓器原邊電感值，Dy為開關(guān)管占空比，fs為開關(guān)頻率。
在一個開關(guān)周期內(nèi)，原邊電流平均值ip_av為 為了使工作在DCM模式的反激變換器自動實現(xiàn)PFC，應(yīng)控制占空比Dy在一個工頻周期內(nèi)保持不變，從式(3)可以看出，ip_av正比于輸入電壓的絕對值，相應(yīng)的，輸入電流正比于輸入電壓。
開關(guān)管Q關(guān)斷時，副邊二極管D導(dǎo)通，儲存在變壓器原邊的能量傳遞到副邊，由于LED導(dǎo)通時其電壓基本恒定，因此副邊電流is從其峰值is_pk線性下降到零。根據(jù)能量守恒原理，副邊電流峰值is_pk為 式中n為變壓器原副邊匝比。
副邊電流is從其峰值下降到零的時間tr為 式中Vo為輸出電壓，其值為Vo＝m·VLED，即m個LED的導(dǎo)通壓降。
則副邊電流下降到零對應(yīng)的占空比DR為 那么在一個開關(guān)周期內(nèi)，副邊電流的平均值is_av為 由上式可以推出半個工頻周期內(nèi)輸出電流的平均值Io為 在半個工頻周期內(nèi)，變換器輸入電流峰值、平均值以及副邊電流峰值的包絡(luò)線均為|sinωt|形式，而副邊平均電流為sin2ωt形式，如附圖7示。
2.加入串聯(lián)電感和濾波電容以減小輸出電流峰均比 上述方案中，LED承受的脈動電流峰均比很大，易造成LED的損壞。為解決這一問題，可在上述圖5的主功率電路(1)的基礎(chǔ)上，增設(shè)輸入濾波電感Lin、輸入濾波電容Cin、輸出濾波電容Co、輸出濾波電感Lo和開路保護電容Cprot，如圖8所示，所述輸入濾波電感Lin串接在二極管整流電路輸出端的正極與Flyback電感L的原邊線圈之間，輸入濾波電容Cin連接在輸入濾波電感Lin的輸出端與二極管整流電路輸出端的負(fù)極之間，輸出濾波電感Lo串接在二極管D與負(fù)載LED之間，輸出濾波電容Co和開路保護電容Cprot分別連接在輸出濾波電感Lo的兩端與負(fù)載LED的另一端之間，在電路中串入電感，構(gòu)成低通濾波器，以濾去電流中高頻諧波分量；同時加入濾波電容，為高頻諧波電流提供通路，可使輸出電流峰均比降低到2。
3.降低輸出電流峰均比的控制思想 為了進一步降低輸出電流峰均比，需要明確輸出電流的波形及峰均比與其它變量的關(guān)系。由以上分析可知，驅(qū)動電源的輸入電流和輸出電流的表達(dá)式分別為 I1是輸入電流的基波幅值，由式(9)和式(10)可以推出輸出電流和輸入電流的關(guān)系為 由于輸出電壓Vo是直流，由上式可知，輸出電流io(t)的波形與輸入功率pin(t)波形一致，即輸入電流與一正弦函數(shù)之積。最理想的輸出電流峰均比是1，此時輸出電流為直流，那么輸入電流的波形應(yīng)為正弦的倒數(shù)，如附圖10所示。由該圖可以看出，在輸入電壓過零處，輸入電流無窮大。為了分析此時輸入電流的諧波分布情況，將輸入電流的最大值限制在基波幅值的100倍，然后對其進行傅立葉分解，所得到的前21次諧波分布圖如附圖11所示，其中In*為各次諧波電流幅值的標(biāo)幺值，其基準(zhǔn)為基波電流幅值?？梢钥闯觯斎腚娏髦邪舜罅科娲沃C波，通過計算得，輸入功率因數(shù)近似等于零。
由上述分析，在保證輸入功率因數(shù)滿足商用照明要求的條件下，可以在輸入電流中注入適量的奇次諧波，使輸出電流獲得較低的峰均比。
4.輸入電流注入三次諧波與輸出電流峰均比及輸入功率因數(shù)的關(guān)系 在輸入電流中注入三次諧波，通過改變輸出電流的波形，可以實現(xiàn)輸出電流峰均比的降低。以下將對輸入電流三次諧波注入法進行分析，注入三次諧波后的輸入電流為 其中I3*是注入的三次諧波幅值關(guān)于基波幅值I1的標(biāo)幺值。
