一種用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器的制造方法
【專(zhuān)利摘要】本發(fā)明公開(kāi)了一種用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，該解調(diào)器針對(duì)從多元位置相移鍵控/保留載波的雙邊帶調(diào)幅(MPPSK/DSB?AM)復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)接收信號(hào)中分離出的MPPSK數(shù)字調(diào)制信號(hào)，利用稀疏自編碼(SAE)神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行深度學(xué)習(xí)(DL)訓(xùn)練，使得訓(xùn)練后的DL?SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)σ虬l(fā)送端帶寬限制而產(chǎn)生強(qiáng)碼間干擾的MPPSK接收信號(hào)樣本進(jìn)行分類(lèi)，從而解調(diào)誤碼率比常規(guī)的幅度積分判決解調(diào)器和匹配濾波判決解調(diào)器降低了至少一個(gè)數(shù)量級(jí)，保證了模擬音頻與高速數(shù)據(jù)在9kHz調(diào)幅廣播信道中的同時(shí)混合傳輸。
【專(zhuān)利說(shuō)明】
一種用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明涉及存在碼間干擾的數(shù)字通信系統(tǒng)，尤其涉及存在碼間干擾的兼容調(diào)幅廣 播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制信號(hào)的判決解調(diào)問(wèn)題，屬于數(shù)字通信與非線性信號(hào)處理領(lǐng)域。
【背景技術(shù)】
[0002] 傳統(tǒng)的模擬調(diào)幅(AM)廣播作為一種古老的通信體制，已經(jīng)沿用了近百年，至今已 遠(yuǎn)遠(yuǎn)無(wú)法滿足人們的需求，數(shù)字化廣播成為其發(fā)展的必然趨勢(shì)。如何充分利用新技術(shù)實(shí)現(xiàn) 廣播節(jié)目的有效覆蓋，實(shí)現(xiàn)模擬音頻廣播向數(shù)字音頻廣播的平穩(wěn)過(guò)渡亟需解決；下面給出 現(xiàn)有技術(shù)中存在的幾種解決方案。
[0003] 1.MPPSK 傳輸體制
[0004] 為了充分利用現(xiàn)有的大功率模擬AM廣播發(fā)送設(shè)備和廣播網(wǎng)絡(luò)，應(yīng)該兼容現(xiàn)行的保 留載波的模擬雙邊帶調(diào)幅(DSB-AM)傳輸系統(tǒng);而DSB-AM信號(hào)由一個(gè)不含任何信息的正弦載 波和上下兩個(gè)含有相同調(diào)制信息的模擬邊帶組成，因此為了實(shí)現(xiàn)模擬與數(shù)字系統(tǒng)的同播， 必須利用DSB-AM信號(hào)的載波進(jìn)行數(shù)字調(diào)制：只要數(shù)字調(diào)制信息的功率譜(PSD)邊帶在模擬 主信號(hào)的9kHz(以載頻為中心±4.5kHz)帶寬內(nèi)至少低于載波50dB，即可實(shí)現(xiàn)同播。我們把 這種攜帶很低PSD邊帶數(shù)字信息的載波簡(jiǎn)稱(chēng)為"數(shù)字載波"，而為了產(chǎn)生"數(shù)字載波"，必須考 慮能夠保留正弦載波分量的數(shù)字調(diào)制技術(shù)。
[0005] 傳統(tǒng)的二元相移鍵控(BPSK)的碼元"0"和T反相，完全抑制了載波，雖有很好的 解調(diào)性能，但理論上頻譜利用率僅為lbps/Hz。中國(guó)專(zhuān)利ZL200710025202.1 (多元位置相移 鍵控調(diào)制和解調(diào)方法)提出的多元位置的相移鍵控調(diào)制則是一種調(diào)制區(qū)間非對(duì)稱(chēng)的調(diào)相技 術(shù)，不僅保留了載波，而且依靠多進(jìn)制調(diào)制提升了頻譜效率，該專(zhuān)利是對(duì)原始MPPSK調(diào)制的 一種簡(jiǎn)化和改進(jìn)，其表達(dá)式如下：
[0007] 其中：k = 0，l，…，M_1(M>2)為發(fā)送的信息符號(hào)，T為碼元周期；ω。為載波角頻率， Τ。= 2 V ω。為載波周期;0<rg< 1為符號(hào)保護(hù)間隔控制因子，由Μ，Κ，Ν和^構(gòu)成了改變信號(hào) 帶寬、傳輸效率和解調(diào)性能的"調(diào)制參數(shù)"。
[0008] 更重要的是，分析表明當(dāng)rg = 0時(shí)，如果滿足：
[0009] Ν=Μ · K (2)
[0010] 則MPPSK信號(hào)PSD中的線譜可完全消除，對(duì)于同一頻道的模擬音頻信號(hào)和鄰近頻道 的其它廣播電臺(tái)信號(hào)的干擾，可以更低。
[0011] 2.MPPSK/DSB-AM 復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)
[0012]基于數(shù)字載波思想和MPPSK調(diào)制，中國(guó)專(zhuān)利申請(qǐng)201310464224.3( -種兼容中波模 擬調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)）提出了一種MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)。該復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)在 保持原DSB-AM廣播信號(hào)體制不變的基礎(chǔ)上，使用MPPSK數(shù)字載波代替正弦載波去承載模擬 廣播信號(hào)的幅度調(diào)制。調(diào)制信號(hào)的幅度信息承載了音頻信號(hào)，而相位信息則包含了數(shù)字信 號(hào)，從而在現(xiàn)有的9kHz中波帶寬內(nèi)，同時(shí)傳輸了模擬與數(shù)字兩路信號(hào)，大大提高了頻譜利用 率。
[0013] MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)對(duì)于數(shù)字信息采用傳統(tǒng)的相干解調(diào):首先對(duì)接收到并 經(jīng)過(guò)下變頻的中頻復(fù)合調(diào)制信號(hào)進(jìn)行相干檢波(利用從接收信號(hào)中提取出的同頻同相的相 干載波，與接收信號(hào)相乘后再低通濾波)得到基帶信號(hào)，然后在位同步脈沖的定位下對(duì)一個(gè) 碼元周期內(nèi)的基帶信號(hào)采樣值進(jìn)行匹配濾波判決或幅度積分判決，即可解調(diào)出數(shù)字調(diào)制信 息。然而，為了使MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制發(fā)射信號(hào)的PSD邊帶滿足無(wú)線電管理部門(mén)的規(guī)定， 同時(shí)降低對(duì)于模擬音頻信號(hào)解調(diào)音質(zhì)的損傷，還必須對(duì)MPPSK調(diào)制信號(hào)本身已經(jīng)很低的PSD 邊帶施加進(jìn)一步的頻譜掩模限制，這就極大地影響了MPPSK數(shù)字調(diào)制信號(hào)的傳輸性能，引入 了嚴(yán)重的碼間干擾(ISI)，即使在很高的信噪比下，上述傳統(tǒng)解調(diào)方法在不加信道編碼時(shí)的 解調(diào)誤碼率也僅趨于1%量級(jí)，必須發(fā)明更好的解調(diào)方法以提高對(duì)于MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào) 制信號(hào)的解調(diào)性能。
