專利名稱：利用查表代替乘法運算的最大似然序列估計的制作方法
背景技術：
數(shù)字無線通信系統(tǒng)被用于在多個位置間傳輸各種信息。由于數(shù)字通信，信息為通信目的而轉(zhuǎn)換為數(shù)字或二進制形式，稱之為比特。發(fā)射機把這類比特流映射為調(diào)制符號流，數(shù)字接收機可以檢測到這些符號流并把它們映射回比特和信息。
在數(shù)字通信中，無線環(huán)境中有很多阻礙成功通信的困難。一個困難是由于信號的多徑傳輸而導致的信號幅度衰落。結(jié)果，到達接收機天線的信號影像的相位并不相同。這種類型的衰落稱為Rayleigh衰落或快衰落。當信號發(fā)生衰落時，信噪比變低，導致通信鏈路的質(zhì)量下降。
當多條信號路徑長度差別很大時會產(chǎn)生另一個問題。這種情況下會發(fā)生時間擴散，其中多個衰落的信號影像在不同的時間到達接收機天線，因而造成信號回波或輻射。這就引起符號間干擾(ISI)，其中一個符號的回波會干擾后面的符號。
在接收機中，因為相干解調(diào)提供最好的性能，所以希望得到相干解調(diào)。這需要知道多徑信道。在許多無線應用中，由于發(fā)射機移動、接收機移動和/或散射體移動，信道是隨時間變化的。因而，有必要對隨時間變化的多徑信道進行跟蹤。
為了提供多徑信號的相干解調(diào)，可以使用最大似然序列估計(MLSE)均衡器。這種均衡器考慮傳輸符號序列的各種假設，并通過色散信道模型，確定最適合接收數(shù)據(jù)的假設。這可以利用Viterbi算法來有效地實現(xiàn)。這種均衡技術為本領域的技術人員所熟知，而且在J.C.Proakis 1989年的“數(shù)字通信”中可以查閱到該技術。
可以用簡單的例子來解釋傳統(tǒng)的MLSE均衡器。假設發(fā)射機發(fā)射符號流s(n)，符號取值為“+B”或“-B”，分別對應于比特值“0”或“1”。這種比特流通過二進制位移鍵(BPSK)調(diào)制。在接收機中，接收信號經(jīng)過濾波，放大，并使用I和Q載波混頻，然后每個符號周期(T)抽樣一次，從而產(chǎn)生接收信號流r(n)。在此示例中，干擾信道包括兩種射線組成，即一種主射波和一種反射波，反射波比主射波晚T秒到達，其中T是符號周期。隨后，接收信號可以模擬為r(n)=c0s(n)+c1s(n-1)+η(n) (1)其中c0和c1是復信道的抽頭值，η(n)是加性噪聲或干擾。
在MLSE均衡器中，第n次迭代時會有兩個不同的先前“狀態(tài)”0和1，分別對應于先前符號的兩個可能值
每個先前狀態(tài)都有一個累加量度與之相關，是從以前迭代中累加得到的，分別產(chǎn)生先前狀態(tài)0和1的累加量度A0(n-1)和A1(n-1)。
可能還有兩個當前狀態(tài)對應于s(n)的兩個可能值。先前狀態(tài)和當前狀態(tài)的每個可能的配對對應于假設序列{sh(n-1)，sh(n)}。對每個這樣的假設，在n時刻都有一個相應的假設接收信號值rh(n)=c0sh(n)+c1sh(n-1) (2)而且，對每個這樣的假設，有一個相應的“分支”量度，表示為Mh(n)=|r(n)-rh(n)|2(3)在示例中，有四個可能的假設序列，這四個序列可以表示為h∈(00，01，10，11)，如表1所示
表1狀態(tài)命名慣例每個可能的當前狀態(tài)的候選量度是相應分支量度和sh(n-1)相關的先前累加量度的和。每個當前狀態(tài)都有兩個可能的先前狀態(tài)。對于每個當前狀態(tài)，選擇能得到最小候選量度的先前狀態(tài)作為前驅(qū)狀態(tài)，而候選量度成為那個當前狀態(tài)的累加量度。
