專利名稱：用以估計頻偏的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及估計頻偏的方法和裝置，更具體地，本發(fā)明涉及估計通信系統(tǒng)中發(fā)送器的載頻和接收器本地基準(zhǔn)頻率之間的頻偏方法和裝置。
在任何的通信系統(tǒng)中，接收器與發(fā)送器同步非常重要，以使發(fā)送器和接收器之間消息能成功地交換。在無線通信系統(tǒng)中，特別是為優(yōu)化接收，接收器調(diào)諧到發(fā)送器的頻率上時則更為重要。
在典型的無線通信系統(tǒng)中，遠(yuǎn)端站經(jīng)空中介面與一個或多個基站通信。不同的方法已被采用以防止不同基站與遠(yuǎn)端站間傳送的相互干擾。
在某些無線通信系統(tǒng)中，相鄰基站各自賦以不同的載頻，用此載頻與遠(yuǎn)端站通信使得一個基站的發(fā)送不干擾相鄰基站的發(fā)送。另外，為防止各個遠(yuǎn)端站和特定基站之間發(fā)送相互不干擾，已經(jīng)采用了頻分多址(FDMA)和時分多址(TDMA)。在采用FDMA的無線通信系統(tǒng)中，每個遠(yuǎn)端站賦以一特定的頻率，用這個頻率與基站通信。在采用TDMA的系統(tǒng)中，基站分配幀中的一個或多個特定時隙(time slot)給各個遠(yuǎn)端站。某些遠(yuǎn)端站能使用同一頻率但不同的時隙與基站通信。
在另一些無線通信系統(tǒng)中，采用了碼分多址(CDMA)的方法。按照CDMA方法，每個遠(yuǎn)端站賦予特定的數(shù)碼碼字，它與賦給其它站點的碼字正交。相鄰基站能使用同樣頻率與遠(yuǎn)端站交換消息，但使用不同的數(shù)碼正交碼字以指示消息打算送到那個遠(yuǎn)端站。
不管是采用FDMA，TDMA，CDMA及這些方法的結(jié)合，或是采用某些其它方法的無線通信系統(tǒng)，對于遠(yuǎn)端站重要的是時間和頻率要同服務(wù)于此區(qū)域想要與其通信的基站同步。換言之，遠(yuǎn)端站的本地頻率基準(zhǔn)必須調(diào)諧到基站的載波頻率，并且遠(yuǎn)端站的本地時間基準(zhǔn)必須與基站的時間基準(zhǔn)同步。為此目的，通常周期性的同步信號從基站發(fā)送給遠(yuǎn)端站。
在采用歐洲全球移動通信系統(tǒng)(GSM)標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中，為了初始同步，基站的載頻間或采用頻率校正突發(fā)脈沖串(FCB)和同步突發(fā)脈沖串(SB)來調(diào)制，以形成頻率同步信號，基站的載頻通常使用高斯濾波最小頻移鍵控(GMSK)的FCB來調(diào)制。典型的FCB是148個符號的序列，每個符號一個零，這在調(diào)制以后變換為完全正弦信號。于是作為結(jié)果的頻率同步信號的頻率等于1/4THz，這里的T表示正弦信號的符號持續(xù)時間，并且正弦信號的每周期有4個符號。T一般為48/13微秒(μsec)，因此頻率同步信號的頻率大約67.7KHz對于最早的4次FCB每第10幀重復(fù)，而對于第5次，F(xiàn)CB在第11幀重復(fù)。而后這個幀序列無限重復(fù)，以維護(hù)遠(yuǎn)端站與基站間的同步。
根據(jù)FCB中的信息，遠(yuǎn)端站能初步將本身與分配給它的時隙同步。此初步的時間同步足夠定位SB，它通常處于FCB后面8個突發(fā)脈沖串，以及足夠用以解碼其所攜帶的信息。解碼SB所得到的信息則用于細(xì)調(diào)遠(yuǎn)端站的本地頻率基準(zhǔn)到基站的載波頻率上，并將遠(yuǎn)端站的本地時間基準(zhǔn)調(diào)整到基站分配給它的時隙上。
在采用CDMA的系統(tǒng)中，每個基站，例如以每個分配給此特定基站的頻率的導(dǎo)頻序列和未分配給此特定基站的可能的某些或全部頻率的導(dǎo)頻序列的形式，發(fā)送頻率同步信號。如果該頻率已經(jīng)分配給此基站，相應(yīng)的導(dǎo)頻序列可以比被此基站使用的其它頻率具有更強的功率。接收被導(dǎo)頻序列調(diào)制的載頻的每個遠(yuǎn)端站解調(diào)此信號。結(jié)果，每個遠(yuǎn)端站能夠接收為它設(shè)計的信號，并同時量測使用不同載頻的相鄰基站的信號強度。此信息由遠(yuǎn)端站使用以確定那個收到的導(dǎo)頻序列具有最強的信號強度，并且遠(yuǎn)端站的本地頻率基準(zhǔn)相應(yīng)地調(diào)整到此合適的載頻。
遠(yuǎn)端站的本地頻率基準(zhǔn)和基站載波頻率之間的任何頻率差，很容易在解調(diào)的頻率同步信號中被檢測到。例如，在采用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中，在已知為67.7KHz的被調(diào)制頻率同步信號頻率和接收的對基帶解調(diào)的頻率同步信號頻率之間的差，是遠(yuǎn)端站本地頻率基準(zhǔn)的直接誤差度量。在采用CDMA的系統(tǒng)中，傳送導(dǎo)頻序列最強的已知頻率和解調(diào)的導(dǎo)頻序列頻率之間的差值被遠(yuǎn)端站用做遠(yuǎn)端站本地頻率基準(zhǔn)中的誤差量度。
一些考慮因調(diào)制在發(fā)送的頻率同步信號中可能出現(xiàn)的相位變化的方法已經(jīng)被介紹，用以估計遠(yuǎn)端站的本地頻率基準(zhǔn)和基站載頻之間的頻率偏差。根據(jù)此估計的頻偏，基站的載頻可被導(dǎo)出。
例如，Hespelt等人在美國專利4，847，872中公開一種方法和安排，用于數(shù)字傳送系統(tǒng)中同步接收機。一開場性的模式(pattern)被傳送并被解調(diào)以使收到的信號具有余弦形狀，載頻的頻率和/或相位被估算出，并且收到信號的各個譜線通過濾波可以得到。與譜線相關(guān)的頻率和相位通過線性回歸而被確定，而且載頻的偏移根據(jù)這些量值而被估算出來。