[0014] 3.深度學(xué)習(xí)-稀疏自編碼(DL-SAE)
[0015] (1)深度學(xué)習(xí)（DL:Deep learning)始于2006年加拿大多倫多大學(xué)教授Geoffrey Hinton在《科學(xué)》雜志上發(fā)表的一篇關(guān)于多隱層深度神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的論文，它是機(jī)器學(xué)習(xí)的一個(gè) 分支，主要特點(diǎn)是通過(guò)多層次的學(xué)習(xí)而得到對(duì)于原始數(shù)據(jù)不同抽象程度的表示，進(jìn)而提高 分類(lèi)和預(yù)測(cè)等任務(wù)的準(zhǔn)確性。例如有一批輸入K如一批不同環(huán)境下采集的信號(hào)），假設(shè)我們 設(shè)計(jì)了一個(gè)η層的系統(tǒng)S，通過(guò)調(diào)整系統(tǒng)中的參數(shù)，使得它的輸出仍然是輸入I，那么就可以 自動(dòng)得到輸入I的一系列層次特征ShSvA。因此，區(qū)別于傳統(tǒng)的支撐向量機(jī)(SVM)等淺 層學(xué)習(xí)算法，DL無(wú)需依靠人工經(jīng)驗(yàn)抽取樣本特征，而是通過(guò)構(gòu)建具有很多隱層的機(jī)器學(xué)習(xí) 模型和海量的訓(xùn)練數(shù)據(jù)（即利用"大數(shù)據(jù)"），來(lái)自動(dòng)學(xué)習(xí)更有用的特征，從而最終提升分類(lèi) 或預(yù)測(cè)的準(zhǔn)確性。
[0016] (2)稀疏自編碼（SAE:Sparse Autoencoder)網(wǎng)絡(luò)是人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的一種。一個(gè)單 層的自編碼(AE)網(wǎng)絡(luò)只有一個(gè)隱層，其目標(biāo)輸出等于輸入。AE可獲得輸入數(shù)據(jù)的重要特征 并重構(gòu)輸入信號(hào)。SAE在AE的基礎(chǔ)上，增加了網(wǎng)絡(luò)的稀疏性限制，即大部分隱層節(jié)點(diǎn)的值為 〇，只有少數(shù)非〇。由于SAE的理論輸出值是本身輸入的特征值X，使得SAE網(wǎng)絡(luò)的隱層可以很 好地代替輸入的特征。圖1為一個(gè)SAE網(wǎng)絡(luò)示例，其輸入為每個(gè)神經(jīng)元的激活量為 ai，i = 1， 2,…，m，則：
[0017] a(X)=f(ffiX+bi) (3)
[0018] 其中f (z) = l/(l+exp(-z))是非線性激活函數(shù)，a(X) eRm是神經(jīng)元激活向量，Wiem X η是權(quán)重矩陣，bi e Rm是偏置矢量。網(wǎng)絡(luò)的輸出為f = / ，其中皇e衣》是輸出 值，W2 ε η X m是權(quán)重矩陣，b2 G Rn也是一個(gè)偏置矢量。
[0019]給定一個(gè)訓(xùn)練樣本集{(^1)，/1))，（^2)，/ 2))，...，（^)，3^))}，它包含111個(gè)樣例。可 使用反向傳播算法最小化重構(gòu)來(lái)調(diào)整權(quán)值M2和h、b2。當(dāng)網(wǎng)絡(luò)未增加 約束條件時(shí)，代價(jià)函數(shù)為：

[0021]其中，第一項(xiàng)是均方差項(xiàng);第二項(xiàng)是規(guī)則化項(xiàng)(也叫權(quán)重衰減項(xiàng)），目的是減小權(quán)重 的幅度，防止過(guò)度擬合。權(quán)重衰減參數(shù)λ用于控制式中兩項(xiàng)的相對(duì)重要性。當(dāng)對(duì)隱層神經(jīng)元 施加稀疏性限制時(shí)，代價(jià)函數(shù)可以表示為：
[0023]其中，J(W，b)定義如前
-為稀疏性懲罰因子，
表示隱層神經(jīng)元j的平均活躍度(在訓(xùn)練集上取平均），P是稀疏性參數(shù)，β 是控制稀疏性懲罰因子的權(quán)重。
[0024] ΑΕ神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)通過(guò)不斷訓(xùn)練調(diào)整參數(shù)使式(5)代價(jià)函數(shù)最小，來(lái)嘗試學(xué)習(xí)一個(gè)hw,b~ X的函數(shù)，從無(wú)標(biāo)注的數(shù)據(jù)中學(xué)習(xí)特征，來(lái)替代原始數(shù)據(jù)特征。對(duì)于大量已標(biāo)注數(shù)據(jù) Kx/(1),3；/(61)M與2)，J ;/(",…，p/W,>;/W?，SAE可以對(duì)其進(jìn)行微調(diào)，提升分類(lèi)器的性能。在 嘗試解決一個(gè)具體的分類(lèi)問(wèn)題時(shí)，可以基于這些學(xué)習(xí)得到的特征描述任意的（可能較少的） 已標(biāo)注數(shù)據(jù)，使用有監(jiān)督學(xué)習(xí)方法完成分類(lèi)。
[0025]假定有大小為m的已標(biāo)注訓(xùn)練集{(gV'b'V12)),…,(x;叫， 示"帶類(lèi)標(biāo)"），可以為輸入數(shù)據(jù)找到更好的特征描述。例如，可以將Xl(1)輸入到稀疏自編碼 器，得到隱層單元激活量&1(1)。接下來(lái)，可以直接使用&1 (1)來(lái)代替原始數(shù)據(jù)^(1)(稱(chēng)為"替代 表示"）。也可以合二為一，使用新的向量（ X1(1)，al(1))來(lái)代替原始數(shù)據(jù)幻(1)(稱(chēng)為"級(jí)聯(lián)表 示"）。
[0026]經(jīng)過(guò)變換，訓(xùn)練集變?yōu)榉軽",flf))，y)，((#)，α,(2))，y 2))，((λ， 或僅卜_·，(fl/W,.VW?(取決于使用a1 ⑴替換^ 踐中，將&1(1)與^(1)合并通常表現(xiàn)得更好。但是考慮到內(nèi)存和計(jì)算的成本，也可以使用替換 操作。
[0027] 最終，可以訓(xùn)練出一個(gè)有監(jiān)督學(xué)習(xí)算法(例如SVM,Logistic Regression等），得到 一個(gè)判別函數(shù)對(duì)y值進(jìn)行預(yù)測(cè)。預(yù)測(cè)過(guò)程如下:給定一個(gè)測(cè)試樣本xtd，重復(fù)之前的過(guò)程，將 其送入稀疏自編碼器，得到atest。然后將a test(或者（Xtest，atest))送入分類(lèi)器中，得到預(yù)測(cè) 值。具體步驟為：