因而，對于當前狀態(tài)0(即s(n)=B)，有兩個假設序列{sh(n-1)=B，sh(n)=B)或(sh(n-1)=-B，sh(n)=B)，表示為假設h=00和h=10。這產(chǎn)生了當前狀態(tài)0的兩個候選量度C00(n)=A0(n-1)+M00(n)(4)C10(n)=A1(n-1)+M10(n)(5)這兩個候選量度中較小的一個作為當前狀態(tài)0的累加量度。相應的先前狀態(tài)成為n時刻狀態(tài)0的前驅(qū)狀態(tài)。
1.如果C10(n)＜C00(n)，A0(n)=C10(n)2.如果C00(n)＜C10(n)，A0(n)=C00(n)當前狀態(tài)1(即s(n)=-B)使用類似的過程，在本例中，兩個假設是h=01和h=11。
對于每個n，必須根據(jù)等式(2)計算四個假設接收信號的值。計算每個假設值rh(n)包括了兩次乘法運算。每次乘法運算包括一個信道抽頭與一個假設符號值的乘積。
如果設B為+1，乘法就成了簡單的符號變化。但是，使用幅度調(diào)制時就不可能了。還有，假設符號值歸一化為 (即8PSK調(diào)制)。在這種情況下，不能把必要的乘法當作簡單的符號變化。
增加數(shù)字信道吞吐量的一種方法就是允許每個發(fā)射符號的取值多于兩個。一般來說，每個符號選自M個可能值的集合{B1，B2，...，BM)，從而增加了每個符號的比特數(shù)。MLSE均衡器傳統(tǒng)實現(xiàn)的復雜度隨所允許符號數(shù)(即M)呈指數(shù)級增長。特別地，如果有L個信道抽頭，均衡器的傳統(tǒng)實現(xiàn)所需乘法的次數(shù)與ML-1成正比(比例常數(shù)大于1)。
即使M和L的值(例如分別為8和5)適中，在低功耗通用DSP中實現(xiàn)均衡器也是不現(xiàn)實的。而功率敏感型應用的趨勢是從DSP向ASIC轉(zhuǎn)移。ASIC可以最佳用于以低功耗和小尺寸(即少的門數(shù))執(zhí)行一個任務。但用ASIC實現(xiàn)乘法器比實現(xiàn)加法或減法器更為昂貴(根據(jù)功耗和門數(shù))。因而，非常希望避免與MLSE傳統(tǒng)實現(xiàn)相關的大量乘法運算。
因為所需乘法的次數(shù)有增加的趨勢，而技術正從乘法操作容易的DSP向乘法相對昂貴的ASIC轉(zhuǎn)移，因而希望減少MLSE實際執(zhí)行的乘法次數(shù)。
在本發(fā)明的示例性實施例中，通過預計算分支長度分支量度判決所需的某些值并把這些預計算的值存儲在乘積表中來減少乘法運算的次數(shù)。計算分支量度時，無論是Euclidean分支量度計算還是Ungerboeck分支量度計算，某些乘法運算都可以用簡單的查表操作來代替，從而減小了均衡器的功耗和尺寸。
任何對M元調(diào)制所調(diào)制的信號進行解調(diào)的接收機都可以使用本發(fā)明來實現(xiàn)。由此得到的解調(diào)器的復雜度要低于現(xiàn)有解調(diào)器的復雜度。
圖2示出

圖1中基帶處理器的功能方框圖；圖3示出圖1中傳輸功能的功能方框圖；圖4示出用于計算Euclidean分支量度的系統(tǒng)，其中可以實現(xiàn)按照本發(fā)明的技術；圖5示出用于根據(jù)現(xiàn)有技術計算Euclidean量度的濾波器的功能方框圖；圖6示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的Euclidean量度的乘積表；圖7示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