Frank在美國專利5，416，800中公開用于無線傳輸系統(tǒng)的移動式無線接收機，其中包含有識別電路，用來檢測含有FCB的頻率同步信號的脈沖并使用線性回歸，從檢測的脈沖中導(dǎo)出時間位置信號。無線接收機還包含根據(jù)接收的信號估算頻率偏移的頻率估算電路。時間位置信號和頻率偏移信號用于跟蹤載波的頻率。按照此專利，全部FCB被用以估算頻率偏移。
在這兩個專利中所描述的方法都存在同樣的問題，也就是，采樣和相應(yīng)的用以估計頻偏的計算要消耗相當(dāng)大量的存儲容量。為簡化計算，這些專利公開了“相展開”，即限制接收信號中相位變化范圍在±π之間。如果相繼采樣之間的相位差異超出(-π，π)間隔，最新收集的采樣被“展開”，也就是，相移-2π或2π，并跟蹤此相移，例如，存儲在與相應(yīng)采樣相關(guān)的存儲器中。這就消耗更多的存儲器及造成系統(tǒng)復(fù)雜。
由于其巨大的存儲器需求，這些專利中描述的方法通常用軟件實現(xiàn)。這就要消耗大量的功率。因時間同步必需在遠(yuǎn)端站處在空間待機方式下才被執(zhí)行，而遠(yuǎn)端站經(jīng)常是用電池供電，功率消耗是一要考慮的重要問題。功率消耗越大，可得到的待機時間越短。
于是需要一種用以估算頻偏的簡單方法，它消耗最少的功率和存儲器容量，并能克服上面所述的缺點。
本發(fā)明的一個目的是提供一種用以估計頻偏的方法和裝置，它消耗最少的功率和存儲器容量。本發(fā)明仍有另一目的是提供用以估計頻偏的方法和裝置，它能夠以硬件來實現(xiàn)。
根據(jù)本發(fā)明的一典型實施例，提供一方法和裝置，用以估算通信系統(tǒng)中發(fā)送器發(fā)送的載頻和接收器本地頻率基準(zhǔn)間的頻率偏移。由發(fā)送器發(fā)送的和由接收器檢測到的頻率同步信號的相繼采樣被收集，并且相繼收集的樣本之間的相位差被計算。由接收器接收的信號可被預(yù)濾波以改善檢測。相位差被加到累加相差上。相繼收集的樣本的相位差被計算并被加到累加相位差上，直到M個累加相位差已被相加。M個相位差之和被轉(zhuǎn)儲，累加相位差的結(jié)果置為零。相繼收集的樣本的相位差被計算，相位差被加到累加相位差上，以及M個相位差之和被轉(zhuǎn)儲，直至M個相位差的N個和被轉(zhuǎn)儲空。M個相位差的N個和每個被加權(quán)，并且加權(quán)的N個和被相加以產(chǎn)生估計的頻偏。按此方式，檢出的頻率同步信號中的相位變化被補償，也就是獲得了相展開，而不要求存儲器以保持跟蹤相移。為確定估計的頻偏的精度，一質(zhì)量因子可被估計出。
通過結(jié)合附圖閱讀此說明，本發(fā)明的特點，目的，以及優(yōu)點將會很清楚。圖中同類的參考號表示同類的元件，其中

圖1給出一典型通信系統(tǒng)，在其中本發(fā)明可被實現(xiàn)；圖2給出一使用線性回歸以估計頻偏的典型裝置；圖3給出一使用按本發(fā)明第一實施例修改的線性回歸以估計頻偏的典型裝置；圖4A給出一使用按本發(fā)明第二實施例修改的線性回歸以估計頻偏的典型裝置；圖4B給出一按本發(fā)明第三實施例以估計質(zhì)量因子的典型裝置；圖4C給出一包括按照本發(fā)明第4實施例的預(yù)濾波以估計頻偏的典型裝置；圖5A給出一按照本發(fā)明以估計頻偏的典型方法；圖5B給出一按照本發(fā)明以估計質(zhì)量因子的典型方法；圖6A-6D及7A-7D給出在采用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中使用不同頻偏估計技術(shù)估計誤差概率；圖8A-8D及9A-9D給出在采用無繩電話系統(tǒng)(CTS)標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中使用不同頻偏估計技術(shù)估計誤差概率；圖10A-10D給出在采用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中在不同的信噪比下，估計的質(zhì)量因子與估計的頻偏的關(guān)系；和圖11A-11B給出在采用CTS標(biāo)準(zhǔn)系統(tǒng)的系統(tǒng)中在不同信噪比下，估計的質(zhì)量因子與估計的頻偏的關(guān)系。
為說明的目的，以下的描述直接針對采用GSM標(biāo)準(zhǔn)的無線通信系統(tǒng)，但應(yīng)了解，本發(fā)明并非限制于此，而可用于采用不同標(biāo)準(zhǔn)的其它類型的通信系統(tǒng)。
圖1給出一典型通信系統(tǒng)可在其中實現(xiàn)本發(fā)明。此系統(tǒng)包含至少一發(fā)送器100和至少一接收器150，雖然在圖1中發(fā)送器110和接收器150分別被描繪為一基站和一移動站，應(yīng)被理解成發(fā)送器能以許多方式來完成，例如能作為陸地或衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)器，并且接收器也能以許多方式來完成，例如，能作為固定的蜂窩終端(無線本地環(huán)路)。描繪在圖1中并在下面說明的基站和移動站僅為了說明的目的。
基站100和移動站150通過無線空中介面125通信。每個相鄰基站100被分配給一特定的載頻，并且每個基站100向每個移動站150分配指定的時隙。
為與基站100通信，移動站150必須與基站100時間和頻率同步。換言之，移動站150的本地頻率基準(zhǔn)和時間基準(zhǔn)，必需分別與分配給基站100的載頻和由基站分配的時隙同步。在CDMA系統(tǒng)中，移動站150必須與基站的載頻和發(fā)送的碼字同步。