[0028] 1)利用無(wú)標(biāo)注網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練一個(gè)稀疏自編碼器。
[0029] 2)給定一個(gè)新樣本，通過(guò)隱層提取出特征&1(1)。
[0030] 3)用訓(xùn)練特征ai(1)來(lái)代替原始特征，可獲得如下訓(xùn)練數(shù)據(jù)集：
[0032] 4)訓(xùn)練一個(gè)從特征a(1)到類(lèi)標(biāo)號(hào)y(1)的Logistic分類(lèi)器;最終分類(lèi)器如圖2所示。
[0033] 該模型的參數(shù)可以通過(guò)兩個(gè)訓(xùn)練步驟獲得:在網(wǎng)絡(luò)的第一層，將輸入X映射至隱層 單元激活量a的權(quán)值W(1)可通過(guò)稀疏自編碼器訓(xùn)練過(guò)程獲得。在第二層，將隱層單元a映射至 分類(lèi)輸出的權(quán)值W (2 >可通過(guò)Log i stic回歸或Sof tmax回歸獲得。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0034] 發(fā)明目的：為了克服現(xiàn)有技術(shù)中存在的不足，本發(fā)明提供一種用于模數(shù)混合調(diào)幅 廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，為實(shí)現(xiàn)模擬音頻廣播向數(shù)字音頻廣播的平穩(wěn)過(guò)渡提供參 考。
[0035] 技術(shù)方案:為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案為：
[0036] 對(duì)現(xiàn)有技術(shù)進(jìn)行研究，我們注意到：（1)M進(jìn)制通信信號(hào)的解調(diào)本質(zhì)上只是對(duì)Μ個(gè)碼 元分類(lèi)，因而對(duì)MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)中MPPSK調(diào)制信號(hào)的解調(diào)，實(shí)質(zhì)是一個(gè)Μ進(jìn)制碼 元的分類(lèi)問(wèn)題，原理上完全可采用DL-SAE算法處理；（2)信道帶寬的限制和碼間干擾的影 響，使得所述復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)中MPPSK調(diào)制信號(hào)的前后碼元樣本之間具有了局部相關(guān)性，有助 于SAE網(wǎng)絡(luò)獲得輸入數(shù)據(jù)的重要特征并重構(gòu)輸入信號(hào)；（3)通過(guò)選擇不同的信噪比和基帶碼 元數(shù)，調(diào)制樣本可形成足夠的"大數(shù)據(jù)"供SAE進(jìn)行深度學(xué)習(xí)。因此，基于深度學(xué)習(xí)方法訓(xùn)練 SAE網(wǎng)絡(luò)，讓DL-SAE學(xué)習(xí)并記憶MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)中MPPSK調(diào)制信號(hào)的內(nèi)在碼元特 征和碼間干擾模式后，對(duì)其輸入端的MPPSK調(diào)制信號(hào)采樣值序列進(jìn)行模式分類(lèi)和判決，即可 望實(shí)現(xiàn)對(duì)于MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)中MPPSK調(diào)制信號(hào)的正確解調(diào)。
[0037] 基于上述分析，我們提出一種用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器， 所述模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)采用以MPPSK調(diào)制信號(hào)作為數(shù)字載波來(lái)承載AM廣播信號(hào)的DSB-AM符合調(diào)制，得到的調(diào)制信號(hào)為MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)；該抗混疊調(diào)制解調(diào)器包括相 并聯(lián)的模擬音頻信號(hào)解調(diào)器和數(shù)字信號(hào)解調(diào)器；
[0038]在模擬音頻信號(hào)解調(diào)器中：接收到的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)首先與本振信號(hào) 相乘;然后利用低通濾波器或帶通濾波器濾出頻率為F_~Fmax的模擬音頻信號(hào)，實(shí)現(xiàn)音頻 信號(hào)的相干解調(diào)；接著利用帶通濾波器濾出頻率為F max~fV4的信號(hào)分量，即分離出MPPSK 數(shù)字調(diào)制基帶信號(hào)；其中：Fmin為模擬音頻信號(hào)的最低頻率，F(xiàn) max為模擬音頻信號(hào)的最高頻 率，fi為接收機(jī)的中頻頻率；
[0039]在數(shù)字信號(hào)解調(diào)器中，利用DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對(duì)MPPSK數(shù)字調(diào)制基帶信號(hào)進(jìn)行抗混 置解調(diào)。
[0040] 優(yōu)選的，所述接收機(jī)的中頻頻率fi = 465kHz，本振信號(hào)為本地提取的465kHz中頻 相干載波;465kHz是我國(guó)調(diào)幅廣播收音機(jī)的中頻標(biāo)準(zhǔn)，采用該中頻頻率使得模擬音頻信號(hào) 仍可采用現(xiàn)有的調(diào)幅廣播收音機(jī)進(jìn)行收聽(tīng)，無(wú)需任何改動(dòng)即可實(shí)現(xiàn)模擬音頻信號(hào)的非相干 解調(diào)。
[0041] 具體的，所述DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)，首先利用DL方法將SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練為分類(lèi)器，使 得DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)W習(xí)和記憶因發(fā)送端帶寬限制而產(chǎn)生強(qiáng)碼間干擾的MPPSK調(diào)制信號(hào) 的波形特征和信道影響，然后直接利用DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對(duì)MPPSK數(shù)字調(diào)制基帶信號(hào)進(jìn)行分 類(lèi)判決，解調(diào)出MPPSK碼元。