的用于計算Euclidean量度的濾波器的功能方框圖；圖8示出用于計算Ungerboeck分支量度的系統(tǒng)，其中可以實現(xiàn)按照本發(fā)明的技術；圖9示出根據(jù)現(xiàn)有技術計算Ungerboeck量度的傳統(tǒng)濾波器的功能方框圖；圖10示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的Ungerboeck量度的乘積表；和圖11示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例計算Ungerboeck量度的濾波器的功能方框圖。
詳細說明圖1示出無線通信系統(tǒng)，其中實現(xiàn)本發(fā)明。在圖1中，提供無線通信系統(tǒng)的無線電發(fā)射機和無線電接收機。無線通信系統(tǒng)可以工作于FDMA、TDMA、或CDMA方式，或工作于它們的組合方式。發(fā)射機有數(shù)字符號發(fā)生器102，它可以接收攜帶信號101的信息并產(chǎn)生相應的數(shù)字符號序列S。根據(jù)已知技術，數(shù)字符號S經(jīng)過數(shù)模(D/A)轉(zhuǎn)換、調(diào)制、脈沖成形濾波和放大后，作為模擬信號Y由數(shù)字發(fā)射機103發(fā)射。
信號Y經(jīng)過無線信道傳輸，由接收機的天線104截取。天線104還截取了熱噪聲n。
無線電單元105根據(jù)已知方法對接收信號進行放大、下變頻和濾波以產(chǎn)生模擬輸出。該模擬輸出耦合到A/D轉(zhuǎn)換器106，它把模擬信號轉(zhuǎn)換為接收信號抽樣流r(kTs)，其中Ts是抽樣周期，k是整數(shù)計數(shù)器。抽樣周期Ts可以小于符號周期T。處理器107收集接收和處理接收信號抽樣流并產(chǎn)生發(fā)射數(shù)字符號流S的估計。在后面的說明中，傳輸功能109被用來表示整個通過數(shù)字發(fā)射機103、無線電傳輸信道105和A/D106的信號路徑。
傳輸功能109產(chǎn)生接收信號抽樣流r(kTs)并把它送入處理單元107，在處理單元107中根據(jù)本發(fā)明對其進行處理。
圖2示出基帶處理單元107的功能方框圖。接收信號抽樣流r(kTs)耦合到信號預處理器或同步單元206，其中接收信號抽樣流根據(jù)已知技術與已知定時/同步序列相關聯(lián)。對于符號間隔解調(diào)，如果抽樣周期Ts小于符號周期T，信號預處理器206會對接收信號抽樣流r(kTs)進行抽選，以便每個符號產(chǎn)生一個抽樣，指定為r(n)。對于分隔解調(diào)(fractionally spaced demodulation)，每個符號產(chǎn)生一個以上的抽樣。
估計電路202根據(jù)已知技術產(chǎn)生用于模仿無線傳輸信道的信道抽頭估計c(τ)。這可能包括一個初始信道估計周期，然后是一個跟蹤周期。信道抽頭估計c(τ)耦合到分支量度處理器203的輸入端。分支量度處理器203耦合到提供數(shù)字符號流估計S的序列估計處理器204。
圖3更為詳細地示出傳輸功能109，其中為了簡便，接收天線的數(shù)目限制為一。本領域的技術人員將知道本發(fā)明還可以用于兩個或兩個以上天線的情況。在圖3中，符號序列S輸入到發(fā)射模擬信號Y的數(shù)字發(fā)射機103。模擬信號Y通過無線信道傳到無線電單元105。無線信道301會引入衰落和時間擴散。同時接收普遍存在的熱噪聲。無線電單元105根據(jù)已知技術對接收信號進行放大、下變頻和濾波以產(chǎn)生模擬信號。該模擬信號耦合到A/D 106，并由A/D 106把該模擬信號轉(zhuǎn)變?yōu)榻邮招盘柍闃觬(kTs)。
