專利名稱：尤其用于偏移調(diào)制模式的補(bǔ)償方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在一臺數(shù)字接收機(jī)中，用一種DFE結(jié)構(gòu)(決策反饋均衡器)對接收信號加以補(bǔ)償?shù)囊环N方法，這時接收信號系根據(jù)一維信號區(qū)或一種可轉(zhuǎn)換的信號區(qū)。
技術(shù)現(xiàn)狀典型的情況和GSM(全球移動通信系統(tǒng))、HIPERLAN高性能無線電局域網(wǎng))、DECT(無線電話數(shù)據(jù)交換)等一樣，出現(xiàn)的傳輸信道之特點(diǎn)是對多路傳送有干擾作用。
眾所周知，使用一個決策反饋均衡器(DFE,Decision Feedback Equalizer)是為了補(bǔ)償在一個數(shù)字通信系統(tǒng)中受到一個線性選頻過程陽如在一個無線電通道中多路傳送)干擾的信號。
一個DFE的性能取決于用于計算或確定前饋和反饋部分中濾波系數(shù)的質(zhì)量。對于未知的通道，一般是通過適合性訓(xùn)練來確定系數(shù)的。如果相反，一個頻道的脈沖響應(yīng)是已知的，那么則可以從中推導(dǎo)出DEF的最佳系數(shù)。
一個DEF的結(jié)構(gòu)本身是非常簡單的，所以使用也很隨意。但總是不能達(dá)到所希望的性能。
對本發(fā)明的表述本發(fā)明的任務(wù)是說明以上所述方式的一種方法，根據(jù)已知或事先估計的通道脈沖響應(yīng)，以最小的計算成本來確定最佳的系數(shù)，同時；按照技術(shù)現(xiàn)狀來實(shí)現(xiàn)高于常見DFE的性能。
由專利權(quán)限1的特點(diǎn)確定了本發(fā)明任務(wù)的實(shí)現(xiàn)。根據(jù)本發(fā)明，規(guī)定了DFE的系數(shù)，使誤差二次實(shí)數(shù)部分的期望值最小。
與技術(shù)現(xiàn)狀不同；也可以不用復(fù)雜的誤差作為最佳化的基礎(chǔ)。計算更多地限于實(shí)數(shù)值。反饋濾波器的濾波系數(shù)不太復(fù)雜，前饋濾波器的濾波系數(shù)也是一般的。跳越點(diǎn)僅在于以原理上很簡單的方式應(yīng)能改善DFE結(jié)構(gòu)的性能，甚至還能降低對技術(shù)現(xiàn)狀的計算成本。
對于一個H進(jìn)制的BPSK信號，最好根據(jù)以下作進(jìn)一步解釋的公式(Ⅰ)和(11)來計算系數(shù)。
本發(fā)明不僅適用于BPSK信號(BPSI一二進(jìn)位相鍵穆控法)，還可適用于GMSK和OQPSK調(diào)制法(GMSK一高斯最小移動鍵控法，OQPSK一偏移正交相位移動鍵控法)。就是雖然具有一個二維信號區(qū)；但(用一個適當(dāng)?shù)淖儞Q)可以以一個(至少是近似的)等量一維表達(dá)式表示的也可視作是一維的調(diào)制法。
本發(fā)明方法在電路上實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換毫無困難。一般可以在一個處理器或ASIC中進(jìn)行編程計算。
本發(fā)明例如適用于一個HIPERLAN系統(tǒng)。(例如由Ascom Tech公司的EP0795976A2專利中得到一種特別不錯的系統(tǒng)結(jié)構(gòu))。一個歐洲通迅標(biāo)準(zhǔn)(ETS)規(guī)定了一種高性能無線局域網(wǎng)(HIPERLAN)的技術(shù)特點(diǎn)。HIPERLAN是一種具有大數(shù)據(jù)流通量的短程通訊子系統(tǒng)(參見ETSI 1995,ETS 300652,UDC:621396)。ETS-HIPERLAN標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的頻帶為5.15～5.30GHZ。
從下列詳細(xì)說明和整個專利權(quán)限中可以看出本發(fā)明的更為優(yōu)越的設(shè)計型式和性能的組合。
對圖紙的簡述