為了同步移動站150，基站100發(fā)送頻率同步信號到基站。例如，在采用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中，基站100以FCB調(diào)制它的載頻以形成頻率同步信號。
被調(diào)制的頻率同步信號Xc(t)可表示成xc(t)=Pcos(Ωct+φc(t)+θ),-------(1)]]>式中， Ωct，φc(t)和θ分別代表在時間t的載頻振幅，載頻頻率，載頻相位和起始相位。
移動站150以任何合適的方式接收并解調(diào)發(fā)送的頻率同步信號Xc(t)。例如，頻率同步信號可按標(biāo)題為“檢測頻率校正突發(fā)脈沖串的方法和裝置”申請的共同未決美國專利中描述的方式來檢測，上述專利以Roozbeh Atarius和KjellGustafsson名字，與本申請同時提交，并在這里引為參考。檢出的基站頻率同步信號可表示成復(fù)數(shù)值的樣本信號x(n)x(n)=Pexp{j(φx(n)+θ)}∀n∈Ψ---(2)]]>式中φx(n)代表基帶信號x(n)的相位，而Ψ指的是對應(yīng)于FCB的一組離散時間標(biāo)志，n0，n0+1，…，n0+N0-1，而N0表示FCB中樣本的總數(shù)。對于FCB，載頻相位φc(t)可被寫成 這里Ts表示符號持續(xù)時間，近似等于48/13μs，代換φx(n)，并以速率Fs=l/Ts或270.833KHz采樣，等式2能寫作x(n)=Pexp{j(π2n+θ)}∀n∈Ψ-----(3)]]>移動站的本地頻率基準(zhǔn)和基站載頻之間的任何頻偏ΔF使等式3變?yōu)閤(n)=Pexp{j(2πn(ΔFF3+14))}∀n∈Ψ---(4)]]>為簡化等式4，調(diào)制的頻率同步信號的載頻幅度可假定為常數(shù)。這種假定是合理的，因為FCB的持續(xù)時間比較短，通常只有0.546μsec，因而載頻幅度 不會受衰落的明顯影響。等式4通過設(shè)定初始相位θ為零而被進(jìn)一步簡化。
等式4的信號模型沒有考慮噪聲。實際接收的頻率同步信號y(n)包含噪聲v(n)，它可表示成y(n)=x(n)+v(n) (5)復(fù)數(shù)值表示的噪聲v(n)可寫成v(n)=vI(n)+jvQ(n)(6)式中vI(n)和vQ(n)分別代表同相和正交噪聲分量。噪聲v(n)可假定是具有高斯分布的白噪聲，v(n)∈N(0，δv2)這樣分量vI(n)和vQ(n)都是具有方差 的實數(shù)值，并假定為不相關(guān)的。
對于信噪比(SNR)等于P/δv2＞＞1時，等式5中的信號模型可被寫成φy(n)=φx(n)+vφ(n)，(7)式中φy(n)表示初始相位θ設(shè)置為零的實際接收的信號y(n)的相位，而vφ(n)表示零均值高斯相位噪聲。相位噪聲vφ(n)的方差V{Vφ(n)}可表示成V{vφ(n)}σv2P=1SNR.----(8)]]>假定在實際接收的信號y(n)中存在頻偏ΔF，等式7被重寫為φy(n)=2πn(ΔFF3+14)+vφ(n),------(9)]]>這相當(dāng)于具有白噪聲斜率為2π(ΔFFs+14)]]>的直線，因此，頻偏ΔF的估計依賴于等式9的估計。減去已知因子2π/4，通過使下列平方差之和為最小，采用線性回歸方法，此斜率能被估計Λ=Σ∀n∈Ψ[φ(n)-2πne{ΔF}F3]2---(10)]]>這里的e{ΔF}表示估計的頻偏而φ(n)=φy(n)-2πn/4。如果噪聲vφ(n)是高斯的，此估計是最大似然(ML)估計。
時間標(biāo)志集Ψ與初始時間n0的選擇有關(guān)，方便的是選擇n0使標(biāo)志集Ψ為不對稱，例如Ψ={-(N0-1)/2，…，0…，(N0-1)/2}這里樣本數(shù)目N0是奇數(shù)，依靠使用此時間標(biāo)志集，頻偏ΔF可按下式估算e{ΔF0}=(12TsN0(N02-1)Σk=0N0-1(k-N0-12)φ(k))Fs2π---(11)]]>此估計e{ΔF0}是無偏向的，并具有方差V{e{ΔF0}}，這里V{e{ΔF0}}=6SNRTsN0(N02-1)(Fs2π)2---(12)]]>使用估計e{ΔF0}，基站的載頻可被確定，并且移動站的本地頻率基準(zhǔn)能與此基站同步。
圖2給出使用線性回歸用以估計頻偏的典型裝置。如圖2所示，檢測出的概率同步信號y(n)在規(guī)一化器160中被規(guī)一化，它限制了檢出信號的動態(tài)范圍，規(guī)一化信號的相位在相位測定單元170中被確定，并在相展開電路180中相位被展開。在加法器185中展開的相位信號φy(n)減去量2πn/4，并在頻偏估計電路190中估計出頻偏e{ΔF0}。
頻偏估計電路190可用具有延遲元件D和系數(shù)ak的有限沖擊響應(yīng)(FIR)濾波器來實現(xiàn)，這里ak=(12TsN0(N02-1)(k-N0-12))Fs2π,k=0,1,2…N0-1---(13)]]>上面描述過的線性回歸技術(shù)是能導(dǎo)出好的頻偏估計。然而，假定樣本是對每個FCB符號收集的，而FCB有148個符號，那么148個系數(shù)需要被計算，這就耗費大量存儲器和處理資源。
按照本發(fā)明的第二實施方案，為估計頻偏要求的存儲器總量，依靠編組FCB的N0個樣本成為每個M個相位差值的N個組，然后計算這每個組的和而能夠減少。換言之，相繼收集檢出的頻率同步信號的樣本之間相位差的塊和(block sums)可用于估計頻偏，而不是相繼收集的樣本之間的各自的相位差。這就降低了頻偏估計所需的計算量。
分段FCB的相位樣本成為不同的塊，等式11中的和被表示如下Σk=0N0-1(k-N0-12)φ(k)=Σi=0N-1Σj=0M-1(Mi+j-N0-12)φ(Mi+j)---(14)]]>式中N和M分別是塊數(shù)和每塊中的樣本數(shù)，樣本的總數(shù)是N0=NM。