在MLSE均衡器中，要有效考慮所有可能的傳輸符號序列S。在一種實現(xiàn)中，由信道抽頭估計c(τ)對假設符號值sh(n)例進行過濾以產(chǎn)生假設接收抽樣rh(n)。假設的rh(n)和實際的r(n)接收信號抽樣流之間的差別，稱為假設誤差e(n)，可以表示一個特別假設的好壞程度。假設誤差的平方可以作為評價某個特別假設的量度。對不同的假設進行量度累加，用于確定使用序列估計算法時哪個假設較好。這可以利用Viterbi算法有效地實現(xiàn)。在G.Forney，Jr.的“維特比算法”(Proceedings of the IEEE，vol.61，no.3，March 1973，pp.267-278)一文中可以查閱到對Viterbi算法的描述。本領域的技術人員將明白，也可以使用其它序列估計算法。
在MLSE均衡器中，存在與不同的發(fā)射序列假設sh(n)相關的狀態(tài)。在給定的迭代中，存在先前狀態(tài)，并且每一個先前狀態(tài)都與一個累加量度相關。每一對先前狀態(tài)和當前狀態(tài)產(chǎn)生一個分支量度Mh(n)。此分支量度Mh(n)和先前累加量度相加得到當前狀態(tài)的候選量度。對于每個當前狀態(tài)，選擇得到最小候選量度的先前狀態(tài)作為前驅(qū)狀態(tài)，而最小的候選量度成為當前狀態(tài)的累加量度。分支量度可以表示為Mh(n)=|r(n)-rh(n)|2(6)其中rh(n)=Σk=0N1-1c(k)sh(n-k)---(7)]]>由c(τ)指定信道抽頭估計，其中τ是延遲(即，τ=0是主射波，τ=1是第一反射波，等等)。Nl是估計的信道抽頭數(shù)。對于每個n，必須根據(jù)等式(7)計算假設接收信號rh(n)。大多數(shù)情況下，每個假設接收值rh(n)的計算包括Nl次復數(shù)乘法(即4Nl次實數(shù)乘法)。每次復數(shù)乘法包括一個估計信道抽頭和假設發(fā)射信號的乘積。
圖4示出計算Euclidean分支量度Mh(n)的系統(tǒng)，其中可以實現(xiàn)按照本發(fā)明的技術。在圖4中，符號序列發(fā)生器410產(chǎn)生的符號假設序列sh(n)耦合到濾波器400以產(chǎn)生假設接收抽樣rh(n)。假設接收抽樣rh(n)和實際接收信號抽樣流r(n)之間的差是假設誤差e(n)。單元403執(zhí)行假設誤差的平方運算以產(chǎn)生分支量度Mh(n)。
圖5示出用于計算Euclidean分支量度的傳統(tǒng)濾波器的功能方框圖。在圖5中，計算每個rh(n)需要執(zhí)行Nl次復數(shù)乘法。如果發(fā)射符號限制在M個可能值的集合{B1，B2，...，BM}中，本發(fā)明提供一種實現(xiàn)避免任何乘法運算的濾波器400的方法。
對于Euclidean量度，假定每個假設發(fā)射符號sh(n)都在集合{B1，B2...，BM}中。等式(7)中加法的第一項在集合{Bjc(0)}j=0M中。該集合中的所有項均被預計算并存儲在M×Nl表(見圖6)的第一列中。
此表的第j列，對應于估計信道抽頭c(j-1)，存儲了(sh(·)c(j-1))的所有可能值，即{B1，c(j-1)，B2c(j-1)，...，BMc(j-1)}。通過所述乘積表(見圖7)中合適項的簡單相加便可以計算每一個假設接收值rh(n)。
