專利名稱：用于對具有數(shù)字符號序列的調制載波解調的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于對具有數(shù)字符號序列的、通過一個帶噪音的通道傳輸?shù)恼{制載波解調的方法，其中在兩個符號之間可能傳輸?shù)睦硐脒吘壭螤钍且阎牟⒈粌Υ?參考邊緣)，及用一個采樣頻率對接收邊緣采樣并使其數(shù)字化，采樣的頻率是符號序列頻率的多倍。
為了傳輸數(shù)據(jù)包尤其使用連續(xù)的相位調制(CPM)。在此情況下，可能通過不同的相位傳輸多個、如四個不同的符號。因為每個符號長度的矩形波脈沖調制會導致非常寬的頻譜，故人們經常使用其長度為延伸到兩個符號寬度的脈沖來調制，及表現(xiàn)為正弦波形(為了避免陡的邊緣)。這樣一種調制被稱為2RC-CPM。
由會議信息‘K.-H.Tietgen著“應用于FD/TDMA系統(tǒng)S900 D中的數(shù)字調制方法”，關于陸上移動式數(shù)字無線電通信的第二屆北歐會議，1986年，斯德哥爾摩’公知了不但符號本身用于調制，而且在兩個相繼的符號之間的已知邊緣也用于數(shù)字調制。


圖1表示一個適合適用公知方法的發(fā)射機的電路框圖。在此情況下精確設計的系統(tǒng)部分以高的系統(tǒng)時鐘節(jié)拍工作。
圖2表示對于一個四值的符號字母在從一個待傳輸?shù)姆栃蛄械拿恳粋€符號過渡到下一個時可考慮的邊緣。在公知的調制方法中其概念是，在一個長為2T的脈沖波形的情況下一個(例如)四級信號的瞬時頻率(即對時間求導的相位)被描述成16個長度T的可能邊緣fN(t)。取代發(fā)送重疊移動的基本脈沖∑id(i)g(t-iT)，亦可直接地發(fā)送一個不重疊的邊緣序列∑ifN(t-iT)，其中各相鄰符號d(i)及d(i+1)決定了在時區(qū)iT≤t≤(i+1)T中發(fā)送16個邊緣中的哪一個。
這種方法在引證的文獻中被稱為CP-4FSK。為了簡化與另外方法的比較，以下稱其為由一個四級方法導出的Num2RC 4st，在該四級方法中進行數(shù)字調制及邊緣形狀基于使用持續(xù)兩個符號的“上升余弦”。
為了接收這樣調制的數(shù)據(jù)序列在下列會議信息中提出一種接收機‘D.E.Pfitzmann及H.-P.Ketterling著“用于FD/TDMA系統(tǒng)S 900 D的新型CP-4FSK采樣解調器”，關于陸上移動式數(shù)字無線電通信的第二屆北歐會議，1986年，斯德哥爾摩’。由DE3628993也公知了該同樣的接收機。
那里描述的接收機工作方式是所述類型的一種方法。借助那里描述的接收機，接收邊緣用采樣頻率采樣及數(shù)字化，該采樣頻率是符號序列頻率的多倍。在所述例中譬如在兩個符號之間采樣16次。其數(shù)字化的值將相互比較及當兩個相繼的的值很小偏差時連接到一個符號的中點。通過求相繼值的平均值將嘗試消除噪音的影響。
傳統(tǒng)的CPM接收器及解調方法被稱為積分及清除鑒別器。因此在以下使用持續(xù)兩個符號長度的信號邊緣形狀“上升余弦”時使用名稱2RCds I&D，必要時可補充后綴2st(即兩級，兩符號)或4st(即四級，四符號)。
通常，當每個符號以高可靠性接收時，作為一個接收機才是合乎要求的。在傳統(tǒng)的CPM接收方法中必需使通過實際傳輸通道受噪音干擾的信號濾波。通常濾波器作為積分器工作，例如在兩個符號持續(xù)時間上積分，以使噪音求平均值。在所述的2RC信號波形時通過積分使其成為符號間的干擾，簡稱ISI。為了避免符號間的干擾，公知了在接收符號序列上使用維特比(Viterbi)算法。它的缺點是計算成本高，這對硬件相應有高的要求。