等式14的右邊通過在Mi+j-N0-12]]>中設(shè)定j=(M-1)2]]>而做出近似。導(dǎo)出塊相位和φM(i)=Σj=0m-1φ(Mi+j),]]>等式14可被近似為Σk=0N0-1(k-N0-12)φ(k)≈MΣk=0N-1(k-N-12)φM(k),---(15)]]>代換此表達(dá)式到等式11，頻偏ΔFM可被估計如下e{ΔFM}=(12MTsN0(N02-1)Σk=0N-1(k-N-12)φM(k))Fs2π,---(16)]]>將采樣頻率Fs/M，采樣周期TsM以及相位和的數(shù)目N0/M代入等式12，估計的頻偏e{ΔFM}的方差V{e{ΔFM}}可給出如下V{e{ΔFM}}=6SNRTsN0(N02-M2)(Fs2π)2---(17)]]>編組和平均M個相位差，減少了為頻偏估計所要求的存儲器大小和處理資源。減少的程度正比于M的大小。不過，M取的越大N就越小，等式16的近似越偏離等式11的結(jié)果。這可從等式17看到，它顯示隨M的增加及伴隨的N的減小，方差V{e{ΔFM}}增大。所以M的選擇要在精度和存儲器要求之間作出取舍。
另外，需要的是要選擇N和M的值使值N0=NM盡可能與FCB的樣本總數(shù)一致。N0應(yīng)足夠小以排除FCB之外的樣本，同時又要足夠大以包含F(xiàn)CB的盡可能多的樣本。假定對每個FCB的符號收集一個樣本，而FCB是148個符號的長度，N和M應(yīng)選得使NM小于或等于148。例如N可設(shè)為17，同時M可設(shè)定為8，那么樣本總數(shù)是NM=136，這留下了空間用于12個栓測誤差的相位采樣，并確保FCB以外的數(shù)據(jù)不會被用于頻偏估計。
需要指出，通過合適地選擇N和M，此方法可用于經(jīng)其它類型調(diào)制方法獲得的其它類型的頻率同步信號。
上面參考圖2所述的線性回歸技術(shù)的另一個問題是要求相展開，為的是樣本之間相位變化限制在±π。傳統(tǒng)的相展開要求采樣相移±2π并且由一存儲器保持跟蹤此相移。雖然這個存儲器每當(dāng)一FCB被檢測可被復(fù)位，但此存儲器必須有足夠大以存儲一FCB的每個采樣的相移。為減少要求的存儲器容量，線性回歸方法可被修改，不需相移每個采樣和在存儲器中保持跟蹤相移而補償相位變化。按照本發(fā)明第二實施例，相繼收集的FCB樣本之間的相位差可被用于此目的。
相繼的相位和φM(k)相互關(guān)系以下式表示φM(k)=φM(k-1)+Σj=1M(φ(kM+j)-φ(kM+j-1))---(18)]]>因為相位采樣都是等距離的，φM(k)與它的初始值φM(k0)以及相繼收集的FCB樣本之間的相位差之和ΔφM(j)有關(guān)φM(k)=φM(k0)+Σj=k0+1k0+kΔφM(j)---(19)]]>式19的結(jié)果替換式16中的φM(k)，頻偏e{ΔFM)可如下被估計e′{ΔFM}=(12MTsN0(N02-1)Σk=0N-1(k-N-12)[φM(k0)+Σj=k0+1k0+kΔφM(j)])Fs2π----(20)]]>因為Σk=0N-1(k-N-12)=0,]]>式20中相位初值φM(k0)沒有任何影響。按此方式實現(xiàn)頻偏估計，F(xiàn)CB相繼采樣之間的相位變更得以補償，即獲得相展開，并不需要存儲器保持跟蹤相移。此方法可使用示于圖3的裝置來實現(xiàn)。
示于圖3的裝置同示于圖2的類似，盡管為了簡化，規(guī)一化器160和相位測定單元170已從圖3中略去。然而，替代加法器185，示于圖3的裝置包含了差值器200和求和與轉(zhuǎn)儲電路210。另外，圖3所示裝置不包括相展開器180。
參看圖3，相繼收集的接收的采樣和調(diào)制的頻率同步信號的采樣之間的相位差ΔφY(n)，在差值器200中以熟知的方式被計算。差值器200例如通過高通濾波器能很方便地實現(xiàn)，借助求和及轉(zhuǎn)儲電路210，每個相位差被加到前面累加的相位差上。
求和及轉(zhuǎn)儲電路210可用加法器和濾波器來實現(xiàn)，如用FIR濾波器，帶有M個設(shè)定為單位元素的系數(shù)。另外，相位差也可用其它器件來相加，例如積分及轉(zhuǎn)儲電路，可重置的積分器或者低通濾波器。當(dāng)M個相位差相加完畢，和被轉(zhuǎn)儲，也就是，由求和及轉(zhuǎn)儲電路210輸出到頻偏估計電路220。
頻率估計電路220計算一組為估計頻偏相繼收集的檢測到的頻率同步信號采樣之間的相位差的加權(quán)和，從而補償相繼收集的頻率同步信號采樣之間的相位變更，即執(zhí)行相展開，不要求存儲器來保持跟蹤相移。頻率估計電路220可用具有延遲元件D，累加器和系數(shù)bk的FIR濾波器來實現(xiàn)，這里bk=(12MTsN0(N02-1)(k-N-12))Fs2π,k=0,1,2,…,N-1,---(21)]]>為簡化示于圖3的裝置，系數(shù)ck可被用來替代bk，這里ck=Σj=kN-1bj,k=0,1,2,…,N-1---(22)]]>
這就免除了對圖3所示累加器的需要。
此方法的實現(xiàn)被表示在圖4A中，除了頻率估計電路230被使用而不是頻率估計電路220之外，示于圖4A的裝置類似于示于圖3的。頻率估計電路230可用具有延遲元件D和系數(shù)c0，c1，…，cN-2，cN-1的FIR濾波器實現(xiàn)。從圖4A中可以看到，頻偏估計電路230是較頻偏估計電路220更為簡單的器件。
上面描述的實施例論證了在接收的頻率同步信號中的頻偏如何能被估計。有不同的干擾影響這種估計，如噪聲，衰落等。如果估計的頻偏不精確，移動站的本地頻率基準(zhǔn)將不合適地同步于基站的載頻。因此，重要的是能確定估計的頻偏的精度，以便有必要時能進(jìn)行調(diào)節(jié)。
確定估計的頻偏精度的一種方法是使用等式17中表示的方差。然而，這要求SNR的知識。