作為一個具體的例子，考慮兩抽頭信道(c0，c1)和8PSK調(diào)制，即 。這種情況下，對應于信道抽頭c0，圖6所示表的第一列有8項[ej2π80c0,ej2π8c0,ej2π82c0...,ej2π87c0]---(8)]]>類似地，對應于信道抽頭c1，圖6中的表的第二列有8項[ej2π80c1,ej2π8c1,ej2π82c1,···,ej2π87c1]---(9)]]>可以使用對稱來減少存儲要求。首先，使用負對稱可以使存儲的項減半?；旧希琫j2π8l+πc0=-ej2π8lc0---(10)]]>因而，只要存儲l=0，1，2，3的值。此外，ej2π82c0=jej2π80c0---(11)]]>以及ej2π83c0=jej2π8(1)c0---(12)]]>因而，通過對實部和虛部進行交換以及對新實部取反，只需存儲l=0和1的值。對于l=0，不必進行乘法運算，因為ej2π80c0=c0---(13)]]>因而，可以只存儲c0和 并利用取反和對實部和虛部進行交換的邏輯來導出其它值。這些節(jié)省來自于8PSK信號星座圖中的象限對稱。
由等式(3)的Euclidean量度Mh(n)，經(jīng)過兩步可以得到Ungerboeck量度。第一步是展開Mh(n)以得到Mh(n)=A(n)+B(n)+C(n)+D(n) (14)其中A(n)=|r(n)|2(15)B(n)=-2Re{r(n)c0*sh*(n)}-2Re{r(n)c1*sh*(n-1)}---(16)]]>C(n)=|c0|2|sh(n)|2＋|c1|2|sh(n-1)|2(17)D(n)=2Re{c0c1*sh(n)sh*(n-1)}.---(18)]]>Ungerboeck方法省去了對所有假設都相同的項A(n)。第二步是組合不同次迭代中與sh*(n)成比例的項。在第(n+1)次迭代中，該項變?yōu)锽(n+1)=-2Re{r(n+1)c0*sh*(n+1)}-2Re{r(n+1)c1*sh*(n)}---(19)]]>C(n+1)=|c0|2|sh(n+1)|2+|c1|2|sh(n)|2(20)D(n+1)=2Re{c0c1*sh(n+1)sh*(n)}.---(21)]]>因而，兩次迭代中都有與sh*(n)成比例的項。通過定義一個新的量度可以組合這些項，Mh1(n)，其表示如下Mh1(n)=Re{sh*(n)[-2z(n)+q0sh(n)+q1sh(n-1)]}---(22)]]>其中2(n)=c0*r(n)+c1*r(n+1)---(23)]]>q0=|c0|2+|c1|2(24)q1=2c0c1*.---(25)]]>這里，q0和q1稱為s參數(shù)。
因而對于Ungerboeck量度，分支量度Mh1(n)定義為Mhl(n)=Re{sh*(h)[-2t(n)+th(n)]},---(26)]]>其中th(n)=Σk=0N1-1q(k)sh(n-k).---(27)]]>圖8示出計算Ungerboeck分支量度的系統(tǒng)，其中可以實現(xiàn)按照本發(fā)明的技術。在圖8中，假設符號sh(n)與脈沖響應q(τ)一起耦合到濾波器600以產(chǎn)生th(n)。q(τ)由估計信道抽頭c(τ)’確定；因而，q(τ)’不取決于假設符號sh(n)。如圖9所示，用于實現(xiàn)圖8的濾波器的技術的當前狀態(tài)需要Nl個復數(shù)乘法。
假定每個假設發(fā)射符號sh(n)都在集合{B1，B2……，BM}中。等式(27)中加法的第一項在集合{biq(0)}i=0M中。所述集合中的所有項都可以預計算并存儲在M×Nl表(見圖10)的第一列中。
對應于q(j-1)，所述表的第j列存儲了sh(·)q(j-1)所有可能的值，即{B1q(j-1)，B2q(j-1)，...，BMq(j-1)}。通過所述乘積表(見圖11)中合適項的簡單相加便可以計算每一個假設th(n)。