將式(12)代入式(11)，可以推出輸出電流為 對上式進行積分，得到在半個工頻半周期內(nèi)輸出電流的平均值為 由式(14)知，輸出電流平均值的大小與三次諧波注入量I3*無關(guān)。為了研究輸出電流峰均比與I3*的關(guān)系，定義輸出電流的標(biāo)幺值(即峰均比)為 附圖12給出了上式在不同I3*取值下，半個工頻周期內(nèi)的變化曲線，顯然該組曲線關(guān)于ωt＝π/2對稱。在ωt＝π/2處，由于三次諧波和基波相位相反，隨著三次諧波注入量的增大，ωt＝π/2處的瞬時值不斷減小，相應(yīng)的，兩邊電流值增大，使輸出電流呈馬鞍形。下面分析不同I3*時輸出電流峰值出現(xiàn)的時刻及大小。
將式(15)對ωt求導(dǎo)，令其等于0，即 由上式可以求得輸出電流，在ωt∈
內(nèi)出現(xiàn)極值的時刻有3個，即 參考附圖12可知，輸出電流是關(guān)于ωt＝π/2對稱的，在ωt∈(π/2，π]內(nèi)，還存在與之對應(yīng)的極值點 顯然ωt＝0和π時，輸出電流為0，是最小值點，因此下面只需討論ωt在(0，π/2]區(qū)間中等于

和π/2的情況。根據(jù)三角函數(shù)的特點可以知道，對于來說，該式成立的前提條件是 由上式可求得I3*≥0.2。也就是說，當(dāng)I3*＜0.2時，極值點是不存在的。此時io1+3*(t)只有一個極大值點ωt＝π/2，將其代入式(15)，可得輸出電流峰均比為 (I3*＜0.2)(20(a)) 當(dāng)I3*≥0.2時，參考附圖12可知，必為極大值點，而ωt＝π/2必為極小值點，將代入式(15)，可得輸出電流峰均比為 (I3*≥0.2)(20(b)) 由式(20)可以得到輸出電流峰均比隨I3*的變化曲線，如附圖13所示。將式(20(b))對I3*進行求導(dǎo)，可得當(dāng)I3*＝0.33時，輸出電流峰均比最小，為1.51。
在輸入電流中注入三次諧波會導(dǎo)致輸入功率因數(shù)降低。根據(jù)輸入功率因數(shù)PF計算公式 由上式可以得到PF關(guān)于I3*的曲線，如附圖13所示，從圖中可以看出，當(dāng)I3*＝0.33時，PF＝0.95，可以滿足商用照明對PF≥0.9的要求。
5.輸入電流三次諧波注入的實現(xiàn)方法 從式(9)可以看出，輸入電流三次諧波的注入可以通過改變占空比Dy在半個工頻周期內(nèi)的變化規(guī)律實現(xiàn)，如附圖14所示。
由式(9)和式(12)可得 由上式可以推出占空比變化函數(shù)為 將式I3*＝0.33代入上式，得到輸出電流最小峰均比對應(yīng)的占空比變化函數(shù)為 式(24)所示的占空比變化函數(shù)用模擬電路實現(xiàn)比較困難，下面尋求相對簡單且電路容易實現(xiàn)的函數(shù)來擬合它。
基于泰勒級數(shù) 僅保留一次導(dǎo)數(shù)項，式(24)可寫為 簡單起見，式(26)可寫為 Dy_fit(t)＝Dy·a·(1+k·|sinωLt|)(27) 將式(27)代入式(9)和式(10)，可得 考慮到PF值應(yīng)不小于0.95，即 解之得k＝-0.5。
根據(jù)式(29)，半個工頻周期內(nèi)輸出電流的平均值為 采用擬合占空比時，必須保證輸出電流平均值不變，由式(31)和式(8)可得 將k＝-0.5代入式(32)，可得a＝1.72.故式(27)可寫為 Dy_fit(t)＝Dy·1.72·(1-0.5·|sinωLt|)(33) 附圖(15)為擬合占空比與理想占空比的對比圖。

表1理想和擬合的輸入電流三次諧波控制策略的效果對比 6.輸入電流注入三次和五次諧波與輸出電流峰均比及輸入功率因數(shù)的關(guān)系 在輸入電流中注入三次諧波后，輸出電流在ωt＝π/2處是降低的，此時其峰位于ωt＝π/2的兩邊，如附圖16(a)所示。如果在輸入電流中注入五次諧波，在ωt＝π/2處，五次諧波與基波幅值疊加，會造成峰均比的升高，但在ωt＝π/2的兩邊，五次諧波使輸出電流減小，如附圖16(b)所示。因此可以考慮在輸入電流中同時注入三次和五次諧波，前者主要是降低輸出電流在ωt＝π/2處的大小，而后者則是減小輸出電流在ωt＝π/2兩邊的大小，如附圖16(c)所示。兩個諧波相互配合，對輸出電流起到削峰填谷的作用，使其更加接近于矩形波，從而降低其峰均比。下面討論三次和五次諧波的注入量，在保證輸入功率因數(shù)滿足相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)要求的同時，最大限度地降低輸出電流的峰均比。