因此，本發(fā)明的任務在于，給出一種解調方法，它從所述類型的方法出發(fā)在盡可能同樣好的故障率的情況下實現(xiàn)小的計算成本。以此方式，可使用于接收機的結構成本減少，而不會丟掉“連續(xù)相位調制”(CPM)的優(yōu)點，譬如復雜性小及頻譜緊湊，如已述的，在好的帶寬使用上具有決定性意義。
根據(jù)本發(fā)明該任務的解決方案的特征是，為了撿測一個接收及采樣的邊緣，使用總的采樣值來構成對至少兩個參考邊緣的歐幾里得幾何距離，及選擇具有小歐幾里得幾何距離的參考邊緣。
與所述的傳統(tǒng)接收機相比較，在這種解調方法中不是待估算的符號而是在這些符號之間的過渡邊緣處于撿測的中點上。該邊緣將被多次過采樣及與原始邊緣相比較。接著將對合適的那個邊緣作出決定，該邊緣在歐幾里得幾何的意義上離接收的邊緣距離最小。該決定是在邊緣上與相鄰邊緣無關地作出的，因而，該決定的假說不一定保證CPM信號相位求導的連續(xù)性。
因此本發(fā)明的進一步構型最好是其中出現(xiàn)連續(xù)的相位。
由此根據(jù)本發(fā)明將優(yōu)先考慮，在多個相繼的邊緣上使用維特比算法，其中在一個符號時寬中接收的邊緣與參考邊緣的歐幾里得幾何距離作為維特比算法格狀分支的值。
CPM調制的特性則可以使數(shù)據(jù)信號的校正能非常有效地進行。
所提出的通過使用維特比算法的接收數(shù)據(jù)序列的最大似然估算不是基于符號序列而是基于接收邊緣，這導致可以使用一個模型，該模型的狀態(tài)數(shù)比傳統(tǒng)的校正器縮小倍數(shù)M。這里M是信號的級度。因此所需的計算可保持低成本，于是，如下所述，硬件實施的吸引力增大。
以下將借助附圖來詳細描述本發(fā)明。附圖為圖1-具有在載波上數(shù)字調制的數(shù)字符號序列的一個發(fā)射機的電路框圖；圖2-當使用一個2RC脈沖及一個四級符號字母(Num2RC4st)情況下兩個相繼符號之間可能邊緣的示圖；圖3-根據(jù)本發(fā)明的接收機的電路框圖；圖4-用于兩級調制的與圖2相類似的表；圖5-一個參考邊緣，一個實際接收邊緣及具有分配值的格段的示圖；圖6-對于兩級Num2RC的、帶有及沒有維特比(Viterbi)撿測的SER(符號誤差率)曲線；圖7-類似圖6對于四級Num2RC的、帶有及沒有維特比撿測的相應示圖；圖8-根據(jù)本發(fā)明的具有維特比邊緣撿測的方法與傳統(tǒng)CPM解調方法(Integrate & Dump)在兩級情況下的比較；及圖9-類似圖8在四級情況下的相應示圖。
圖1表示一個本身公知的用于數(shù)字符號序列的數(shù)字調制的發(fā)射機。該發(fā)射機的基帶模型由一個串行-并行轉換器(S/P)，一個查找表(LUT)及一個基帶FM調制器組成，在查找表中實質上存儲圖2中的內容。
四級信號將由輸入位流通過每兩位的組合來獲得。通過延遲一個符號的時間，然后總共四位對圖1中所示的LUT尋址，該表包括圖2中所示的16個符號過渡fN(t)?；档臄?shù)目可自由選擇，在該說明書所述的現(xiàn)有技術中建議用16。該數(shù)目是一個折衷，因為一方面希望大數(shù)目的基數(shù)來達到好的噪音平均值，但另一方面，小的數(shù)目可保持小的計算成本。要精確調整的是發(fā)射機中以高系統(tǒng)時鐘工作的部分。