如前所述，可以利用象限對稱把存儲在每一列中項的數(shù)目減少到2。
部分Ungerboeck量度也包括象前面部分提出的qi的項；因此，本發(fā)明可以用來來減少用于實現(xiàn)使用部分Ungerboeck量度的解調(diào)器所需的乘法次數(shù)。在給Bottomly的美國專利5499272中公開了部分Ungerboeck量度。
對于使用Euclidean量度的多信道MLSE，通過幾個信道接收發(fā)射符號流。如果有兩個信道，就有分別對應于信道a和b的兩個接收信號ra(n)和rb(n)ra(n)=ca0s(n)+ca1s(n-1)+ηa(n) (28)rb(n)=cb0s(n)+cb1s(n-1)+ηb(n)。(29)對應于每個接收信號和每個假設符號序列，有一個分支錯誤信號eah(n)=ra(n)-rah(n) (30)ebh(n)=rb(n)-rbh(n)， (31)其中rah(n)和rbh(n)是信道a和b的假設接收信號(兩者都對應于相同的假設序列{sh(n-1)，sh(n-1)})
rah(h)=ca0sh(n)+Ca1sh(n-1) (32)rbh(n)=cb0sh(n)+Cb1sh(n-1)。(33)注意信道a的一個分支量度是eah(n)eah*(n)，信道b的一個分支量度是ebh(n)ebh*(n)。
兩個信道輸出的聯(lián)合均衡的不同分支量度可以通過以不同的方式組合eah(n)和ebh(n)得到。聯(lián)合均衡問題中幾種引起關注的分支量度可以表示為如下形式Mh(n)=Eh(n)HQEh(n)，(34)其中Eh(n)=eah(n)ebh(n)---(35)]]>Q是2×2的加權(quán)矩陣。
利用兩個預計算表可以有效的計算等式(34)給出的所述形式的任何分支量度?？梢酝ㄟ^利用兩個預計算表計算每個假設接收信號rah(n)或rbh(n)而不需執(zhí)行乘法操作。
本領域的技術人員可以理解接收多于兩個信道時如何使用本發(fā)明。類似地，本領域的技術人員可以理解符號取M個可能值之一時如何使用本發(fā)明。
在量度結(jié)合時，加權(quán)矩陣Q是對角矩陣。該矩陣對角線上的項是每個信道的加權(quán)系數(shù)。
在干擾抑制結(jié)合(IRC)中，加權(quán)矩陣Q是減損的相關矩陣的逆矩陣。特別地，減損矢量i(n)可以定義為i(n)=ηa(n)ηb(n),---(36)]]>令Rηη=E{i(n)i(n))H}。在IRC中，加權(quán)矩陣Q簡單地為Q=Rηη-1。美國專利5680419中更詳細地介紹了IRC，通過引用將其結(jié)合在此。
對于使用Ungerboeck量度的多信道MLSE，考慮具有兩個信道的情況；因此，對于每個n都有由等式(28)至(29)給出的兩個接收抽樣值ra(n)和rb(n)。
在這種情況下，Ungerboeck量度由下式給出Mh1(n)=Re{sh*(n)[-2z(n)+q0sh(n)+q1sh(n-1)]}---(37)]]>其中z(n)是從兩個接收信號和兩個信道抽頭得到的，(q0，q1)是從兩個信道抽頭和減損相關矩陣的逆矩陣得到的(見美國專利5680419)。值得注意的是(q0，q1)固定值，并不取決于假設符號。
從等式(37)看出，多信道情況下計算Mh1(n)顯然需要計算th(n)=q0sh(n)+q1sh(n-1)。 (38)計算th(n)通常需要兩次乘法運算。通過預計算可能的符號值s的值{sq0，sq1}并將其存儲在存儲器的表中可以避免這些乘法運算。通過此預計算表中恰當項的相加可以計算出任何假設th。