[0042] 有益效果:本發(fā)明提供的用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，相對(duì) 于現(xiàn)有技術(shù)，在以下方面具有優(yōu)勢(shì)：
[0043] 1、提升了能量利用率:①DL-SAE判決檢測(cè)充分學(xué)習(xí)和利用了碼間干擾調(diào)制信號(hào)波 形的整體特征及內(nèi)在信息，因而與只是簡(jiǎn)單利用幅度信息的門(mén)限判決和傳統(tǒng)匹配濾波判決 相比，大幅提升了解調(diào)性能，而且碼間干擾越嚴(yán)重，相比于傳統(tǒng)幅度積分判決解調(diào)器和匹配 濾波判決解調(diào)器的優(yōu)勢(shì)越大;②對(duì)于同樣的碼元速率，傳輸與接收復(fù)合調(diào)制信號(hào)可采用更 窄的信道與接收機(jī)帶寬，這有助于降低接收機(jī)噪聲系數(shù)，提高接收機(jī)靈敏度，并可望在同樣 的發(fā)射功率下得到更高的接收信噪比。而接收機(jī)解調(diào)性能和靈敏度的提升都相當(dāng)于發(fā)射功 率的增大，可以擴(kuò)大覆蓋區(qū)域;而若保持原通信距離指標(biāo)不變，則發(fā)射功率便可降低。這對(duì) 于降低廣播系統(tǒng)的能源消耗和電磁污染，實(shí)現(xiàn)"綠色通信"，具有實(shí)際意義。
[0044] 2、提升了頻譜利用率:調(diào)制器端單方面縮窄信號(hào)頻譜帶寬固然可以直接提高頻譜 利用率，卻未必可行，因?yàn)榇a間干擾可能會(huì)使系統(tǒng)性能惡化到失去使用價(jià)值;除非解調(diào)器端 在調(diào)制信號(hào)帶寬縮窄時(shí)，仍能使解調(diào)性能保持在可接受的水平。而DL-SAE解調(diào)器利用該類(lèi) 多層網(wǎng)絡(luò)所具有的非線性、適應(yīng)性和深度學(xué)習(xí)能力，通過(guò)在較強(qiáng)碼間干擾下對(duì)接收信號(hào)樣 本進(jìn)行分類(lèi)判決，從而實(shí)現(xiàn)了對(duì)于發(fā)端調(diào)制信號(hào)"提速"后的抗碼間干擾解調(diào)，使得提升頻 譜利用率具有可行性和實(shí)際意義。
[0045] 3、增強(qiáng)了適應(yīng)能力：①DL-SAE解調(diào)器在"大數(shù)據(jù)"支撐下的深度學(xué)習(xí)能力，使其可 以記憶更多的信號(hào)特征和信道特性，因而提高了一般非線性解調(diào)器的泛化能力，在實(shí)際工 作時(shí)具有更強(qiáng)的穩(wěn)健性(或魯棒性），適應(yīng)場(chǎng)合更廣;②采用經(jīng)典的門(mén)限檢測(cè)或幅度積分判 決，一般是在輸出峰值附近取若干采樣逐點(diǎn)求和后再進(jìn)行門(mén)限判決，而SAE判決則是對(duì)一個(gè) 碼元周期內(nèi)全部采樣的批處理，甚至是對(duì)η個(gè)碼元周期內(nèi)全部采樣的一次性聯(lián)合判決，因而 對(duì)于采樣同步的精度要求遠(yuǎn)低于前者，對(duì)位同步的要求也更低;③現(xiàn)有通信接收機(jī)為補(bǔ)償 或消除因帶限而引起的碼間干擾，解調(diào)前首先要進(jìn)行信道估計(jì)、信道均衡、逆濾波等技術(shù)處 理，而本發(fā)明的DL-SAE解調(diào)器可通過(guò)預(yù)先的學(xué)習(xí)而省去或"合并"這一步驟，也避免了因帶 外噪聲提升而導(dǎo)致的解調(diào)前信噪比的惡化;④DL-SAE解調(diào)器可以在線學(xué)習(xí)，因而具有以解 調(diào)器網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浠蛴布Y(jié)構(gòu)的"不變"來(lái)適應(yīng)調(diào)制方式和信道特性的"萬(wàn)變"的潛力，有利于解 調(diào)器和接收機(jī)的規(guī)格化、通用性、可定制和軟件無(wú)線電實(shí)現(xiàn)。
【附圖說(shuō)明】
[0046] 圖1是一個(gè)SAE網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的示例。
[0047] 圖2是基于SAE的一個(gè)文字識(shí)別系統(tǒng)的SAE網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的示例，包括輸入層、輸出層在 內(nèi)總共有3層；中間層是隱層，用于提取輸入數(shù)據(jù)的特征，最后一層為輸出層，根據(jù)提取的特 征進(jìn)行分類(lèi)。
[0048]圖3是兼容調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)原理框圖：圖3(a)是MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制 發(fā)射機(jī)系統(tǒng)；圖3(b)是對(duì)圖3(a)的仿真系統(tǒng)；圖3(c)是MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制接收機(jī)系統(tǒng)， 實(shí)現(xiàn)對(duì)該模數(shù)混合傳輸信號(hào)的抗混疊解調(diào)；圖3(d)是DL-SAE分類(lèi)判決器的內(nèi)部原理框圖。 [0049]圖 4 是載頻為 930kHz，MPPSK 調(diào)制參數(shù)為 1( = 2、]? = 64、& = 0川=1(\]\1=128，采樣頻 率fs = 3.6MHz的MPPSK數(shù)字調(diào)制信號(hào)及復(fù)合調(diào)制信號(hào)的相關(guān)波形：圖4(a)是模擬音頻信號(hào)、 MPPSK數(shù)字調(diào)制信號(hào)及MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)的時(shí)域波形；圖4(b)是MPPSK數(shù)字調(diào)制信 號(hào)的功率譜；圖4(c)和圖4(d)分別是MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)的時(shí)域波形和功率譜；圖4 (e)是經(jīng)過(guò)帶通濾波器成型后的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)發(fā)射功率譜；圖4(f)是AWGN信 道信噪比為SNR = 8.6dB時(shí)，接收到的復(fù)合調(diào)制信號(hào)的功率譜及其放大圖；frequency表示頻 率。
[0050]圖5是MPPSK/EBPSK調(diào)制器的全數(shù)字實(shí)現(xiàn)方式的原理框圖。
[0051 ] 圖6是對(duì)從MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)中分離出的MPPSK調(diào)制信號(hào)，DL-SAE分類(lèi)判 決解調(diào)器(采用1萬(wàn)個(gè)訓(xùn)練數(shù)據(jù)和1萬(wàn)個(gè)測(cè)試數(shù)據(jù)的）、傳統(tǒng)匹配濾波判決解調(diào)器和幅度積分 判決解調(diào)器的解調(diào)誤碼率對(duì)比。