圖3表示根據(jù)本發(fā)明的接收機。
該基帶模型由一個限帶低通濾波器TP，一個具有寄生AM抑制的基帶FM解調器，一個邊緣撿測器及一個并行-串行轉換器(P/S)組成。該接收機中以高系統(tǒng)時鐘工作的部分也是被精確的調整。
在邊緣撿測器中，根據(jù)本發(fā)明的邊緣方式確定出以最大概率與發(fā)送的邊緣相對應的那個邊緣。
圖4以一個表的形式表示兩級情況中的可能邊緣，它作為對圖5考察的基礎。它可類似地擴展成四級或更高的級情況，并不限制其普遍性。
圖5的曲線圖中以實線表示一個接收的受噪音干擾的邊緣及虛線表示根據(jù)圖4的參考邊緣(Num2RC 2st)。根據(jù)本發(fā)明使用對每個邊緣取得的(例如)16個值，以構成平方差(歐幾里得差)的總和。借助最小的歐幾里得差(圖5的右面)將識別出以最大概率與發(fā)送邊緣相對應的參考邊緣。每一個被撿測的邊緣各確定了兩個數(shù)據(jù)符號原始符號及最終符號。
根據(jù)本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例可考慮，被撿測符號過渡的連續(xù)性用一個最大似然序列估算器來保證(即最好用維特比算法)。因此，根據(jù)本發(fā)明將接收邊緣與所有適合的參考邊緣的距離作為用于維特比算法的值，如在圖5的右側用格狀區(qū)段表示的。該維特比撿測器使用以下參數(shù)格深度相應于信號的級度M(2RC-脈沖波形一個符號時寬長度的記憶)，過渡的次數(shù)為M2。對此路徑連接長度應選擇≥5個符號。
為了闡明該過程在以下的說明中將限定于兩級的情況，但不會限制其普遍性。
狀態(tài)過渡及由此產生的邊緣被描述在根據(jù)圖4的表中?？偮窂街档挠嬎憧捎脩T常方式進行在每個當前狀態(tài)下路徑值由導致該狀態(tài)的格圖的支路份值及其原始值來計算。確定出最小值及存儲作為該值基礎的支路。一個格區(qū)段的各個支路的份值(如前所述)作為與當前接收的并受噪音干擾的邊緣與由模型確定的相應邊緣間的距離。
該接收邊緣與可能的參考邊緣間的距離最好作為平方距離和(歐幾里得距離)來計算。但也可考慮，使用絕對距離的和及另外合適的定標方式。
對于一個邊緣的份值的計算將用一個數(shù)目例子來說明。圖5表示根據(jù)圖4中表的一個-1→1的邊緣，它因受干擾而失真。它與所有可能參考邊緣的距離被標在相應的邊緣上，及由此用右半圖表示屬于該接收邊緣的格區(qū)段。該接收邊緣到-1→1邊緣的“距離”是最小距離，因此在該格區(qū)段中它是最合適的支路。
在通過了所有的格區(qū)段后則如慣常地決定出格結構中的一個路徑選出具有最小份值的路徑，即離接收邊緣序列最近的路徑。然后由決定出的路徑并借助模型來獲得符號。它與公知的維特比算法的區(qū)別在于該維特比算法不是用于符號序列而是用于邊緣序列。通過系統(tǒng)內含的冗余-這涉及到兩個相鄰的邊緣總共有一個符號，計算的成本將明顯地降低。當使用傳統(tǒng)的維特比校正器用于符號序列時，雖然可以消除ISI(符號間干擾)，但所考慮的記憶長度提高到兩個符號時寬，這就使狀態(tài)數(shù)目M倍地增加并因此使計算成本隨之急驟增加。與此相反地，在根據(jù)本發(fā)明的方法或Num2RC接收機中計算成本縮小了M倍。
例如，在四級的情況下，本發(fā)明的具有維特比撿測的Num2RC解調與傳統(tǒng)的CPM接收方法相比僅需要其計算成本的四分之一。