注入三次和五次諧波后，輸入電流的表達(dá)式為 其中I3*和I5*分別是注入的三次和五次諧波幅值對基波幅值I1的標(biāo)幺值。
將式(34入式(11)，可以推出輸出電流為 由上式可以求得半個工頻半周期內(nèi)輸出電流平均值為 式(36)表明，輸出電流平均值的大小與三次和五次諧波的注入量無關(guān)。為了研究輸出電流峰均比與I3*和I5*的關(guān)系，定義輸出電流的標(biāo)幺值為 將式(35)和式(36)代入式(37)，可得 根據(jù)式(38)可以畫出io1+3+5*在半個工頻周期內(nèi)的波形，如附圖17所示，從圖中可以看出，輸出電流的周期為半個工頻周期，且關(guān)于ωt＝π/2對稱。
為了求出輸出電流的峰值，需要計算輸出電流的極值點，將式(38)對ωt求導(dǎo)，并令其等于0，則有 上式成立的條件是 sin2ωt＝0(40(a)) 或 由式(40(a))可以得到在
區(qū)間內(nèi)的三個極值點ωt＝0，π/2和π。將它們分別代入式(38)，可知ωt＝0和π為極小值點，對應(yīng)的 為方便計算，令sinωt＝x，將它代入式(39)，可以解得 在
區(qū)間內(nèi)，sinωt≥0，顯然x3和x4是增根，要舍去。參考附圖17(a)，可知x1對應(yīng)于α1和α5，x2對應(yīng)于α2和α4，α1和α2分別與α5和α4關(guān)于ωt＝π/2對稱。
io1+3+5*關(guān)于ωt＝π/2對稱，因此求極值時，只需考慮
區(qū)間內(nèi)的極值點即可。在
區(qū)間內(nèi)，io1+3+5*有4個極值點，即0、α1、α2和π/2(α3)。下面討論α1、α2是否存在。
由式(41)可以看出，x1和x2存在的必要條件是 當(dāng)滿足式(42)時，必能滿足下面的條件式 由于sinωt＝x，因此ωt在
區(qū)間應(yīng)滿足0＜x＜1，即式(43(a))和式(43(b))需滿足 條件式(44(b))成立時，顯然式(44(a))也成立，此時x1和x2都存在。在滿足式(42)和式(44(b))，但不滿足式(44(a))時，則x1不存在，而x2存在。
式(42)成立的條件是(推導(dǎo)過程見附錄) 且或 或 式(44(a))成立的條件是(推導(dǎo)過程見附錄) 或且 式(44(b))成立的條件是(推導(dǎo)過程見附錄) 且 此外，如果要求輸入功率因數(shù)PF≥0.9，那么I3*和I5*還需滿足 綜上所述，根據(jù)I3*和I5*的取值不同，輸出電流將出現(xiàn)3種情況 情況I當(dāng)I3*和I5*滿足式(45)、式(47)和式(48)時，根x1和x2都存在，此時在半個工頻周期內(nèi)，輸出電流有7個極值點，其中0和π為極小值點。根據(jù)極大值點和極小值點交替出現(xiàn)的規(guī)律，可知α1和π/2為極大值點，如附圖17(a)所示。此時I3*和I5*的取值范圍如圖18(a)中的陰影部分所示，其中式(45)對應(yīng)橢圓外部，式(47)對應(yīng)兩條直線上方，式(48)對應(yīng)半圓內(nèi)部； 情況II當(dāng)I3*和I5*滿足式(45)、式(46)和式(48)，而不滿足式(47)時，根x1存在，而根x2不存在，此時在半個工頻周期內(nèi)，輸出電流有5個極值點。此時α1為極大值點，如附圖17(b)所示。此時I3*和I5*的取值范圍如附圖18(b)中的陰影部分所示，其中式(45)對應(yīng)橢圓外部，式(48)對應(yīng)半圓內(nèi)部，由于滿足式(46)而不滿足式(47)，則I3*和I5*的取值范圍對應(yīng)于兩直線下方和直線的上方且直線的下方； 情況III當(dāng)I3*和I5*不滿足式(45)時，根x1和x2都不存在，此時在半個工頻周期內(nèi)，輸出電流只有3個極值點。由于α1和α2都不存在，那么π/2成為極大值點，如圖17(c)所示。此時I3*和I5*的取值范圍在橢圓內(nèi)部，如圖18(c)中的陰影部分所示。