按照本發(fā)明第三實施例，不要求SNR知識的另外的技術(shù)被提供。按照第三實施例，質(zhì)量因子δ可被估計，它指示出估計的頻偏的精度。估計的質(zhì)量因子e{δ}例如可通過將M個相位差的N個和的每一個與估計的頻偏e{ΔFM}之差的絕對值相加而被算出，見下式 理想情況下，這些差值和這樣估計出的質(zhì)量因子e{δ}應(yīng)當(dāng)為零。任何偏離表示存在有噪聲和/或有估計誤差。因此，估計的質(zhì)量因子e{δ}的數(shù)值越低，估計出的頻偏越精確。
圖4B給出按照本發(fā)明第三實施例，為評估估計e{ΔFM}的估計頻偏ΔFM和質(zhì)量因子δ的裝置示于圖4B的裝置，除了它包含一質(zhì)量因子估計電路240外，與示于圖4A的相同。質(zhì)量因子估計電路240根據(jù)上面的等式23計算質(zhì)量因子估計e{δ}。如果估計的質(zhì)量因子e{δ}指出估計的頻偏不足夠精確，即估計出的質(zhì)量因子大于一預(yù)置閾值，估計的頻偏能被調(diào)整，例如再次計算。
質(zhì)量因子估計電路240可用N個減法器，N個絕對值電路和一個加法器實現(xiàn)，減法器用以計算M個相位差的N組中每個與估計的頻偏之間的N個差值；絕對值電路用以計算N個差的絕對值；而加法器則相加該N個絕對值以得到估計的質(zhì)量因子e{δ}。為便于舉例和說明，雖然是與頻偏估計電路230分開給出，但應(yīng)該明白，質(zhì)量因子估計電路240和頻偏估計電路230可結(jié)合成單一器件。
為獲得優(yōu)化的頻偏估計，理想的是只有FCB的采樣應(yīng)該被使用。按照本發(fā)明第四實施例，接收的信號可在頻率選擇性濾波器中預(yù)濾波，以選擇對應(yīng)于FCB的頻帶使FCB與噪聲分離，從而增強信噪比。
如上面所說明的，在采用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中，傳送頻率同步信號的頻率大約是67.7KHz。接收的頻率同步信號的頻率可能偏離67.7MHz，因為基站的載頻和移動站本地頻率基準(zhǔn)之間缺乏同步。能被容忍的頻率偏離量取決于移動站中檢測器內(nèi)部晶體振蕩器的精度。例如，假定此晶體的精度是±16個百萬分之一(ppm)，在GSM900MHz的頻帶，在接收的頻率同步信號中可能的頻率偏移高達(dá)±14.4KHz。所以，理論上頻率選擇性濾波器的帶寬可被設(shè)置到±14.4KHz以67.7KHz為中心，也就是在53.5KHz到82.1KHz之間以抑制背景噪聲。按照一典型實施例，稍微窄一點的帶寬可被實際使用，例如±13KHz以67.7KHz為中心，大約相應(yīng)于Fs的0.05。
頻率選擇性濾波器的帶寬能適合通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)。對于使用無繩電話系統(tǒng)(CTS)的系統(tǒng)，例如，因為移動站和家用基站的附加頻率誤差，頻率偏離可能二倍于使用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)。所以，在采用CTS標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中頻率偏離高達(dá)±28.8KHz可被容忍。在這種系統(tǒng)中濾波器帶寬理論上可選為以傳送的頻率同步信號的頻率為中心的±28.8KHz。當(dāng)實際實現(xiàn)此選擇性濾波器時，帶寬可實用地選為發(fā)送頻率同步信號的頻率為中心的±27KHz，相應(yīng)于大約0.1Fs。
為實現(xiàn)這種頻率選擇性濾波器，接收的信號可從67.7KHz的中心頻率移頻到基帶，而后移動過的信號可被低通濾波。此移頻可通過將接收的頻率同步信號的同相和正交分量乘以exp(-2πjn67.7/270.833)=exp(-πjn/2)，它是實數(shù)域和虛線域中{1，0，-1，0}的序列，來實現(xiàn)。
移頻可按下式執(zhí)行 式中yI(n)和yQ(n)分別表示實際接收的頻率同步信號的同相和正交分量，也就是y(n)=yI(n)+jyQ(n)。因此，移頻可通過改變yI(n)和yQ(n)的符號，然后再將這兩個分量組合而執(zhí)行。
這個方法可用示于圖4C的裝置來實現(xiàn)，示于圖4C的元件除了加了一低通濾波器165和一移頻器162外與示于圖4B的相同。另外，圖4C顯示的規(guī)一化器160和相位量測電路170在圖4B中省略了。
如在圖4C中所表示的，規(guī)一化頻率同步信號在移頻器162中被移頻。移頻器162按照式24對規(guī)一化頻率同步信號進(jìn)行移頻，而且可用例如乘法器來實現(xiàn)。頻移的信號在低通濾波器165中被低通濾波，并且濾波后的信號yLP(n)的相位φYLP(n)在相差量測電路170中被量側(cè)。下面，頻偏和質(zhì)量因子的估計如前面所說明的，并參考圖4A和4B。
根據(jù)第四實施例，頻率選擇性濾波器通過降低感興趣頻段之外的噪聲而增強了信噪比SNR。理論上，感興趣頻段外的噪聲被降到零，而分別在采用GSM標(biāo)準(zhǔn)和CTS標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中，SNR增加10log(0.5/0.5)=10dB和10log(0.5/0.1)=7dB。因此，比SNR足以使式7的假設(shè)條件合理。實際上，噪聲不合被降到零，但噪聲的降低仍足夠達(dá)到所需的SNR。
頻率選擇性濾波器的使用能影響白高斯噪聲V(n)的分布并從而影響線性回歸的結(jié)果，然而，具有白噪聲的假定仍然有效，只要濾波器的帶寬相對比較大，例如比感興趣的頻帶大幾個千赫茲。