[0052] 圖7是當(dāng)訓(xùn)練樣本數(shù)分別為1萬(wàn)、2萬(wàn)和3萬(wàn)個(gè)點(diǎn)時(shí)，DL-SAE分類(lèi)判決解調(diào)器對(duì)從 MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)中分離出的MPPSK調(diào)制信號(hào)的解調(diào)誤碼率對(duì)比。
[0053] 圖8是對(duì)從MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)中分離出的MPPSK調(diào)制信號(hào)，DL-SAE分類(lèi)判 決解調(diào)器(采用2萬(wàn)個(gè)訓(xùn)練數(shù)據(jù)和2萬(wàn)個(gè)測(cè)試數(shù)據(jù)的）、傳統(tǒng)匹配濾波判決解調(diào)器和幅度積分 判決解調(diào)器的解調(diào)誤碼率對(duì)比。
【具體實(shí)施方式】
[0054]下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明作更進(jìn)一步的說(shuō)明。
[0055] -、本案的模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)說(shuō)明
[0056] 本案的模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的調(diào)制解調(diào)框圖如圖3所示，包括調(diào)制器和解調(diào)器 兩個(gè)部分，其中解調(diào)器同時(shí)涉及了 DL-SAE分類(lèi)判決器;下面就各個(gè)部分加以具體說(shuō)明。
[0057] ( - )兼容調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制器
[0058] 兼容調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)采用MPPSK調(diào)制信號(hào)作為數(shù)字載波來(lái)承載AM廣播信 號(hào)的DSB-AM復(fù)合調(diào)制，得到MPPSK/DSB-AAM復(fù)合調(diào)制信號(hào)表達(dá)式如下：
[0059] Y(t)=A(l+kaa(t))sk(t) (6)
[0060] 其中：A是MPPSK調(diào)制信號(hào)的幅度，a(t)是模擬音頻信號(hào)，1^是音頻調(diào)幅系數(shù)（既用 于防止過(guò)調(diào)幅，也可控制模擬音頻信號(hào)與數(shù)字信號(hào)之間的功率分配），Sk(t)是作為復(fù)合調(diào) 制載波(取代現(xiàn)行的純正弦載波）的MPPSK調(diào)制信號(hào)，其表達(dá)如式（1)。根據(jù)式(6)得到如圖3 (a)所示的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制器原理框圖。
[0061 ] MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制器，在結(jié)構(gòu)上由音頻信號(hào)的DSB-AM調(diào)制和數(shù)字碼流的 MPPSK調(diào)制構(gòu)成，其中音頻信號(hào)帶寬限制在4.5kHz內(nèi)，而系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)要求MPPSK調(diào)制信號(hào)的 符號(hào)速率至少要高于4.5kBd。因此，為了進(jìn)一步壓低復(fù)合調(diào)制后MPPSK調(diào)制信號(hào)對(duì)音頻信號(hào) 的干擾，在接受音頻信號(hào)調(diào)制前還需對(duì)MPPSK調(diào)制信號(hào)載波兩側(cè)音頻帶寬內(nèi)的功率譜開(kāi)槽； 而完成MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制后，還需進(jìn)行帶通濾波，以滿足無(wú)線電管理部門(mén)規(guī)定的頻譜 掩模要求，這通常由發(fā)射機(jī)功放級(jí)的調(diào)諧回路來(lái)實(shí)現(xiàn)。
[0062]圖3 (a)和(b)所示MPP SK/D SB-AM復(fù)合調(diào)制器的音頻輸入信號(hào)、MPP SK已調(diào)制信號(hào)及 MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)的波形如圖4 (a)所示，MPPSK已調(diào)制信號(hào)及音頻信號(hào)的功率譜 分別如圖4(b)和圖4(c)所示，MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)的功率譜如圖4(d)所示，經(jīng)發(fā)端 帶通成型濾波后的復(fù)合調(diào)制信號(hào)功率譜如圖4(e)所示。考慮到實(shí)測(cè)時(shí)頻譜儀分辨率的限 制，圖4(b)、圖4(d)及圖4(e)所示是將分辨率調(diào)至與頻譜儀分辨率相一致的1~5Hz時(shí)的功 率譜圖。而在本案所述環(huán)境下的理論功率譜邊帶，將比圖4中所顯示的更低。圖4(b)所示的 數(shù)字調(diào)制信號(hào)的PSD邊帶在模擬主信號(hào)的9kHz (以載頻為中心± 4.5kHz)帶寬內(nèi)低于載波 50dB，故可實(shí)現(xiàn)模擬音頻和數(shù)字信號(hào)的同播。
[0063](二)兼容調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)的解調(diào)器
[0064]本案所提出的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制接收機(jī)也完全向下兼容現(xiàn)行的商品AM收音 機(jī)，整個(gè)接收機(jī)(即收音機(jī))系統(tǒng)的原理框圖如圖3(c)所示。具體工作過(guò)程如下：
[0065] (1)收音機(jī)的天線調(diào)諧回路從fr = 531kHz~1602kHz的中波調(diào)幅頻段中選擇出所 收聽(tīng)廣播頻道的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)（功率譜如圖4(f)所示），經(jīng)前置放大器放大 后，與來(lái)自本地振蕩器的本振信號(hào)混頻(相乘并帶通濾波），得到頻率為6 = 4651^?的中頻 MPPSK/DSB-AM信號(hào)，經(jīng)過(guò)中頻放大后分為兩路輸出。一路送給包絡(luò)檢波器，即可解調(diào)出模擬 音頻信號(hào)送至耳機(jī)或揚(yáng)聲器發(fā)聲，這完全是直接沿用現(xiàn)有收音機(jī)的功能，解調(diào)恢復(fù)的聲音 質(zhì)量也與采用純正弦載波信號(hào)調(diào)制時(shí)相當(dāng)，體現(xiàn)了向下兼容現(xiàn)有模擬AM廣播體制的可行 性。