輸出電流波形為情況I時，其峰值出現(xiàn)在α1或α3對應(yīng)的時刻，當(dāng)峰值出現(xiàn)在α3處，將α3＝π/2代入式(38)，此時輸出電流峰均比函數(shù)為 當(dāng)峰值出現(xiàn)在α1處，將式(41)代入式(38)，此時輸出電流的峰均比函數(shù)為 根據(jù)式(49)和式(50)，利用Maple軟件繪制出在I3*和I5*變化范圍內(nèi)(附圖18(a))輸出電流峰均比隨I3*和I5*變化的曲面，如附圖19(a)所示，其中上曲面和下曲面分別對應(yīng)于峰值點出現(xiàn)在α3和α1時的變化曲面。兩曲面交線的最低點，即為輸出電流峰均比的最小值。由圖可以讀出輸出電流峰均比最小為1.34，對應(yīng)的I3*＝0.465(附圖19(b))，I5*＝0.135(附圖19(c))。此時，PF＝0.90，滿足商用照明的對功率因數(shù)的要求。
輸出電流波形為情況II時，其峰值出現(xiàn)在α1對應(yīng)的時刻，將式(41(b))代入式(38)，此時輸出電流的峰均比函數(shù)如式(50)所示。
根據(jù)式(38)，利用Maple軟件繪制情況II時，在I3*和I5*變化范圍內(nèi)(附圖18(b))輸出電流峰均比隨I3*和I5*變化的曲面，如附圖20(a)所示。由圖讀取輸出電流峰均比最小為1.382，對應(yīng)的I3*＝0.44(附圖20(b))，I5*＝0.092(附圖20(c))。此時，PF＝0.91，滿足商用照明對功率因數(shù)的要求。
在輸出電流波形為情況III時，其峰值出現(xiàn)在α3＝π/2處，將其代入式(38)，得到此時輸出電流的峰均比函數(shù)，如式(49)所示。為求在I3*和I5*變化范圍內(nèi)的輸出電流最小峰均比，定義函數(shù) 將上式代入式(49)，可得 從上式可以看出，當(dāng)ΔI取最小值時，對應(yīng)的峰均比最小。在情況III時，I3*和I5*的取值需滿足附圖18(c)所示的范圍，因此按照式(51)，作直線當(dāng)該直線與橢圓構(gòu)成的陰影部分相切時，ΔI取得最小值，此時輸出電流峰均比最小，如附圖21所示。聯(lián)立式(45)和式(51)，利用橢圓和直線相切時方程判別式等于0，求得ΔI＝0.301，將其代入式(52)，得到輸出電流最小峰均比為1.398。計算得切點對應(yīng)的I3*＝0.382，I5*＝0.081，此時，PF＝0.93，滿足商用照明對功率因數(shù)的要求。
表2給出了三種情況下最小峰均比及其對應(yīng)的I3*和I5*的取值，從中可以看出，情況I時的輸出電流峰均比最小，為1.34，對應(yīng)的I3*＝0.465，I5*＝0.135。

表2三種情況下最小峰均比及其所對應(yīng)的I3*和I5*的取值 7.輸入電流三次和五次諧波注入的實現(xiàn)方法 輸入電流三次和五次諧波的注入可以通過改變占空比Dy在半個工頻周期內(nèi)的變化規(guī)律以實現(xiàn)。由式(9)和式(12)可得 由上式可以推出占空比變化函數(shù)為 將I3*＝0.465，I5*＝0.135，代入上式并化簡得 式(55)所示的占空比變化函數(shù)可以用數(shù)字控制來實現(xiàn)。
用模擬電路也可實現(xiàn)式(55)所示占空比，但較為復(fù)雜，下面尋求相對簡單且電路容易實現(xiàn)的函數(shù)來擬合它。
