專利名稱：利用副采樣離散富里葉變換的寬帶信道化的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及寬帶信道化技術(shù)，更具體而言，涉及一種利用副采樣離散富里葉變換濾波器組對(duì)寬帶信號(hào)信道化的方法。
相關(guān)技術(shù)描述需要同時(shí)接收多重?zé)o線電信道的無(wú)線電接收機(jī)要求從一個(gè)寬帶信號(hào)中提取許多無(wú)線電信道。這樣的接收機(jī)可以包括宏基站，微基站，皮基站等。這些類型的接收機(jī)典型情況下是按照頻率復(fù)用方案操作的，有效地將每個(gè)基站限制在所有可得到的信道的一個(gè)均勻間隔的子集內(nèi)。
在一種現(xiàn)有技術(shù)實(shí)施方案中，利用DFT(離散富里葉變換)濾波器組從一個(gè)寬帶信號(hào)中抽取各個(gè)無(wú)線電信道?，F(xiàn)有的DFT信道化器的問(wèn)題是從寬帶無(wú)線電信號(hào)中抽取每個(gè)信道。這樣做需要信道化器進(jìn)行大量算術(shù)運(yùn)算并且增加接收機(jī)的成本/復(fù)雜性。因?yàn)槊總€(gè)基站只利用所有可得到信道的一個(gè)均勻間隔的子集。因此，希望有一種更有效，較簡(jiǎn)單的方法從寬帶信號(hào)中抽取無(wú)線電信道。
發(fā)明概述本發(fā)明克服上述的和其它的在接收機(jī)內(nèi)利用信道化器處理寬帶信號(hào)的問(wèn)題。寬帶信號(hào)起初由副采樣濾波器組處理，從接收到的寬帶信號(hào)內(nèi)的多個(gè)信道中抽取所選數(shù)目的均勻間隔信道。副采樣DFT信道化器由一組多相濾波器構(gòu)成，用于從寬帶信號(hào)中抽取所有的潛在信道(總共M個(gè)信道)。然后將該多相濾波器輸出進(jìn)行時(shí)間混疊以產(chǎn)生第二序列信號(hào)，在數(shù)量上等于所選數(shù)目的均勻間隔信息(
個(gè)所希望的信道)。
由
點(diǎn)的逆離散富里葉變換對(duì)這種第二序列的信號(hào)進(jìn)行處理，得到
個(gè)帶通信號(hào)。然后將該逆離散富里葉變換的系數(shù)與一系列載波信號(hào)混合，以便將這些帶通信號(hào)推移到基帶，結(jié)果從寬帶信號(hào)抽出
個(gè)均勻間隔的信道。這種系統(tǒng)大大地減少了需要處理的總量。在依據(jù)本發(fā)明的系統(tǒng)中，為產(chǎn)生所希望的信道的必要算術(shù)運(yùn)算的數(shù)目大大低于目前為抽取每個(gè)信道所需的算術(shù)運(yùn)算數(shù)目。
附圖簡(jiǎn)述為了更完全地理解本發(fā)明，隨同附圖參考以下的詳述，其中

圖1是一種普通寬帶接收機(jī)的方框圖；圖2是一種DFT信道化器中一個(gè)單一分支的功能性簡(jiǎn)圖；圖3是一種DFT信道化器的簡(jiǎn)圖；和圖4是一種副采樣DFT信道化器的方框圖。
發(fā)明詳述現(xiàn)在參考附圖，更具體而言是圖1，在此示出一種普通寬帶接收機(jī)的方框圖，所發(fā)送的寬帶信號(hào)在天線5上被接收，通過(guò)幾級(jí)混合與濾波(通常示于10上)，信號(hào)被處理成所希望的頻帶，然后由混頻器15下混頻為基帶信號(hào)X(t)，為了輸入到寬帶的模數(shù)變換器20，帶有相當(dāng)寬的帶寬，模數(shù)變換器20將模擬寬帶信號(hào)X(t)變換為數(shù)字寬帶信號(hào)X(n)，然后由數(shù)字信道化器25處理以便抽取各個(gè)無(wú)線電信道30。先前技術(shù)的DFT信道化器25(如圖3中所示)提供一種計(jì)算上有效的方式用于在寬帶信號(hào)X(n)內(nèi)抽取每個(gè)信道。
現(xiàn)在參考圖2，在此示出一種DFT信道化器中一個(gè)分支的功能性簡(jiǎn)圖。Ho(w)代表一個(gè)實(shí)低通FIR濾波器，在濾波器組內(nèi)每個(gè)其它的濾波器是這種低通原型的受調(diào)型式，因此，Hi(w)=Hi(w-2πMi);]]>0≤i≤M-1，M等于信道數(shù)目。注意，Hi(w)代表一個(gè)在離散時(shí)間頻率