[0066] (2)經(jīng)過(guò)放大后的另一路中頻MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)用于解調(diào)MPPSK數(shù)字調(diào) 制信息，這部分功能是將來(lái)的數(shù)字AM廣播接收機(jī)必須添加的。對(duì)于這一路中頻復(fù)合調(diào)制信 號(hào)，首先利用相干解調(diào)技術(shù)將其變換到基帶，相干解調(diào)器的核心器件是一個(gè)中頻模擬乘法 器，實(shí)現(xiàn)相乘的兩個(gè)輸入信號(hào):一個(gè)就是MPPSK/DSB-AM中頻信號(hào)，另一個(gè)則是從MPPSK/DSB-AM中頻信號(hào)中提取出的、盡可能純凈且與MPPSK/DSB-AM中頻信號(hào)同頻同相的相干載波。兩 路信號(hào)在乘法器中相乘并濾除2倍頻分量，即實(shí)現(xiàn)了對(duì)MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)的相干 解調(diào)，即將其由中頻轉(zhuǎn)換到基帶。
[0067] (3)相干解調(diào)器(在此為乘法器）的輸出為MPPSK數(shù)字調(diào)制信號(hào)與模擬音頻信號(hào)的 混合(疊加），二者在時(shí)間波形上完全混疊，在頻譜上則由于音頻信號(hào)頻譜不超過(guò)4.5kHz，而 前述"兼容調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制器"設(shè)計(jì)中要求MPPSK調(diào)制信號(hào)的符號(hào)速率至少 要超過(guò)4.5kBd，這保證了MPPSK基帶信號(hào)的基波頻率高于4.5kHz，這樣就可以利用相應(yīng)的濾 波器分離模擬音頻信號(hào)與數(shù)字基帶信號(hào)，具體說(shuō)就是利用低通濾波器將音頻信號(hào)直接取出 (目前為了向下兼容現(xiàn)有的AM收音機(jī)可不用，而將來(lái)的數(shù)字廣播收音機(jī)則可基于此而省去 用于圖3(c)中用于實(shí)現(xiàn)非相干解調(diào)的包絡(luò)檢波器），同時(shí)利用高通(或帶通)濾波器過(guò)濾出 MPPSK調(diào)制信號(hào)(或MPPSK調(diào)制信號(hào)的主要頻率成分）。
[0068] (4)把分離出的基帶MPPSK調(diào)制信號(hào)送入DL-SAE分類(lèi)判決器，從中解調(diào)出原始的調(diào) 制數(shù)據(jù)碼流。
[0069](三)DL-SAE分類(lèi)判決器
[0070] 本案是要在較強(qiáng)碼間干擾情況下，將Μ進(jìn)制碼元的整體波形特征上惡化了的差異， 提供給SAE進(jìn)一步學(xué)習(xí)、訓(xùn)練和分辨。因此，將SAE判決檢測(cè)方法應(yīng)用于MPPSK/DSB-AM復(fù)合系 統(tǒng)中MPPSK調(diào)制信號(hào)的解調(diào)，是本發(fā)明的關(guān)鍵技術(shù)內(nèi)容。
[0071] 但是，本案并不專(zhuān)門(mén)研究SAE本身，而是針對(duì)已成功用于圖像識(shí)別及手寫(xiě)系統(tǒng)分類(lèi) 等領(lǐng)域的SAE網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)進(jìn)行適當(dāng)修改，使之適用于訓(xùn)練復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)中MPPSK調(diào)制信號(hào)的采 樣序列，提出基于DL-SAE的MPPSK調(diào)制信號(hào)抗碼間干擾解調(diào)器，原理框圖如圖3(d)所示。這 里將SAE訓(xùn)練為分類(lèi)器，對(duì)接收到的整個(gè)碼元進(jìn)行識(shí)別。從來(lái)自不同信噪比和碼間干擾環(huán)境 下的"大數(shù)據(jù)"通信樣本中進(jìn)行深度學(xué)習(xí)，提取和記憶帶有碼間干擾的調(diào)制信號(hào)濾波響應(yīng)的 波形特征和內(nèi)在關(guān)聯(lián)。SAE對(duì)于每一個(gè)輸入碼元輸出一個(gè)標(biāo)志其類(lèi)別的數(shù)字，如用0表示"0" 碼元，用1表示"Γ碼元，直至用Μ表示"M碼元"，再用此數(shù)字去控制輸出相應(yīng)的本地標(biāo)準(zhǔn)碼元 波形，即可完成訓(xùn)練。訓(xùn)練成功后，就可用已經(jīng)深度學(xué)習(xí)好的網(wǎng)絡(luò)對(duì)新輸入的信號(hào)采樣序列 進(jìn)行分類(lèi)判決，解調(diào)出MPPSK數(shù)據(jù)碼元。
[0072]可見(jiàn)，本發(fā)明所提出的DL-SAE解調(diào)器原理上可用于解調(diào)各種數(shù)字調(diào)制信號(hào)。
[0073]二、基于本案思想的一個(gè)具體實(shí)施例 [0074] (一)MPPSK調(diào)制參數(shù)的選擇
[0075]根據(jù)本說(shuō)明書(shū)【背景技術(shù)】中有關(guān)"MPPSK傳輸體制"的內(nèi)容所述，在選擇MPPSK調(diào)制參 數(shù)時(shí)應(yīng)該盡量滿足式（2)，即取rg = (^PN = MXK，這樣可完全消除MPPSK已調(diào)信號(hào)功率譜中 的離散線譜，對(duì)于同一頻道的模擬音頻信號(hào)和鄰近頻道的其它廣播電臺(tái)信號(hào)的干擾，可以 更低。
[0076]考慮到我國(guó)中波調(diào)幅頻段的發(fā)射載頻規(guī)定為531kHz~1602kHz，因此為說(shuō)明問(wèn)題， 本實(shí)施例取其頻段中段的北京臺(tái)fc = 930kHz，并取1( = 2、1 = 644=128，此時(shí)10^1(調(diào)制的 符號(hào)率為fe/N=930/128 = 7.265625kBd，前述須超過(guò)音頻信號(hào)最高頻率4.5kHz的要求得到 滿足，而傳輸碼率則高達(dá)RbMPPSK= (fc log2 M)/N=43 · 59375kbps。因此，即使將來(lái)在實(shí)際應(yīng) 用中拿出一半碼率進(jìn)行信道編碼，以進(jìn)一步保證系統(tǒng)的可靠性，我們?nèi)钥傻玫郊s21.8kbps 的凈碼率用于傳輸數(shù)據(jù)，或進(jìn)行16kbps碼率的調(diào)頻音質(zhì)數(shù)字聲音廣播。
[0077](二)MPPSK調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)
[0078]為了調(diào)整方便，本實(shí)施例對(duì)于MPPSK調(diào)制器采用如圖5所示的全數(shù)字方式實(shí)現(xiàn):利 用具有Μ種取值的MPPSK碼元序列控制多路選擇器，從Μ組MPPSK調(diào)制波形數(shù)字樣本中選出與 當(dāng)前碼元相對(duì)應(yīng)的，送數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)直接轉(zhuǎn)換成載頻為f c的模擬MPPSK已調(diào)信號(hào)輸出即 可。