基于式(25)泰勒級數(shù) 僅保留一次導(dǎo)數(shù)項，式(55)可寫為 簡單起見，式(56)可寫為 Dy_fit(t)＝Dy·a·(1+k·|sinωLt|)(57) 將式(57)代入式(9)和式(10)，可得 考慮到PF值應(yīng)不小于0.9，即 解之得k＝-0.61。
根據(jù)式(59)，半個工頻周期內(nèi)輸出電流的平均值為 采用擬合占空比時，必須保證輸出電流平均值不變，由式(61)和式子(8)可得 將k＝-0.61代入式(62)，可得a＝2.02.故式(57)可寫為 Dy_fit(t)＝Dy·2.02·(1-0.61·|sinωLt|)(63) 附圖22為擬合占空比與理想占空比的對比圖。
表3給出了理想和擬合的輸入電流三次和五次諧波法的對比分析，可以發(fā)現(xiàn)，擬合方式的輸出電流峰均比略高，但其實現(xiàn)方式十分簡單。

表3 理想和擬合的輸入電流三次和五次諧波注入法的對比 附圖23為本發(fā)明的再一種電路結(jié)構(gòu)示意圖；該電路主要是在上述電路的基礎(chǔ)上，再增設(shè)輸出電流檢測濾波電路(2)、輸入電壓前饋電路(3)、輸出電流反饋控制電路(4)、乘法器(5)，所述輸入電壓前饋電路(3)的取樣電阻連接在輸入濾波電容Cin兩端，輸入電壓前饋電路(3)中的減法器輸出端E點與乘法器(5)的一分子輸入端連接，輸入電壓前饋電路(3)中的峰值采樣點B點與乘法器(5)的分母輸入端相連；輸出電流檢測電路(2)中的電流互感器T初級線圈串接在Flyback電感L的副邊線圈與負(fù)載LED之間，輸出電流檢測電路(2)中的電流互感器T次級線圈經(jīng)整流濾波后與輸出電流反饋控制電路(4)中的誤差調(diào)節(jié)器IG3的反相輸入端連接；誤差調(diào)節(jié)器IG3的輸出端F點與乘法器(5)的另一分子輸入端連接；乘法器(5)的輸出端與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸入端連接，與脈寬調(diào)制芯片(6)中的鋸齒波交接后輸出的驅(qū)動信號與開關(guān)管Q的門極連接，開關(guān)管Q漏極和源極串接在主功率電路(1)中的Flyback電感L的原邊線圈與二極管整流電路輸出端的負(fù)極之間，脈寬調(diào)制芯片(6)用變化規(guī)律為a(1-k|sinωt|)的占空比信號驅(qū)動開關(guān)管Q，其中k由電源要求的功率因數(shù)決定，k值確定后，a值由電源功率決定。
所述輸入電壓前饋電路(3)包括取樣電阻R1和R2、射極跟隨器IC1和減法器IC2，所述取樣電阻R1和R2之間的取樣點A點與射極跟隨器IC1的同相輸入端連接，射極跟隨器IC1輸出的一路經(jīng)峰值采樣后在B點得到某一信號與乘法器(5)的分母輸入端和減法器IC2的同相端相連，另一路經(jīng)分壓后在C點得到某一信號與減法器IC2的反相輸入端連接，減法器IC2的輸出端E點與乘法器(5)的一分子輸入端連接。
如在輸入電壓前饋電路(3)中用適量的三次和五次諧波注入乘法器(5)，即可調(diào)整脈寬調(diào)制芯片(6)的占空比信號，可在輸入功率因數(shù)不小于0.9的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.34。在輸入功率因數(shù)不小于0.95的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.45。