圖1一個DFE的示意圖；圖2一種結(jié)構(gòu)示例的示意圖；圖3本發(fā)明方法的性能與技術(shù)現(xiàn)狀的對比圖；圖4a～c技術(shù)現(xiàn)狀與本發(fā)明的誤差情況對照表；圖5一臺BPSK接收機(jī)的示意圖；圖6一臺GMSK接收機(jī)的示意圖。
實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的方法以下通過與技術(shù)現(xiàn)狀的比較來介紹本發(fā)明的原理。
圖1為一種常見的DFE分程序結(jié)構(gòu)。由載體向下調(diào)制的接收信號I被送入DFE的一個前饋濾波器FF中。然后再同通過反饋濾波器FB送回DD(決策設(shè)備)的估計信號結(jié)合(添加)。于是將信號I加在決策器DD輸入端上。根據(jù)技術(shù)現(xiàn)狀，對系數(shù)f和g(在以上情況下是指有多個系數(shù)分量的矢量)計算如下minEf.g{|I~-I^|2}----(A)]]>與比相反，本發(fā)明采用下式進(jìn)行優(yōu)化minEf.g{(Re(I~-I^))2}----(B)]]>與技術(shù)現(xiàn)狀的差別在于對濾波系數(shù)的計算方式。而DEF的其他結(jié)構(gòu)保持不變。然后通過結(jié)構(gòu)示例作詳細(xì)介紹。
圖2表明了一個DFE的具體示例。經(jīng)DFE處理的信號，同現(xiàn)代相干數(shù)字接收機(jī)一樣；都是通過復(fù)數(shù)來表示。這時實(shí)數(shù)代表同相成分；而虛數(shù)則代表正交分量。圖2所示的DEF，根據(jù)一般理解，是一個復(fù)數(shù)系數(shù)和復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)。
如果對誤差的實(shí)數(shù)值按MMSE準(zhǔn)則進(jìn)行最優(yōu)化(MMSE=最小均方差)，則應(yīng)通過下列方程求出前饋濾波系教(1)hM+1-iR=σ22fiR+Σm=1MfmRΣn=1Mhn+1-iRhn+1-mR-Σm=1Mfm1Σn=1Mhn+1-iRhn+1-m1]]>-hM+1-i1=σ22fi1-Σm=1MfmRΣn=1Mhn+1-i1hn+1-mR+Σm=1Mfm1Σn=1Mhn+1-i1hn+1-m1]]>這是wh 2M實(shí)數(shù)方程(1≤i≤M)。指數(shù)太大或大小的系數(shù)在此取0值。對長度L的矢量，指數(shù)從1到L。濾波系數(shù)值可用常用的線性方程來解。以下再對這個標(biāo)準(zhǔn)方法作進(jìn)一步闡述。
通過下式求出反饋濾波系數(shù)(II)gi-MR=-Σm=1MfmRhi+1-mR-fm1hi+1-m1]]>這是個N-1的方式；因?yàn)镸+1≤i≤M+N-1。式(Ⅰ)和(Ⅱ)根據(jù)下列慣用法N通道脈沖響應(yīng)；M前饋濾波器的長度；hiR通道脈沖響應(yīng)的實(shí)數(shù)部分，1≤i≤M；hi1通道脈沖響應(yīng)的虛數(shù)部分，1≤i≤N；fiRDFE前饋部件濾波系數(shù)的實(shí)數(shù)部分，1≤i≤M；fi1DFE前饋部件濾波系數(shù)的虛數(shù)部分，1≤i≤M；giRDFE反饋部件濾波系數(shù)的實(shí)數(shù)部分，1≤i≤N-1；
σ2DFE輸入的噪聲功率(噪聲功率的實(shí)數(shù)部分和虛數(shù)部分的組合)。如果這個值是未知的，則可將它設(shè)為一個常數(shù)；才不會大大降低性能。
在大多數(shù)情況下，M=N。N＜M并無益處。如果N＞M，這個復(fù)數(shù)則會降低到性能負(fù)載。但盡管如此；本發(fā)明的計算依據(jù)平均方差仍能得出最佳濾波系數(shù)。
反饋濾波器的長度等長或比通道響應(yīng)的長度要短(即N-1)。如果選擇較大的長度，附力。抽頭的系數(shù)都會變?yōu)閛。而在決策器的輸入上，較短的長度則會引起碼間干擾。由于對反饋濾波器增加了抽頭；并不會大大提高總體的復(fù)雜程度；所以一般都采用全長。
反饋濾波器的系數(shù)沒有虛數(shù)部分。因?yàn)榉答仦V波器的輸入為實(shí)數(shù)，輸出也是實(shí)數(shù)。(不考慮決策器輸入的虛數(shù)部分)。