[0079](三)音頻信號(hào)的DSB-AM調(diào)制
[0080]由于所述MPPSK已調(diào)信號(hào)是類(lèi)似于正弦波的恒包絡(luò)信號(hào)，因此，仿真時(shí)對(duì)于模擬音 頻信號(hào)MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制的實(shí)現(xiàn)，只需在音頻信號(hào)中加入直流分量后與MPPSK已調(diào)信 號(hào)相乘并保留全部頻率分量即可，如圖3(b)所示。加入直流分量是為了仿真時(shí)避免音頻信 號(hào)的過(guò)調(diào)幅，且加入的直流分量越大，MPPSK/DSB-AM已調(diào)信號(hào)中的載波分量越強(qiáng)，而該直流 分量在實(shí)際的調(diào)幅廣播發(fā)射機(jī)中就是其調(diào)制級(jí)的直流偏置電平，而調(diào)幅指數(shù)可以通過(guò)改變 式(6)中的調(diào)幅因子k a來(lái)調(diào)節(jié)。本實(shí)施例中控制音頻信號(hào)的絕對(duì)峰值為所加直流分量幅度 的90%，即式(6)*ka = 0.9。乘法器輸出的復(fù)合調(diào)制信號(hào)經(jīng)廣播發(fā)射機(jī)功率放大器放大和 濾波后，即可送至發(fā)射塔(天線)上對(duì)外發(fā)射，如圖3(b)所示(而仿真中只要輸出MPPSK/DSB-AM已調(diào)信號(hào)的數(shù)字采樣值即可）。
[0081 ](三)MPPSK解調(diào)器的實(shí)現(xiàn)
[0082]整個(gè)接收機(jī)（即收音機(jī))系統(tǒng)的原理框圖如圖3(c)所示，包括相并聯(lián)的模擬音頻信 號(hào)解調(diào)器和數(shù)字信號(hào)解調(diào)器。在模擬音頻信號(hào)解調(diào)器中：接收到的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制 信號(hào)首先與本振信號(hào)相乘;然后利用低通濾波器或帶通濾波器濾出頻率為F min~Fmax的模擬 音頻信號(hào)，實(shí)現(xiàn)音頻信號(hào)的相干解調(diào);接著利用帶通濾波器濾出頻率為F max~fV4的信號(hào)分 量，即分離出MPPSK數(shù)字調(diào)制基帶信號(hào)。在數(shù)字信號(hào)解調(diào)器中，利用DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對(duì)MPPSK 數(shù)字調(diào)制基帶信號(hào)進(jìn)行抗混疊解調(diào)。
[0083] DL-SAE分類(lèi)判決器的原理框圖如圖3 (d)所示，為了利用SAE對(duì)新輸入的MPPSK調(diào)制 信號(hào)樣本序列進(jìn)行分類(lèi)識(shí)別，首先要對(duì)其內(nèi)部神經(jīng)元相互連接的權(quán)值系數(shù)進(jìn)行訓(xùn)練，也就 是要讓SAE學(xué)習(xí)并記憶所要分類(lèi)的對(duì)象或模式。SAE網(wǎng)絡(luò)的訓(xùn)練為無(wú)監(jiān)督訓(xùn)練模型，實(shí)現(xiàn)輸 出等于輸入，即以輸入作為標(biāo)簽類(lèi)比于有監(jiān)督訓(xùn)練模型進(jìn)行訓(xùn)練，本實(shí)施例直接對(duì)DL-SAE 進(jìn)行Matlab訓(xùn)練和仿真。
[0084] (1 )DL_SAE解調(diào)器設(shè)計(jì)的一般原則
[0085]由于DL-SAE解調(diào)器實(shí)際工作時(shí)的輸入信號(hào)是含有信道噪聲的，因而在訓(xùn)練時(shí)也需 要人為添加一定的噪聲或擾動(dòng)，一是為了符合將來(lái)解調(diào)器的實(shí)際工作情況，二是它會(huì)直接 影響SAE解調(diào)器最終的泛化能力。本案中，訓(xùn)練噪聲的大小依據(jù)碼間干擾的強(qiáng)度而定，但目 前尚無(wú)理論可循，本實(shí)施例只能依據(jù)大量的仿真得到一些經(jīng)驗(yàn)準(zhǔn)則和具體做法：
[0086]①信道環(huán)境越惡劣，碼間干擾越嚴(yán)重，訓(xùn)練噪聲應(yīng)越小。這一點(diǎn)不難理解，因?yàn)閷?duì) 于任何通信系統(tǒng)，通常都是接收信號(hào)和接收環(huán)境越惡劣，接收性能也越差(甚至無(wú)法工作）， 因而此時(shí)在SAE訓(xùn)練時(shí)也就無(wú)需再額外添加更大的噪聲；
[0087]②可采取多次實(shí)驗(yàn)的方法，以得到泛化能力相對(duì)最好的網(wǎng)絡(luò)。
[0088] (2)DL_SAE解調(diào)器仿真參數(shù)的選擇
[0089]調(diào)制仍采用式（1)所定義的改進(jìn)的MPPSK調(diào)制，載頻f c = 930kHz，并取K = 2、M=64、 ~=1(\]?=128、心=0，采樣頻率3.61抱。
[0090] (3) DL-SAE解調(diào)器訓(xùn)練樣本數(shù)的確定
[0091] DL-SAE算法是一類(lèi)"大數(shù)據(jù)"算法，其有效性與訓(xùn)練數(shù)據(jù)量直接相關(guān)，理論上說(shuō)，訓(xùn) 練數(shù)據(jù)量越大，DL-SAE分類(lèi)的正確率越高。但龐大的數(shù)據(jù)量必然會(huì)降低計(jì)算效率。本案對(duì)比 了 1萬(wàn)個(gè)訓(xùn)練數(shù)據(jù)、1萬(wàn)個(gè)測(cè)試數(shù)據(jù)和2萬(wàn)個(gè)訓(xùn)練數(shù)據(jù)、2萬(wàn)個(gè)測(cè)試數(shù)據(jù)的解調(diào)誤碼率，綜合考 慮計(jì)算效率等因素，采用2萬(wàn)個(gè)訓(xùn)練數(shù)據(jù)、2萬(wàn)個(gè)測(cè)試數(shù)據(jù)來(lái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。
[0092] (4)選定SAE結(jié)構(gòu)及迭代次數(shù)并進(jìn)行SAE網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練
[0093] ①SAE結(jié)構(gòu)主要涉及網(wǎng)絡(luò)的層數(shù)以及每層的單元數(shù)，通常網(wǎng)絡(luò)的隱層越多，每層所 含的單元數(shù)越多，網(wǎng)絡(luò)的訓(xùn)練效果越好，但是過(guò)多的網(wǎng)絡(luò)層數(shù)和單元數(shù)會(huì)出現(xiàn)過(guò)擬合。經(jīng)過(guò) 多次試驗(yàn)認(rèn)證，針對(duì)本實(shí)施例的數(shù)據(jù)，最宜采用的SAE網(wǎng)絡(luò)為4層結(jié)構(gòu)：512-400-200-64，包 括含有512個(gè)單元的輸入層，400個(gè)單元的隱層1，200個(gè)單元的隱層2,以及64個(gè)單元的輸出 層，即M = 64進(jìn)制的分類(lèi)輸出。為得到最好的分類(lèi)效果，經(jīng)多次試驗(yàn)，取相關(guān)的網(wǎng)絡(luò)參數(shù)為： 加噪系數(shù)為0. l、dropout參數(shù)為0.1、權(quán)重衰減系數(shù)為1 X 10-4。