該電路的輸出電流檢測電路(2)的輸出電流經(jīng)檢測連入輸出電流反饋控制電路(4)中的誤差調(diào)節(jié)器IC3的反相輸入端，誤差調(diào)節(jié)器的輸出F點電位為vEA，與乘法器(5)的一分子輸入端vy連接；輸入電壓前饋電路(3)中，整流后的輸入電壓通過取樣電阻R1和R2分壓后，在A點電位是vA＝kv·Vm·|sinωt(其中kv是分壓系數(shù))，與射極跟隨器IC1的同相輸入端連接，射極跟隨器IC1的輸出信號的一路經(jīng)R3、D1、C1和R4峰值采樣后在B點電壓為vB＝kv·Vm，與乘法器(5)的分母輸入端vz和減法器IC2的同相輸入端相連，另一路經(jīng)R5、R6分壓后在C點電壓為vC＝0.61·vA＝0.61·kv·Vm·|sinωt|，與減法器IC2的反相輸入端連接，減法器IC2的輸出端E點與乘法器(5)的一分子輸入端vx連接，B點電位和C點電位經(jīng)減法器IC2后在輸出點E的電位是vx＝vB-vc＝kv·Vm(1-0.61·|sinωLt|)，乘法器(5)的輸出端P的電位是vP＝vx·vy/vz＝vEA(1-0.61·|sinωLt|)，與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸入端相連，該信號與脈寬調(diào)制芯片(6)中的鋸齒波交接后輸出的驅(qū)動信號與開關(guān)管Q的門極連接，用變化規(guī)律為a(1-k|sinωt|)的占空比信號驅(qū)動開關(guān)管Q，即可在輸入電流中注入適量的三次和五次諧波，在輸入功率因數(shù)不小于0.9的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.34。在輸入功率因數(shù)不小于0.95的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.45。
上述脈寬調(diào)制芯片可選用UC3843、UC3844、UC3525等型號，射極跟隨器IC1、減法器IC2和誤差調(diào)節(jié)器IC3選用TL074、TL072、LM358等運算放大器，乘法器(5)可采用集成IC，也可以采用如附圖24所示的分立器件組成。
權(quán)利要求
1、一種無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源，其特征在于主功率電路(1)包括與輸入電壓源vin連接的二極管整流電路、Flyback電感L、開關(guān)管Q和二極管D，所述二極管整流電路輸出端的正極經(jīng)Flyback電感L的原邊線圈與開關(guān)管Q的漏極連接，開關(guān)管Q的源極與二極管整流電路輸出端的負(fù)極連接，開關(guān)管Q的門極與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸出端連接，F(xiàn)lyback電感L的副邊線圈的經(jīng)二極管D與負(fù)載LED連接。
2、如權(quán)利要求1所述的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源，其特征在于所述主功率電路(1)還包括輸入濾波電感Lin、輸入濾波電容Cin、輸出濾波電容Co、輸出濾波電感Lo和開路保護電容Cprot，所述輸入濾波電感Lin串接在二極管整流電路輸出端的正極與Flyback電感L的原邊線圈之間，輸入濾波電容Cin連接在輸入濾波電感Lin的輸出端與二極管整流電路輸出端的負(fù)極之間，輸出濾波電感Lo串接在二極管D與負(fù)載LED之間，輸出濾波電容Co和開路保護電容Cprot分別連接在輸出濾波電感Lo的兩端與負(fù)載LED的另一端之間，輸出電流峰均比降低到2。