本發(fā)明對濾波器系數(shù)的計算適用于不同的用途。以下則表明如可能改進(jìn)一個HPERLAN接收機(jī)的性能。這時可將一個已知復(fù)數(shù)值的MMSE方法與本發(fā)明實(shí)值的*MSE方法進(jìn)行對比。此外還需假定接收器要進(jìn)行一次三根天線的選擇分集。對相應(yīng)接收器的模擬可以估計出程序包的誤差率。
假定在接收器中參數(shù)σ2為10dB，并力。在接收到的信號功率上。此外，以45ns或75 ns的延遲擴(kuò)展從無線電通道中輸出。DFE便有8個前情抽頭和7個反饋抽頭。
圖3所示的結(jié)果表明，使用本發(fā)明的二種計算方法有了顯著地改善。長時間延遲擴(kuò)展(75ns)的誤差率較高。在20dB信噪比和45ns延遲擴(kuò)展時；可確定在可測閾值以下的誤差率。
本發(fā)明方法的效應(yīng)可從圖4a-4c上看清。如用QPSK作為調(diào)制方法，決策器就會根據(jù)哪個是決策器下一個輸入值來輸入四個復(fù)數(shù)值1+j,1-j,-1+j；-1-j中的-個復(fù)數(shù)值。由于噪聲和未消除的簡便碼間干擾會使輸入值引起失真。在圖4a～c中將其以云狀分布的形式表示。
降低復(fù)數(shù)方差可使得在每個區(qū)點(diǎn)四周產(chǎn)出環(huán)狀分布，如圖4a和4b所示。與止匕相反；本發(fā)明減少方差實(shí)數(shù)部分則是形成準(zhǔn)橢圓形分布(圖4C)。從復(fù)平面上看，(復(fù)數(shù)值)方差的平均值要大于技術(shù)現(xiàn)狀(圖4a,b)。但誤差卻在虛數(shù)軸上。在實(shí)數(shù)軸中；它要小于技術(shù)現(xiàn)狀。但當(dāng)決策器的輸出只能是實(shí)數(shù)值時；虛數(shù)軸上較大的誤差則不起作用。
圖5表明，在一個BPSK接收器中如何來采用本發(fā)明。在一臺發(fā)射器中；數(shù)據(jù)1受進(jìn)行載體振蕩的一個BPSK調(diào)制器2調(diào)制。在一臺接收器中，解調(diào)器3用于將接收信號轉(zhuǎn)換成頻率基帶并進(jìn)行相應(yīng)濾波。然后以代碼速度測試信號(掃描器4)。掃描器的輸出一方面要經(jīng)通道評估器5；另一方面又要經(jīng)DFE 7的處理。本發(fā)明對系數(shù)的計算在系數(shù)計算器6中進(jìn)行。DEF 7的輸出端加上傳遞的數(shù)據(jù)8。接收器的結(jié)構(gòu)是常見的那種。而新的則是上述在系數(shù)計算器6中如何測定系數(shù)的方式方法。
原則上本發(fā)明也可用于一種QPSK方法(這時必須進(jìn)行相應(yīng)的進(jìn)行調(diào)制解調(diào))。DFE與BPSK接收器不同，在任何情況下都必須采用復(fù)數(shù)。
圖6為一個GMSK傳遞方法的一般示意圖。數(shù)據(jù)9在發(fā)射器一側(cè)經(jīng)一個預(yù)編碼器10，以常用方式進(jìn)行預(yù)編碼，再用一個載體振蕩的GMSK調(diào)制器11進(jìn)行調(diào)制。在一臺接收器中，解調(diào)器12用于將接收信號轉(zhuǎn)換成頻率基帶以及進(jìn)行相應(yīng)的過濾。然后以碼速掃描信號(掃描器13)。將掃描器的輸出乘以一個相位系數(shù)ji(移相器14，乘法器15)；然后一方面經(jīng)通道評估器16，另一方面又經(jīng)DFEIS的處理。本發(fā)明對系數(shù)的計算是在系數(shù)計算器門中進(jìn)行的。DEFIS的輸出端加上傳遞的數(shù)據(jù)19。接收器的結(jié)構(gòu)也是常見的那種。而新的則是上述在系數(shù)計算器6中如何測定系數(shù)的方式方法。
以下就本發(fā)明如何用于GMSK和OQPSK調(diào)制方法，其中哪一個在第一時刻出現(xiàn)二維信號區(qū)加以說明。
對于具有bk∈[-1,+1],k=…-1,0,1,2…代碼的一個二進(jìn)制數(shù)據(jù)流，在復(fù)數(shù)基帶表示法中可按下式來表示GMSK調(diào)制信號(III)S0(t)=Aexp[jπ2Σkbk∫-∝1-kTg(τ)dτ+φ0]]]>A和φ0表示振幅或載波相位；g(τ)是(高斯分響應(yīng))脈沖，它決定了相位的調(diào)制，T代表代碼或位的時間。