為中心的帶通復(fù)值濾波器，或者等效地圍繞連續(xù)時(shí)間頻率
為中心(Fs是A/D變換器的采樣頻率，M等于在{-Fs/2，+Fs/2}之間的信道總數(shù))。換句話說(shuō)，在濾波器組中有精確的M個(gè)等帶寬濾波器，間隔為
，只有當(dāng)M是下采樣因數(shù)N的整數(shù)倍時(shí)圖3的DFT信道化器才是有效的(即，M＝N×K，其中K是某個(gè)正整數(shù))。利用逆離散富里葉變換(IDFT)和低通原型濾波器Ho(n)的多相分解可以有效地實(shí)現(xiàn)DFT信道化器，這種實(shí)現(xiàn)方法典型情況下稱為DFT信道化器并示于圖3中。rk[n]=Σi=0M-1Si[n]ej2πTMki;0≤K≤M-1]]>現(xiàn)在參考圖3，在此示出一種DFT信道化器的方框圖，在圖3中，Ei(z)s代表Ho(z)的多相組分。因此，Hi(z)=Σi=0m-iz-1Ei(zm)]]>其中ei(n)＝hi[nM+i] 0≤i≤M-1現(xiàn)有技術(shù)DFT信道化器的主要限制在于它對(duì)頻率范圍
中每個(gè)信道進(jìn)行信道化；即使這些信道中只有一個(gè)子集可能被實(shí)際需要。例如，在利用7/21頻率復(fù)用計(jì)劃的大多數(shù)蜂窩系統(tǒng)中，每個(gè)基站只利用每七個(gè)無(wú)線電信道當(dāng)中的一個(gè)。因此，接收機(jī)只需要對(duì)每第七個(gè)信道進(jìn)行信道化。
現(xiàn)在參考圖4，在此示出本發(fā)明的一種副采樣DFT信道化器的方框圖。對(duì)于副采樣的DFT信道化器，假定只有每第L個(gè)輸出信道必須被計(jì)算并且信道M的總數(shù)是L的整倍數(shù)，因此，M＝L×r其中r是某個(gè)正整數(shù)。
從離散寬帶信號(hào)X(n)，副采樣DFT信道化器只計(jì)算所希望的信道。
{c0[n]，cL[n]，c2L[n]，…，cM-L[n]}比較圖4和圖3，我們看到副采樣DFT信道化器用時(shí)間混疊方框和
點(diǎn)IDFT替代M點(diǎn)IDFT，時(shí)間混疊方框和
點(diǎn)IDFT的組合的復(fù)雜性遠(yuǎn)小于M點(diǎn)IDFT的復(fù)雜性。
時(shí)間混疊方框的輸出是從按照下式的多相濾波器的輸出構(gòu)成的，
0≤i≤Q-1，其中
和
0≤K≤Q-1在圖5的副采樣DFT信道化器中
點(diǎn)IDFT的Q輸出是{r0[n]，rL[n]，r2L[n]，…，rm-L[n]}，(即，在圖3中IDFT方框的第L個(gè)輸出)。
同樣，在圖5中副采樣DFT信道化器的最后輸出是{c0[n]，cL[n]，c2L[n]，…，cm-L[n]}，(即，圖3中DFT信道化器的每第L個(gè)最后輸出)。
例如，讓我們考慮一個(gè)近似10MHZ的帶寬的模擬信號(hào)X(n)，并且讓我們假定每個(gè)無(wú)線電信道符合D-AMPS標(biāo)準(zhǔn)。尤其是，信道間隔是fcs＝30KHZ。而且，讓我們假定采用7/21頻率復(fù)用方式，因此，只有每第七個(gè)信道需要從X(n)中抽出，即，L＝7。
如果A/D變換器的采樣頻率設(shè)置為Fs＝34.02MHZ，則整個(gè)圖3的DFT信道化器可用于在X(n)中每隔30KHZ頻率抽取一次。在這種情況下，總的信道數(shù)為
。規(guī)模為1134的IDFT需要由DFT信道化器每隔
秒執(zhí)行一次。因?yàn)?134是一個(gè)高的非素?cái)?shù)，Dooley-Tukey FFT算法可用來(lái)有效地計(jì)算此IDFT。
換一種方法，圖4的副采樣DFT信道化器可用于從X(n)中抽取只需每第7信道一次(即，如果A/D變換器的采樣頻率設(shè)置為Fs＝34.02MHZ，L＝7)。在這種情況下，162點(diǎn)IDFT需要由副采樣DFT信道化器每隔
秒執(zhí)行一次(因?yàn)?