3、如權(quán)利要求2所述的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源，其特征在于還包括輸出電流檢測濾波電路(2)、輸入電壓前饋電路(3)、輸出電流反饋控制電路(4)、乘法器(5)，所述輸入電壓前饋電路(3)的取樣電阻連接在輸入濾波電容Cin兩端，輸入電壓前饋電路(3)中的減法器輸出端E點與乘法器(5)的一分子輸入端連接，輸入電壓前饋電路(3)中的峰值采樣點B點與乘法器(5)的分母輸入端相連；輸出電流檢測電路(2)中的電流互感器T初級線圈串接在Flyback電感L的副邊線圈與負(fù)載LED之間，輸出電流檢測電路(2)中的電流互感器T次級線圈經(jīng)整流濾波后與輸出電流反饋控制電路(4)中的誤差調(diào)節(jié)器IC3的反相輸入端連接；誤差調(diào)節(jié)器IC3的輸出端F點與乘法器(5)的另一分子輸入端連接；乘法器(5)的輸出端與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸入端連接，脈寬調(diào)制芯片(6)用變化規(guī)律為a(1-k|sinωt|)的占空比信號驅(qū)動開關(guān)管Q，其中k由電源要求的功率因數(shù)決定，k值確定后，a值由電源功率決定。
4、如權(quán)利要求3所述的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源，其特征在于所述輸入電壓前饋電路(3)包括取樣電阻R1和R2、射極跟隨器IC1和減法器IC2，所述取樣電阻R1和R2之間的取樣點A點與射極跟隨器IC1的同相輸入端連接，射極跟隨器IC1輸出的一路經(jīng)峰值采樣后在B點得到某一信號與乘法器(5)的分母輸入端和減法器IC2的同相端相連，另一路經(jīng)分壓后在C點得到某一信號與減法器IC2的反相輸入端連接，減法器IC2的輸出端E點與乘法器(5)的一分子輸入端連接。
5、如權(quán)利要求1-4所述的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源，其本質(zhì)在于用脈動電流驅(qū)動LED，并在輸入電流中注入適量的低次諧波以進一步降低輸出電流峰均比，可用數(shù)字控制實現(xiàn)，也可用輸入電壓前饋法加以實現(xiàn)；比如，在輸入功率因數(shù)不小于0.9的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.34；在輸入功率因數(shù)不小于0.95的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.45。
6、如權(quán)利要求1-5中之一所述的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源，其特征在于所述脈寬調(diào)制芯片可選用UC3843、UC3844、UC3525等型號，射極跟隨器IC1、減法器IC2和誤差調(diào)節(jié)器IC3選用TL074、TL072、LM358等運算放大器，乘法器(5)可采用集成IC，也可以采用分立器件組成。
全文摘要
本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動電源，主要由主功率電路、輸出電流檢測濾波電路、輸入電壓前饋電路、輸出電流反饋控制電路、乘法器和脈寬調(diào)制芯片組成，采用反激變換器拓?fù)洌ぷ髟陔娏鲾嗬m(xù)模式，自動實現(xiàn)功率因數(shù)校正，并采用加入串聯(lián)電感和濾波電容的方法，使輸出電流接近理想的正弦平方波；還進一步提出在輸入電流中注入適量的低次諧波以進一步降低輸出電流峰均比，用輸入電壓前饋法加以實現(xiàn)，通過改變占空比在工作頻率周期內(nèi)的變化規(guī)律，將輸出電流峰均比進一步降低到1.38。實現(xiàn)了在無電解電容的情況下，也能為高亮度LED燈提供功率因數(shù)高和輸出電流峰均比低的驅(qū)動電源，由于取消了體積大壽命短的大容量電解電容，具有體積小、壽命長等明顯優(yōu)點。
文檔編號F21V23/00GK101562922SQ200910027360
公開日2009年10月21日 申請日期2009年5月31日 優(yōu)先權(quán)日2009年5月31日
發(fā)明者凱 姚, 阮新波, 王蓓蓓 申請人:南京航空航天大學(xué)