本領域的技術人員可以理解接收多于兩個信道時如何使用本發(fā)明。類似地，本領域的技術人員可以理解符號可以取M個可能值之一時如何使用本發(fā)明。
對于分隔MLSE均衡的情況，(T/2)分隔MLSE均衡器在長度為T的每個抽樣間隔中要接收兩個抽樣。用ra(n)表示接收信號的偶數(shù)抽樣，用rb(n)表示接收信號的奇數(shù)抽樣。注意ra(n)和rb(n)都是符號間隔的。在分隔MLSE均衡器的具體實現(xiàn)中，ra(n)和rb(n)被視為兩個獨立的接收信號(由相同的發(fā)射符號流產(chǎn)生)。根據(jù)此示例性實施例，可以用上一段所述雙輸入MLSE均衡器檢測發(fā)射符號流。上面公開的減少MLSE均衡器分集復雜度的技術明顯可用于分隔MLSE均衡器的這種實現(xiàn)。
本領域的技術人員可以理解本發(fā)明如何用于其它形式的分隔均衡。例如，在分隔均衡器的一個特定實現(xiàn)中，對每個子抽樣序列使用預白化濾波器(見Hamied和Stuber，“分隔MLSE接收機”，IEEE1995)。這個特定的表述非常類似于量度結(jié)合。在分隔均衡器的另一個表述中，使用Ungerboeck量度；因此，也可以用本發(fā)明減小這種均衡器的復雜度。本領域的技術人員可以理解每個符號接收兩個以上抽樣時如何使用本發(fā)明。
對于使用時變信道的MLSE，每次迭代都考慮不同的信道抽頭集合。對于Euclideau量度，假設接收信號可以表示為rh(n)=c0(n)sh(n)+c1(n)sh(n-1) (39)在這種情況下，在第n次迭代中，該表可以被更新并用于計算本次迭代中所有不同假設接收值。第“n+1”次迭代計算一個新表，等等。
本領域的技術人員可以理解時變信道中使用Ungerboeck時如何使用本發(fā)明。每次qi更新時表也要更新。
對于解調(diào)利用偏置M元調(diào)制(offset M-ary modulation)所調(diào)制的信號，可以修改本發(fā)明來進一步減少解調(diào)器的復雜度。在偏置M元調(diào)制中，偶數(shù)“n”的發(fā)射符號是純實數(shù)，奇數(shù)“n”時的發(fā)射符號是純虛數(shù)
s(n)=f*Bii∈{1，...，M}， (40)其中每個Bi是純實數(shù)。因此，sh(n)可以取2M個值{Bi，jBi}i=1M中的一個。
但是，通過對接收信號r(n)預旋轉(zhuǎn)j-n，我們可以減少解調(diào)純實符號的解調(diào)問題，其中每個實符號都在集合{Bi}i=1M中。使用預旋轉(zhuǎn)，我們只需要存儲信道抽頭和每個{Bi}i=1M的乘積。
本領域的普通技術人員可以理解，在脫離這些特定細節(jié)的其它實施例中可以實踐本發(fā)明。在其它例子中，省去對眾所周知的方法、設備、電路的詳細說明，以免不必要的細節(jié)使本發(fā)明的說明不明顯。
在不脫離后附權(quán)利要求書所述的本發(fā)明精神或范圍的條件下，本領域的技術人員可以設計上述技術的多種變體和組合。
權(quán)利要求
1.一種用于確定中分支量度的一種方法，其中所述最大似然估計均衡器接收至少一個以M元(M-ary)調(diào)制所調(diào)制的天線信號，所述方法包括以下步驟預計算等于復數(shù)和假設符號值的乘積的值；把所述預計算值存儲在乘積表中；把來自所述乘積表的選定預計算值相加，以產(chǎn)生一個結(jié)果；以及利用所述結(jié)果確定所述分支量度。
2.權(quán)利要求1的方法，其特征在于所述復數(shù)對應信道系數(shù)。