圖5A給出的典型方法用以按照本發(fā)明來估計頻偏。此方法從步500開始，在這里接收的信號被預(yù)濾波以改善頻率同步信號的檢測。接著到步510，檢出的頻率同步信號的采樣被收集。在步520，相繼的采樣被收集。在步530，相繼收集的樣本之間的相位差被計算。接下來，在步540，相位差加到另外的累加相位差上。在步550，作出判斷是否M個相位差都已經(jīng)計算完。如果沒有，處理返回步520，如果M個相位差已計算完成，M個相位差之和在步560被轉(zhuǎn)儲。接著，在步570，作出判斷是否M個相位差的N個和是否都被轉(zhuǎn)儲。如果沒有，處理返回步510，并且新樣本被收集。如果完成轉(zhuǎn)儲，在步580相加這N個和。按照一典型實施例，比步驟如可使用線性回歸通過計算N個和的加權(quán)平均來進(jìn)行，并且其結(jié)果就是估計的頻偏。
圖5B給出按照本發(fā)明用以估計質(zhì)量因子的典型方法。處理過程是在頻偏已被估計出以后開始。在步590，從M個相位差的N個和中每一個，減去被M加權(quán)的估計頻偏以得到N個差值，接著，在步600，計算出這N個差的絕對值。最后在步610，N個絕對值相加產(chǎn)生估計的質(zhì)量因子。
使用不同方法的頻偏估計仿真結(jié)果以及質(zhì)量因子估計被分別表示在圖6A-9D和圖10A-11D中。在下面的仿真中能應(yīng)用的傳送信道是典型市內(nèi)信道，取決于移動站和基站之間的障礙物數(shù)量，傳輸信道可以是典型市內(nèi)信道或瑞利(Rayleigh)信道。瑞利信道一般用在當(dāng)移動站位于城市郊區(qū)時。
在使用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中，采用瑞利信道的移動站的典型速度在每小時110到250千米(km/h)之間。這相當(dāng)于移動站處在高速公路上行駛的汽車上或在快速火車上。當(dāng)在市效區(qū)域障礙物增加時，瑞利衰落的干擾因素增加，則典型市內(nèi)信道被使用以代替瑞利信道。采用典型市內(nèi)信道的移動站的典型速度在3和50km/h之間，這分別對應(yīng)于在城郊步行者使用的移動站或在城市道路上行駛的汽車上的移動站。
在CTS系統(tǒng)中，移動站的速度對于瑞利和典型市內(nèi)信道兩者，通常假定為3km/h，這相當(dāng)于移動站在城郊以3km/h的速度運動。
對于不同速度下的兩個信道，頻偏估計的結(jié)果相類似。因此，下面只討論一種情況。在下面的仿真中，采用典型市內(nèi)信道在速度為3km/h時移動站的結(jié)果被說明，因為這代表一麻煩的方案。
圖6A-6D給出分別使用基本線性回歸，按照本發(fā)明修改的線性回歸，傳統(tǒng)技術(shù)和帶預(yù)濾波的傳統(tǒng)技術(shù)時頻偏估計的誤差概率。通過運行一千次仿真，這些結(jié)果的統(tǒng)計不確定性已被降低。
在圖6A-6D，顯示的誤差概率是針對使用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)，具有的SNR大約7.5dB。每個圖中有五條不同的曲線，從頂?shù)降走@些曲線分別代表具有50，100，200，400和800Hz的估計誤差的概率。
從圖6A和6B與圖6C和6D的比較可以看出，使用線性回歸估計頻偏比傳統(tǒng)技術(shù)有更低的誤差概率。甚至如圖6C中所表示的，包括傳統(tǒng)技術(shù)的預(yù)濾波，也不會產(chǎn)生與使用線性回歸所獲得的那些同樣好的結(jié)果。從圖6A和6B的比較可看出。按照本發(fā)明修改的線性回歸技術(shù)產(chǎn)生與線性回歸技術(shù)同樣好的結(jié)果。
圖7A-7D類似于圖6A-6D，只是誤差概率的表示是針對SNR大約11dB的情況。顯然從圖7A和7B與7C和7D的比較，也表明在這個SNR下，使用線性回歸估計頻偏，也比傳統(tǒng)技術(shù)產(chǎn)生的結(jié)果更好。另外，從圖7A與7B的比較也明顯得出，按本發(fā)明的修改線性回歸技術(shù)產(chǎn)生同基本線性回歸技術(shù)同樣好的結(jié)果。
從圖6A-7D可以看到，由于使用示于圖4C的低通濾波器165，當(dāng)ΔF超過15KHz時頻偏估計的性能變壞。然而，如上面指出的，在使用GSM900，晶體精度為±16ppm的系統(tǒng)中，頻偏ΔF不超過±14.4KHz。
類似的結(jié)果出現(xiàn)在使用CTS標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中，正如在圖8A-8D和9A-9D所表示的。像圖6A-6D一樣，圖8A-8D給出分別采用線性回歸，按照本發(fā)明修改的線性回歸，傳統(tǒng)技術(shù)和帶預(yù)濾波的傳統(tǒng)技術(shù)時頻偏估計的誤差概率。在圖8A-8D中，顯示的誤差概率是針對SNR大約為7.5dB的系統(tǒng)。圖9A-9D類似于圖8A-8D，只不過可應(yīng)用的SNR是大約11dB。
從這些圖的比較可以看出，對于頻偏估計線性回歸技術(shù)的結(jié)果優(yōu)于通過傳統(tǒng)技術(shù)得到的結(jié)果，并且按照本發(fā)明修改的線性回歸技術(shù)產(chǎn)生的結(jié)果同基本線性回歸的同樣好。
比較圖8A-9D與圖6A-7D，在使用CTS標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)相對于使用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)，對于較高的頻偏，頻偏估計的性能有少許改善。然而，同樣明顯的是在使用CTS標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)相對于使用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)，頻偏估計的性能也有總體上的少許變壞。