圖6至9表示根據(jù)本發(fā)明的方法達到的優(yōu)點。
圖6表示根據(jù)本發(fā)明的解調方法(Num2RC 2st)與附加應用了根據(jù)圖5的對于邊緣序列的維特比算法的同一解調方法(Num2RC 2st vit)的比較。
圖7表示對于四級情況的類似比較。在垂直軸上均標有故障率(SER，符號誤差率)。
由圖6及圖7的比較表明，在四級情況下才看到故障率有明顯的降低。
圖8及9表示根據(jù)本發(fā)明的具有附加接收邊緣的維特比撿測的方法與傳統(tǒng)CPM解調方法的比較，其中在符號間隔上進行積分，即所謂“Integrate ＆ Dump”，以實現(xiàn)通道噪音的平均，其中對求得的符號附加運用維特比算法，以便識別幾率最大的符號序列及由此減小系統(tǒng)間的干擾。
這些附圖表明，根據(jù)本發(fā)明方法的故障率無論在兩級還是在四級情況下稍微變差。但是應該考慮到，在根據(jù)圖8的兩級情況下計算成本僅需要一半，而在在根據(jù)圖8的四級情況下計算成本僅需要四分之一。
因此，尤其在四級情況下，使用根據(jù)本發(fā)明方法的接收機結構可以用實質上減小的硬件成本來實現(xiàn)并由此成本合理地生產。
權利要求
1．用于對具有數(shù)字符號序列的、通過一個帶噪音的通道傳輸?shù)恼{制載波解調的方法，其中在兩個符號之間可能傳輸?shù)睦硐脒吘壭螤钍且阎牟⒈粌Υ?參考邊緣)，及用一個采樣頻率對接收邊緣采樣并使其數(shù)字化，采樣的頻率是符號序列頻率的多倍，其特征在于為了撿測一個接收及采樣的邊緣，使用總的采樣值來構成對至少兩個參考邊緣的歐幾里得幾何距離，及選擇具有小歐幾里得幾何距離的參考邊緣。
2．根據(jù)權利要求1的方法，其特征在于對多個相繼的邊緣運用維特比算法，其中將在一個符號時寬中接收的邊緣與參考邊緣的相應歐幾里得幾何距離作為維特比算法的一個格分支的值來對待。
3．根據(jù)權利要求1或2的方法，其特征在于當采樣頻率為n/T及信號級度為M的情況下，參考邊緣通過總共nM2個存儲值來描述。
4．根據(jù)以上權利要求中一項的方法，其特征在于調制作為CPM(連續(xù)相位調制)來實現(xiàn)。
5．根據(jù)權利要求4的方法，其特征在于該調制包括數(shù)字地構成延伸在兩個符號時寬上的一個余弦信號的導數(shù)及相位。
6．根據(jù)以上權利要求中一項的方法，其特征在于維特比算法的格深度相應于信號的級度M(NTrellis=M)。
全文摘要
本發(fā)明描述用于對具有數(shù)字符號序列的、通過一個帶噪音的通道傳輸?shù)恼{制載波解調的方法,其中在兩個符號之間可能傳輸?shù)睦硐脒吘壭螤钍且阎牟⒈粌Υ?參考邊緣),及用一個采樣頻率對接收邊緣采樣并使其數(shù)字化,采樣的頻率是符號序列頻率的多倍。根據(jù)本發(fā)明提出:為了檢測一個接收及采樣的邊緣,使用總的采樣值來構成對至少兩個參考邊緣的歐幾里得幾何距離,及選擇具有小歐幾里得幾何距離的參考邊緣。在一個優(yōu)選實施形式中考慮,使用的維特比算法不是如公知的CPM解調方法那樣基于估算的符號序列而是基于估算的邊緣序列,其中將在一個符號時寬中接收的邊緣與參考邊緣的相應歐幾里得幾何距離作為維特比算法的一個格分支的值來對待。
文檔編號H04L27/22GK1295750SQ99804760
公開日2001年5月16日 申請日期1999年4月7日 優(yōu)先權日1998年4月8日
發(fā)明者卡爾曼·欽克爾, 卡爾－迪爾克·卡邁爾 申請人:羅伯特·博施有限公司