根據(jù)脈沖g(τ)，通過下列線性部分響應(yīng)QAM信號能很好地逼近調(diào)制的信號。(IV)So~(t)=Aexp(jφo)Σkαkg~(t-kT)]]>式中，αk項(xiàng)是復(fù)數(shù)值數(shù)據(jù)代號，它只與bk有關(guān)；數(shù)值范圍為+1,-1,+j；-j。g(t)為一個部分響應(yīng)的脈沖生成函數(shù)，即(V)αk=exp(jπ2Σm=-∝kbN)]]>
眾所周知，(Baier,A等所著“Bit Synchronization and Timing SenitivltyIn Adaptivev Viterbi Equallzers for Narrowband-TDMA Digital Mobile RadioSystems”,IEEE 1988,ch2622-9/8/0000-0377)；上述逼近式能很好地用于采用GSM和HIPERLAN，以0.3時間-寬帶積進(jìn)行的GMSK調(diào)制。這個逼近精確地等于從數(shù)值范圍[+1,-1,+j,-jl以數(shù)據(jù)代碼進(jìn)行的線性QAM調(diào)制。它的和 交替地為偶數(shù)和奇數(shù)，從而使傳遞的代碼ak也交替地為實(shí)數(shù)和虛數(shù)。這種調(diào)制稱作為OQPSK偏移正交相鍵控)。ak和bk之間的過渡極為簡單。必須指出，從ak向bk的過渡不易出現(xiàn)誤差，而反相傳遞則不是如此。bk序列的唯一誤差只可能是由推導(dǎo)ak。序列中很多(可能是無窮多的)誤差所致。
在接收器中必須反饋傳遞的ak。以下假定發(fā)射機(jī)與接收器中具有同一種框架同步。從第一個ak中我們知道；它為實(shí)數(shù)值(也就是說非+1，即-1)。如果第一個為虛數(shù)，則要求對下列公式略作修正。傳遞的信號為 。接收信號為r(t)，需用通道脈沖響應(yīng)和接收器的模擬濾波順的卷積積分來表示(VI)r(t)=AΣkαkh(t-kT)]]>式中，h(t)為傳遞信號。 、初始相移、通道脈沖響應(yīng)和接收器一側(cè)濾波器總體脈沖響應(yīng)的的卷積積分。
在接收器中，根據(jù)通道的碼率掃描復(fù)數(shù)值的基帶信號，產(chǎn)生一個時間離散的信號。它可以寫成下列(VII)r^i=AΣkαkh(iT+λ-kT)]]>設(shè)定掃描相位為λ。對總體不加限制時，可設(shè)λ=0，因?yàn)闀r間延遲總是包括在通道脈沖響應(yīng)中的。
向DFE送入信號之間，應(yīng)將它乘以j-i相位 ck為從ak中推導(dǎo)出的數(shù)序。必須注意；j-1相只能取[+1,-1,+j,-j]值。于是只要將接收信號乘以這個相即可(參見圖6中乘法器14)。 如果具有一個框架同步，則可避免其中的一種情況。因此忽略第二種可能?？梢钥闯?，從接收器一側(cè)測得的信號值是具有某一函數(shù)…)實(shí)數(shù)數(shù)序C內(nèi)卷積積分，它包括一調(diào)制脈沖的生成；一通道脈沖的響應(yīng)；一載波信號的初始相；一掃描的時間偏移；一接收器中以1湘的旋轉(zhuǎn)。
例如在接收器中，可用一個訓(xùn)練序列和一個關(guān)系計算式來求出這個函數(shù)。在接收器中就是用這個函數(shù)來計算DFE的濾波系數(shù)。DFE只能產(chǎn)生一個實(shí)數(shù)輸出，因?yàn)橐罁?jù)的數(shù)據(jù)都為實(shí)數(shù)(ck)。最后(知道指數(shù)k)求出初始數(shù)據(jù)ak。
如上所述，通過OQPSK調(diào)制可以很好地逼近GMSK調(diào)洲前提是時間一帶寬積是已知的并在ak和bk之間進(jìn)行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換)。用這種方法，本發(fā)明的DFE也可用于GMSK和OPQSK。它只需要對數(shù)據(jù)進(jìn)行一次附加的、但極為簡單的轉(zhuǎn)換即可。如果在發(fā)射器中，預(yù)編碼用于GMSK調(diào)制前，那應(yīng)更為簡單了。