圖10A-10D和11A-11D給出分別對使用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)和使用CTS標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)時質(zhì)量因子估計的典型結(jié)果。可應(yīng)用的SNR對于圖10A和11A，圖10B和11B，圖10C和11C及圖10D和11D，分別是7.5，11，15及20dB。由于統(tǒng)計的不確定性，每個仿真被重復(fù)了200次。
在這些圖中，估計的質(zhì)量因子按頻偏的函數(shù)而被畫出，這里“+”表示對檢出的頻率同步信號估計的質(zhì)量因子，而“0”表示對FCB以外的信號估計的質(zhì)量因子。為仿真目的，對檢出的頻率同步信號，頻率被設(shè)定在7KHz。
從這些圖可以看到，其中存在“+”的估計的質(zhì)量因子e{δ}既具有小的值又具有小的方差。相反，存在“0”的，其方差和估計的質(zhì)量因子e{δ}較大。因此，通過規(guī)定一閾值，針對檢出的頻率同步信號和其它信號估計的質(zhì)量因子可被分為二個不同的簇。從圖10A-10D與圖11A-11D的比較中可以看出，在使用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中，比之使用CTS標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)，這些簇相互更加靠近。不過，在使用CTS標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中比使用GSM標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)，估計的質(zhì)量因子e{δ}有更大的方差。
從圖10A-11D還可以看到，由于頻率同步信號的預(yù)濾波，估計的頻偏ΔF，即使當(dāng)沒有頻率同步信號檢測時，也在檢測器容忍的范圍內(nèi)。因此，頻偏ΔF的合理值不能被用以指示信號是否是頻率同步信號。這樣一來，質(zhì)量因子在確定檢測的信號是不是頻率同步信號方面非常重要。
按照本發(fā)明，為估計檢測的頻率同步信號中的頻偏所要求的存儲器，通過劃分解調(diào)的頻率同步信號成每個組中M個相位差值的N個組而減少。這也避免了相展開的需要，因此進(jìn)一步減少對存儲器的要求，頻率同步信號可先預(yù)濾波以改善檢測，表示在上面各等式中的全部差值器，加法器，濾波器等等例如可在ASIC片子上實現(xiàn)，因存儲器要求的降低，本發(fā)明能以硬件來實現(xiàn)，這就降低了功率的消耗。
當(dāng)一移動站進(jìn)入由新的基站提供服務(wù)的新區(qū)域時，雖然初始同步特別重要，本發(fā)明還可應(yīng)用于維護(hù)移動站或任何其它類型的遠(yuǎn)端站與基站之間的同步。由于幾種原因，例如，周圍環(huán)境溫度的不同，系統(tǒng)部件老化，傳遞等等，會出現(xiàn)頻偏破壞同步的情況，這種維護(hù)同步是重要的。
還有，盡管上面所描述的參照在GSM移動無線通信系統(tǒng)中的應(yīng)用，對于熟悉本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明可以其它特定形式實施而不脫離其基本特征。例如，本發(fā)明采用調(diào)制的周期信號進(jìn)行同步而應(yīng)用到其它通信系統(tǒng)或任何系統(tǒng)。因此前面說明的實施例應(yīng)被看成是全方位的演示而非限制。
權(quán)利要求書按照條約第19條的修改1、在包含至少一發(fā)送器和至少一接收器的通信系統(tǒng)中，用以測定發(fā)送器的載頻與接收器的本地基準(zhǔn)頻率之間頻率偏移的方法，此方法包括以下步驟a)確定由發(fā)送器發(fā)送的和由接收器接收的頻率同步信號相繼采樣之間的相位差；b)將相位差加到累加相位差上；c)重復(fù)a)-b)步，直到M個累加相位差相加完畢；d)轉(zhuǎn)儲M個累加相位差之和，產(chǎn)生累加相位差之值為零；e)重復(fù)a)-d)步，直到M個累加相位差之N個和轉(zhuǎn)儲完畢；以及f)將M個累加相位差之N個和相加以得到估計的頻偏。
2．權(quán)利要求1的方法，其中相加N個和的步驟包括對N個和的每個進(jìn)行加權(quán)；以及將加權(quán)的N個和相加。
3．權(quán)利要求1的方法，其中相加N個和的步驟包括計算N個和的加權(quán)平均。
4．權(quán)利要求1的方法，其中相加N個和的步驟使用線性回歸實現(xiàn)。
5．權(quán)利要求1的方法，其中相加N個和的步驟補償了檢測出的頻率同步信號中的相位變化。
6．權(quán)利要求1的方法，其中相加N個和的步驟實現(xiàn)相展開。
7．權(quán)利要求1的方法還包括以下步驟i)為確定估計的頻偏精度，估計質(zhì)量因子。
8．權(quán)利要求7的方法，其中估計質(zhì)量因子的步驟包括下列步驟計算M個累加相位差和計算估計的頻偏之N個和中每一個之間的N個差值；計算N個差值的絕對值；和相加該N個絕對值以得到估計的質(zhì)量因子。
9．權(quán)利要求1的方法，還包括對接收器接收的信號進(jìn)行預(yù)濾波的步驟。
10．在包含至少一發(fā)送器和至少一接收器的通信系統(tǒng)中，用以估計發(fā)送器的載頻與接收器的本地基準(zhǔn)頻率之間頻率偏移的裝置，此裝置包括
用以計算由發(fā)送器發(fā)送的和由接收器接收的頻率同步信號相繼采樣之間的相位差的差值器；用以將相位差加到累加相位差上的加法器，其中相繼采樣的相位差被計算并被加到累加相位差中，直到M個累加相位差相加完畢，此時加法器轉(zhuǎn)儲M個相位差之和，置累加相位差的值為零；和用以接受轉(zhuǎn)儲的M個相位差之和的頻偏估計電路，其中差值器連續(xù)計算相繼采樣的相位差，而加法器連續(xù)進(jìn)行累加及將相位差相加，并且轉(zhuǎn)儲M個相差之和直到M個相位差之N個和被轉(zhuǎn)儲完畢，這時頻率偏移估計電路相加這M個相差之N個和以得到估計的頻偏。