)1134點(diǎn)IDFT的復(fù)雜性是162點(diǎn)IDFT的復(fù)雜性的大約七倍。
現(xiàn)在回過(guò)來(lái)參考圖4，離散寬帶信號(hào)X[n]由多相濾波器組100采樣和濾波以產(chǎn)生序列Si[n]。Si[n]信號(hào)的每個(gè)分支由L在105產(chǎn)生時(shí)間混疊以產(chǎn)生新序列zi[n]。
點(diǎn)IDFT110取自序列zi[n]，得到序列ri[n]，此序列與載波信號(hào)序列ejWrNn在混頻器115混合；其中
，從寬帶信號(hào)得到所選的信道。
在副采樣DFT信道化器中的
點(diǎn)IDFT可利用任何已知的計(jì)算DFT/IDFT的快速算法算得。這些算法包括基數(shù)為2的FFT算法，Cooley-TukeyFFT算法，Wionogard素?cái)?shù)長(zhǎng)度FFT算法，以及素?cái)?shù)因子FFT算法，取決于
的精確值，一種計(jì)算IDFT的特定算法可能是更有效些。因此，副采樣DFT信道化器的自由參數(shù)(例如，F(xiàn)s和M)可以如此選取，使得利用一些特定的FFT/IFFT算法可以更有效地計(jì)算所得到的IDFT，換句話說(shuō)，這些參數(shù)可被選擇成得到一種可被有效地計(jì)算的IDFT的規(guī)模。
例如，如果
是一個(gè)高的非素?cái)?shù)，則Cooley-Tukey FFt算法可被用來(lái)有效地計(jì)算所得到的IDFT。否則，如果
是一個(gè)素?cái)?shù)，則Winograd素?cái)?shù)長(zhǎng)度FFT算法可用來(lái)有效地計(jì)算所得到的IDFT。最后，如果
是4的冪數(shù)，基數(shù)為4的FFT算法可用來(lái)有效地計(jì)算所得到的IDFT。
雖然本發(fā)明的方法和設(shè)備的一種最佳實(shí)施方案已在附圖中作了說(shuō)明并在上面的詳述中作了描述，應(yīng)該理解，本發(fā)明并非限于所公開的實(shí)施方案，而是能夠有許多重新的安排，修改，和替換，而不偏離由以下的權(quán)利要求所提出并規(guī)定的本發(fā)明的精神。
權(quán)利要求
1.一種接收機(jī)，包括將接收到的信號(hào)變換為模擬基帶信號(hào)的裝置；將模擬基帶信號(hào)變換為數(shù)字基帶信號(hào)的模數(shù)變換器；和從數(shù)字基帶信號(hào)抽取多個(gè)所選的，均勻間隔信道的副采樣DFT信道化器。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中副采樣DFT信道化器包括用于抽取第一序列信號(hào)的多個(gè)多相濾波器；用于將第一序列信號(hào)時(shí)間混疊產(chǎn)生第二序列信號(hào)的裝置；用于從第二序列信號(hào)計(jì)算多個(gè)所選的，均勻間隔信道的IDFT系數(shù)的
點(diǎn)逆離散富里葉變換；和用于將IDFT系數(shù)與載波信號(hào)序列組合以提供多個(gè)所選的，均勻間隔信道的裝置。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的接收機(jī)，其中第一序列信號(hào)包括數(shù)字基帶信號(hào)內(nèi)的每個(gè)信道。
4.根據(jù)權(quán)利要求2的接收機(jī)，其中第二序列信號(hào)只包括許多等于所選的，均勻間隔信道數(shù)目的信號(hào)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中副采樣的DFT信道化器可從數(shù)字基帶信號(hào)中抽取任何第一信道。
6.一種處理寬帶信號(hào)的信道化器，包括接收寬帶信號(hào)的裝置；從接收到的寬帶信號(hào)內(nèi)的多個(gè)信道中抽取許多所選的，均勻間隔信道的副采樣DFT信道化器；和輸出所選的，均勻間隔信道的裝置。
7.根據(jù)權(quán)利要求6的信道化器，其中副采樣DFT信道化器包括用于抽取第一序列信號(hào)的多個(gè)多相濾波器；
按照
點(diǎn)逆離散富里葉變換處理第二序列信號(hào)以獲得所選數(shù)量的均勻間隔信道的IDFT系數(shù)；和將IDFT系數(shù)與載波信號(hào)序列混合以獲得所選數(shù)量的均勻間隔信道。
14.根據(jù)權(quán)利要求11的方法，其中抽取步驟進(jìn)一步包括以下步驟將寬帶信號(hào)濾波以抽取多個(gè)信道中每一個(gè)；從所抽取的多個(gè)信道中確定所選數(shù)量的均勻間隔信道的IDFT系數(shù)；和將IDFT系數(shù)與載波信號(hào)序列混合以獲得所選數(shù)量的均勻間隔信道。
全文摘要
公開了一種接收機(jī)和處理寬帶信號(hào)的信道化器。信道化器由接收寬帶信號(hào)的接收機(jī)組成,所接收到的寬帶信號(hào)由副采樣DFT信道化器處理,從接收到的寬帶信號(hào)內(nèi)的多個(gè)信道中提取所選數(shù)量的均勻間隔信道,然后這些擔(dān)取出的均勻間隔信道被輸出供接收機(jī)進(jìn)一步處理。
文檔編號(hào)H04B1/66GK1269067SQ98808635
公開日2000年10月4日 申請(qǐng)日期1998年8月27日 優(yōu)先權(quán)日1997年8月29日
發(fā)明者K·C·贊吉 申請(qǐng)人:艾利森公司