3.權(quán)利要求1的方法，其特征在于所述復數(shù)對應s參數(shù)。
4.一種最大似然序列估計均衡器中的濾波器，用于產(chǎn)生用于確定分支量度的假設接收信號抽樣，其中所述最大似然序列估計均衡器對至少一個以M元調(diào)制所調(diào)制的接收無線電信號進行解調(diào)，所述濾波器包括存儲器，用于存儲乘積表，所述乘積表具有等于不同次迭代的信道抽頭估計與假設符號值乘積的預計算值；和加法器，用于把來自所述乘積表的選定項進行相加以產(chǎn)生假設接收信號抽樣。
5.一種最大似然序列估計均衡器中用于M元調(diào)制的濾波器，所述濾波器包括用于預計算用于確定分支量度的多個可能值的裝置；用于存儲所述多個預計算的可能值的存儲器；和用于組合來自所述存儲器的選定預計算值的裝置。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的濾波器，其特征在于所述分支量度是Ungerboeck分支量度。
7.根據(jù)權(quán)利要求5的濾波器，其特征在于所述分支量度是Euclidean分支量度。
8.根據(jù)權(quán)利要求5的濾波器，其特征在于所述分支量度是部分Ungerboeck分支量度。
9.一種用于在對M元調(diào)制信號進行解調(diào)的最大似然序列估計均衡器中計算分支量度的方法，所述方法包括如下步驟預計算用于所述分支量度計算的多個可能值；把所述多個預計算的可能值存儲在存儲器中；把來自所述存儲器的選定預計算值相加；和利用所述相加的選定預計算值計算所述分支量度。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的方法，其特征在于所述分支量度是Ungerboeck分支量度。
11.根據(jù)權(quán)利要求9的方法，其特征在于所述分支量度是部分Ungerboeck分支量度。
12.根據(jù)權(quán)利要求9的方法，其特征在于所述分支量度是Euclidean分支量度。
13.一種用于在多信道最大似然序列估計(MLSE)均衡器中計算分支量度的方法，其中所述多信道最大似然序列估計均衡器對M元調(diào)制信號進行解調(diào)，所述方法包括如下步驟預計算所述多信道MLSE中用于分支量度計算的各個信道的多個可能值；把所述各個信道的多個可能值存儲在分開的乘積表中；將來自所述分開的乘積表的選定值相加；以及利用所述相加的選定值計算所述分支量度。
全文摘要
本發(fā)明包括存在符號干擾失真時對以M元(M－ary)調(diào)制所調(diào)制的無線電信號進行解調(diào)。本發(fā)明提出一種方法,用于減少最大似然序列估計(MLSE)均衡器對以M元調(diào)制所調(diào)制的信號進行解調(diào)時所需乘法運算的次數(shù)。在本發(fā)明的示例性實施例中,通過預計算確定分支量度所需的某些值并把這些值存儲在乘積表中來減少乘法運算的次數(shù)。需要進行分支量度計算時,無論是Euclidean分支量度計算還是Ungerboeck分支量度計算,某些乘法運算都可以用簡單的查表操作來代替,因而增加了系統(tǒng)的功效和速度。任何對以M元調(diào)制所調(diào)制的信號進行解調(diào)的接收機都可以使用本發(fā)明。由此得到的解調(diào)器的復雜度低于現(xiàn)有解調(diào)器的復雜度。
文檔編號H04L25/03GK1339215SQ9981650
公開日2002年3月6日 申請日期1999年12月29日 優(yōu)先權(quán)日1999年1月26日
發(fā)明者S·陳納克舒, K·贊吉, G·E·博頓利 申請人:艾利森公司