當(dāng)時間一帶寬的積處于最不利的情況時，本發(fā)明對GMSK的補(bǔ)償所產(chǎn)生的、使性能變差要比OQPSK來得輕，盡管在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換后GMSK并不是嚴(yán)格的線性。當(dāng)然，如果時間帶寬的積處于一般的數(shù)量級時，這種劣化則可忽略不計。
總而言之；實(shí)驗(yàn)中采用本發(fā)明可以成為用途極廣的一維調(diào)制方法，采用這種杰出的DFB結(jié)構(gòu)可以改善補(bǔ)償?shù)男Ч??？捎脤?shí)數(shù)值(英語real values)代替復(fù)數(shù)值(英語complex values)在反饋濾波器中進(jìn)行計算。即使前饋濾波器的輸出才只需要用實(shí)數(shù)值。在這種濾波器中只需要相應(yīng)地對輸出的實(shí)數(shù)值進(jìn)行計算。本發(fā)明的接收機(jī)例如可以是GSM電話或無繩DECT電話機(jī)，或影民據(jù)HIPERLAN，用于計算機(jī)之間61數(shù)據(jù)通訊。
權(quán)利要求
1．在一臺數(shù)字接收機(jī)中用一種DFE即決策反饋均衡器的結(jié)構(gòu)來補(bǔ)償接收信號的方法，這時接收信號系根據(jù)一個一維信號區(qū)；或變?yōu)檫@樣一種可轉(zhuǎn)換的信號區(qū)，其特征在于，規(guī)定了DFE系數(shù)；使接收信號誤差平方的實(shí)數(shù)部分希望值降至最小。
2．如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，信號區(qū)相當(dāng)于一次BPSK調(diào)制；可按下式確定DFE的系數(shù)(I)hM+1-iR=σ22fiR+Σm=1MfmRΣn=1Mhm+1-iRhn+1-mR-Σm=1Mfm1Σn=1Mhn+1-iRhn+1-m1]]>-hM+1-i1=σ22fi1-Σm=1MfmRΣn=1Mhn+1-i1hn+1-mR+Σm=1Mfm1Σn=1Mhm+1-i1hn+1-m1]]>(II)gi-MR=-Σm=1MfmRhi+1-mR-fm1hi+1-m1]]>
3．如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，信號區(qū)相當(dāng)于一次GMSK調(diào)制或一次OQPSK調(diào)制，在接收器中以j-1相旋轉(zhuǎn)測試值，在此i表示測試值的順序代號。
4．用一個DFE來補(bǔ)償一臺數(shù)字接收器中接收信號的電路，這時接收信號根據(jù)一個一維信號區(qū)，或變?yōu)檫@樣一種可轉(zhuǎn)換的信號區(qū)，其特征在于，具有一個用于計算DFE系數(shù)的電路，使接收信號誤差平方的實(shí)數(shù)部分希望值降至最小。
全文摘要
本發(fā)明涉及在一臺數(shù)字接收機(jī)中,用一種DFE結(jié)構(gòu)對接收信號加以補(bǔ)償?shù)囊环N方法。接收信號根據(jù)一個一維信號區(qū);或變?yōu)檫@樣一種可轉(zhuǎn)換的信號區(qū)(例如:BPSK、GMSK、OQPSK)。規(guī)定了DFE系數(shù),使接收信號誤差平方的實(shí)數(shù)部分希望值降至最小。而技術(shù)現(xiàn)狀則相反,它不能用復(fù)數(shù)值的誤差作為最佳化的基礎(chǔ)。計算往往限于實(shí)數(shù)值。濾波系數(shù)同樣可以用實(shí)數(shù)值來代替復(fù)數(shù)值。進(jìn)步就在于根據(jù)這種原理上很簡單的方法;能改善DFE結(jié)構(gòu)的性能,與目前的技術(shù)相比,也可節(jié)省計算的成本。
文檔編號H04B7/005GK1325580SQ99812847
公開日2001年12月5日 申請日期1999年10月29日 優(yōu)先權(quán)日1998年10月30日
發(fā)明者J·奧爾迪斯 申請人:愛思康姆輸電線通訊股份公司