[0094] ②增加迭代次數(shù)可提高SAE的學(xué)習(xí)能力，但將耗費(fèi)大量時(shí)間，為平衡性能與訓(xùn)練代 價(jià)，本實(shí)施例采用了 40次迭代對(duì)SAE進(jìn)行訓(xùn)練。
[0095] 由深度學(xué)習(xí)的"大數(shù)據(jù)"特性，針對(duì)不同的數(shù)據(jù)，將有不同的最優(yōu)DL-SAE模型，故本 實(shí)施例采用的DL-SAE模型僅用于說(shuō)明本實(shí)施例，并不用于限制本發(fā)明。
[0096] (5)性能仿真
[0097]圖6為1萬(wàn)個(gè)訓(xùn)練數(shù)據(jù)和1萬(wàn)個(gè)測(cè)試數(shù)據(jù)時(shí)DL-SAE分類(lèi)判決與傳統(tǒng)匹配濾波判決及 幅度積分判決的MPPSK解調(diào)輸出的誤碼率對(duì)比。由圖6可看出，DL-SAE解調(diào)器的性能比傳統(tǒng) 的匹配濾波判決解調(diào)器及幅度積分判決解調(diào)器，至少提高了 1個(gè)數(shù)量級(jí)。
[0098]圖7為訓(xùn)練樣本數(shù)分別為1萬(wàn)、2萬(wàn)和3萬(wàn)個(gè)點(diǎn)時(shí)，DL-SAE分類(lèi)判決解調(diào)器對(duì)從 MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)中分離出的MPPSK調(diào)制信號(hào)的解調(diào)誤碼率對(duì)比。由圖7可以看 出，樣本數(shù)為2萬(wàn)點(diǎn)和3萬(wàn)點(diǎn)時(shí)的誤碼率要低于1萬(wàn)點(diǎn)時(shí)的誤碼率，但相差不大，且當(dāng)信噪比 接近25dB時(shí)，2萬(wàn)個(gè)樣本和3萬(wàn)個(gè)樣本的誤碼率基本相同?？梢?jiàn)，當(dāng)信噪比較高時(shí)，增加樣本 數(shù)帶來(lái)的解調(diào)性能提升并不明顯，再綜合到計(jì)算效率等因素，本實(shí)施例最終選取2萬(wàn)點(diǎn)進(jìn)行 仿真實(shí)驗(yàn)，則最終的解調(diào)性能對(duì)比示于圖8。
[0099] 由圖8可以看出，由于發(fā)送端成型濾波導(dǎo)致的強(qiáng)碼間干擾，導(dǎo)致了即使在高信噪比 下，匹配濾波器判決和幅度積分判決的誤碼率均達(dá)不到10- 3量級(jí)，再提升信噪比也無(wú)法改 善;但本申請(qǐng)書(shū)所發(fā)明的DL-SAE分類(lèi)判決算法，卻可以從大量數(shù)據(jù)中學(xué)習(xí)出較好的分類(lèi)面， 對(duì)多進(jìn)制的MPPSK碼元波形做出正確分類(lèi)，將解調(diào)誤碼率降至10- 4量級(jí)。
[0100] 以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出：對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人 員來(lái)說(shuō)，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤(rùn)飾，這些改進(jìn)和潤(rùn)飾也應(yīng) 視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，所述模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng) 采用以MPPSK調(diào)制信號(hào)作為數(shù)字載波來(lái)承載AM廣播信號(hào)的DSB-AM符合調(diào)制，得到的調(diào)制信 號(hào)為MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)；其特征在于:該抗混疊調(diào)制解調(diào)器包括相并聯(lián)的模擬音 頻信號(hào)解調(diào)器和數(shù)字信號(hào)解調(diào)器； 在模擬音頻信號(hào)解調(diào)器中：接收到的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號(hào)首先與本振信號(hào)相 乘;然后利用低通濾波器或帶通濾波器濾出頻率為F_~Fmax的模擬音頻信號(hào)，實(shí)現(xiàn)音頻信 號(hào)的相干解調(diào);接著利用帶通濾波器濾出頻率為F max~fV4的信號(hào)分量，即分離出MPPSK數(shù) 字調(diào)制基帶信號(hào);其中：Fmin為模擬音頻信號(hào)的最低頻率，F(xiàn) max為模擬音頻信號(hào)的最高頻率， fi為接收機(jī)的中頻頻率； 在數(shù)字信號(hào)解調(diào)器中，利用DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對(duì)MPPSK數(shù)字調(diào)制基帶信號(hào)進(jìn)行抗混疊解 調(diào)。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，其特征在 于:所述接收機(jī)的中頻頻率fi = 465kHz，本振信號(hào)為本地提取的465kHz中頻相干載波。3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，其特征在 于:所述DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)，首先利用DL方法將SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練為分類(lèi)器，使得DL-SAE神經(jīng) 網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)W習(xí)和記憶因發(fā)送端帶寬限制而產(chǎn)生強(qiáng)碼間干擾的MPPSK調(diào)制信號(hào)的波形特征和 信道影響，然后直接利用DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對(duì)MPPSK數(shù)字調(diào)制基帶信號(hào)進(jìn)行分類(lèi)判決，解調(diào)出 MPPSK碼元。
【文檔編號(hào)】H04L27/227GK106027438SQ201610519041
【公開(kāi)日】2016年10月12日
【申請(qǐng)日】2016年7月4日
【發(fā)明人】吳樂(lè)南, 范文斯路
【申請(qǐng)人】東南大學(xué)