11．權(quán)利要求10的裝置，其中頻率估計電路通過加權(quán)N個和中的每一個并相加此加權(quán)的N個和來相加N個和。
12．權(quán)利要求10的裝置，其中頻率估計電路通過計算加權(quán)平均來相加N個和。
13．權(quán)利要求10的裝置，其中頻率估計電路使用線性回歸來相加N個和。
14．權(quán)利要求10的裝置，其中頻率估計電路補償檢測出的頻率同步信號中的相位變化。
15．權(quán)利要求10的裝置，其中頻率估計電路通過相加N個和實現(xiàn)相展開。
16．權(quán)利要求10的裝置還包括用以確定估計的頻偏精度的質(zhì)量因子估計電路。
17．權(quán)利要求16的裝置，其中質(zhì)量因子估計電路包括N個減法器，用以計算M個累加相位差和計算估計頻偏之N個和中每一個之間差的N個差值；用以計算N個差值的絕對值的N個電路；和用以相加的N個絕對值以得到估計的質(zhì)量因子的加法器；18．權(quán)利要求17的裝置，其中被接收器接收的信號被預(yù)濾波。
權(quán)利要求
1.在包含至少一發(fā)送器和至少一接收器的通信系統(tǒng)中，用以測定發(fā)送器的載頻與接收器的本地基準(zhǔn)頻率之間頻率偏移的方法，此方法包括以下步驟a)收集由發(fā)送器發(fā)送的和由接收器檢測出的頻率同步信號的采樣；b)收集檢測出的頻率同步信號的相繼采樣；c)確定相繼收集的樣本之間的相位差；d)將相位差加到累加相位差上；e)重復(fù)b)-d)步，直到M個累加相位差相加完畢；f)轉(zhuǎn)儲M個累加相位差之和，置累加相位差之值為零；g)重復(fù)a)-f)步，直到M個累加相位差之N個和轉(zhuǎn)儲完畢；以及h)將M個累加相位差之N個和相加以得到估計的頻偏。
2．權(quán)利要求1的方法，其中相加N個和的步驟包括對N個和的每個進(jìn)行加權(quán)；以及將加權(quán)的N個和相加。
3．權(quán)利要求1的方法，其中相加N個和的步驟包括計算N個和的加權(quán)平均。
4．權(quán)利要求1的方法，其中相加N個和的步驟使用線性回歸實現(xiàn)。
5．權(quán)利要求1的方法，其中相加N個和的步驟補償了檢測出的頻率同步信號中的相位變化。
6．權(quán)利要求1的方法，其中相加N個和的步驟達(dá)到相展開的目的。
7．權(quán)利要求1的方法還包括以下步驟ⅰ)為確定估計的頻偏精度，估計質(zhì)量因子。
8．權(quán)利要求7的方法，其中估計質(zhì)量因子的步驟包括下列步驟計算M個累加相位差和計算估計的頻偏之N個和中每一個之間的N個差值；計算N個差值的絕對值；和相加該N個絕對值以得到估計的質(zhì)量因子。
9．權(quán)利要求1的方法，還包括對接收器接收的信號進(jìn)行預(yù)濾波以改善檢測出的頻率同步信號的步驟。
10．在包含至少一發(fā)送器和至少一接收器的通信系統(tǒng)中，用以估計發(fā)送器的載頻與接收器的本地基準(zhǔn)頻率之間頻率偏移的裝置，此裝置包括用以計算相繼收集的由發(fā)送器發(fā)送和由接收器檢測出的頻率同步信號樣本之間相位差的差值器；用以將相位差加到累加相位差上的加法器，其中相繼收集的樣本的相位差被計算并被加到累加相位差中，直到M個累加相位差相加完畢，此時加法器轉(zhuǎn)儲M個相位差之和，置累加相位差的值為零；和用以接受轉(zhuǎn)儲的M個相位差之和的頻偏估計電路，其中差值器連續(xù)計算相繼收集的樣本的相位差，而加法器連續(xù)進(jìn)行累加及將相位差相加，并且轉(zhuǎn)儲M個相位差之和直到M個相位差之N個和被轉(zhuǎn)儲完畢，這時頻率偏移估計電路相加這M個相差之N個和以得到估計的頻偏。
11．權(quán)利要求10的裝置，其中頻率估計電路通過加權(quán)N個和中的每一個并相加此加權(quán)的N個和來相加N個和。
12．權(quán)利要求10的裝置，其中頻率估計電路通過計算加權(quán)平均來相加N個和。
13．權(quán)利要求10的裝置，其中頻率估計電路使用線性回歸來相加N個和。
14．權(quán)利要求10的裝置，其中頻率估計電路補償檢測出的頻率同步信號中的相位變化。
15．權(quán)利要求10的裝置，其中頻率估計電路通過相加N個和實現(xiàn)相展開。
16．權(quán)利要求10的裝置還包括用以確定估計的頻偏精度的質(zhì)量因子估算電路。
17．權(quán)利要求16的裝置，其中質(zhì)量因子估計電路包括N個減法器，用以計算M個累加相位差和估計的頻偏之N個和中每一個之間差的N個差值；用以計算N個差值的絕對值的N個電路；和用以相加N個絕對值以得到估計的質(zhì)量因子的加法器。
18．權(quán)利要求17的裝置，其中被接收器接收的信號被預(yù)濾波以改善頻率同步信號的檢測。
全文摘要
在包含至少一發(fā)送器和至少一接收器的通信系統(tǒng)中,發(fā)送器的載頻和接收器本地頻率基準(zhǔn)之間的頻率偏移被估計。相繼收集的由發(fā)送器發(fā)送的和由接收器檢測的頻率同步信號樣本之間的相位差被計算。此相位差被加到累加相位差上。相繼收集的樣本之相位差極計算并加到累加相位差上,直到M個累加相位差被相加完畢。M個相位差之和被轉(zhuǎn)儲,置累加相位差的結(jié)果為零。相繼收集的樣本的相位差被計算,加相位差到累加相位差上,并且M個相位差之和被轉(zhuǎn)儲直到M個相位差之N個和被轉(zhuǎn)儲完。相加M個相位差的N個和以得到估計的頻偏。
文檔編號H04L27/00GK1286825SQ9881316
公開日2001年3月7日 申請日期1998年11月13日 優(yōu)先權(quán)日1997年11月17日
發(fā)明者R·阿塔里烏斯, G·弗蘭克 申請人:艾利森電話股份有限公司