專利名稱：幀波形相互修正形資料信號(hào)的解調(diào)方法
《發(fā)明之背景》<發(fā)明之領(lǐng)域>
本發(fā)明系關(guān)于傳送過程中混入雜訊之中，特別是對(duì)于會(huì)引起大的干擾的干擾雜訊，使用可以提升其承受度的頻譜擴(kuò)散調(diào)制的通信方式，以及使用對(duì)于有色雜訊可以提升其承受度的基帶脈沖調(diào)制或帶通形資料調(diào)制的通信方式。
<現(xiàn)有技術(shù)之說明>
頻譜擴(kuò)散通信系依據(jù)傳送資料以調(diào)制擴(kuò)散符號(hào)系列，將呈現(xiàn)比較窄頻帶之頻譜之上述資料擴(kuò)散成廣頻帶加以傳送，呈現(xiàn)每單位頻率之傳送電力小，可以使對(duì)于其他通信的干擾成為比較輕微的水準(zhǔn)，同時(shí)，對(duì)于在傳送過程中混入的環(huán)境雜訊，即一般的外來雜訊以及對(duì)于由期望臺(tái)以外的其他的移動(dòng)臺(tái)-干擾臺(tái)進(jìn)來的干擾雜訊，本質(zhì)上具有強(qiáng)的承受性等的很多特徵之優(yōu)異的通信方式。但是，由于從多數(shù)臺(tái)來的通信共用相同頻帶之故，也存在由于干擾雜訊導(dǎo)致的干擾成為控制支配之問題點(diǎn)。


圖1是顯示經(jīng)由無線通信途徑進(jìn)行頻譜擴(kuò)散通信的移動(dòng)通信系統(tǒng)之一般的構(gòu)成方塊圖，發(fā)信機(jī)TX系于以系列產(chǎn)生器1產(chǎn)生的擴(kuò)散符號(hào)系列將2值傳送資料b相乘調(diào)制，獲得基帶傳送輸出s(t)，再者，以振蕩器2產(chǎn)生的頻率f0的載波調(diào)制基帶傳送輸出s(t)，將包含資料b的載波頻譜擴(kuò)散後，經(jīng)由無線通信途徑送出于接收機(jī)RX。又，擴(kuò)散符號(hào)系列一般使用與上述資料b之周期長相同，位元周期長之偽雜訊(PN系列)，以下以PN系列之中，最廣泛被使用的M系列為例，加以說明。
接收機(jī)RX將被頻譜擴(kuò)散調(diào)制的信號(hào)通過省略圖示的天線，導(dǎo)入放大器3，放大為所希望之電平，將此被放大的信號(hào)與局部振蕩器4的本地信號(hào)f1(＝f0)頻率混合，由此信號(hào)經(jīng)過低通濾波器5解調(diào)為基帶頻帶的接收擴(kuò)散信號(hào)r(t)。即，進(jìn)行相關(guān)(coherent)解調(diào)，或非相關(guān)解調(diào)。
將此基帶頻帶擴(kuò)散信號(hào)r(t)與由系列產(chǎn)生器6被產(chǎn)生的與上述發(fā)信機(jī)TX使用的符號(hào)相同的M系列符號(hào)輸入乘法器7，將其結(jié)果所獲得之乘積輸出經(jīng)由積分器8，于M系列的系列長(1幀)的期間進(jìn)行積分，以獲得匹配濾波輸出。將此輸出以檢波器9在上述幀的結(jié)束時(shí)間點(diǎn)進(jìn)行檢波，經(jīng)由與閾值比較之硬判定機(jī)能，解調(diào)2值接收資料b。將以此解調(diào)資料為基本而被制作之控制信號(hào)經(jīng)過同步檢波器10，輸入上述系列產(chǎn)生器6的控制端子，使之與接收之信號(hào)相位同步地，控制M系列的產(chǎn)生時(shí)機(jī)。又，于圖1的接收機(jī)RX中，雖然經(jīng)常會(huì)有交換配置經(jīng)由局部振蕩器4與系列產(chǎn)生器6之乘積機(jī)能，但是全體的解調(diào)機(jī)能是相同的。
圖2系模擬顯示傳送過程之信號(hào)的頻譜圖，11為頻譜擴(kuò)散調(diào)制信號(hào)的頻譜，12為混入的環(huán)境雜訊的頻譜。將此于接收機(jī)進(jìn)行依據(jù)M系列的解調(diào)(逆擴(kuò)散)，如圖3所示那樣，被擴(kuò)散為廣頻帶之上述頻譜擴(kuò)散調(diào)制信號(hào)11成為窄頻帶的信號(hào)13，又，環(huán)境雜訊12由于成為分散于廣頻帶之信號(hào)14，為一種可抑制環(huán)境雜訊的影響的通信方式。
圖4系顯示現(xiàn)有技術(shù)的直接擴(kuò)散形頻譜擴(kuò)散通信方式(DS-SS)之?dāng)U散符號(hào)(脈沖)系列mI與2值信息的對(duì)應(yīng)圖，是符號(hào)長L＝7(小片段chip)之例。同圖中，b系應(yīng)傳送2值資料，T為資料的周期(幀周期)，Tc為小片段周期，sI(t)系b與mI(t)的乘積輸出。傳送幀s(t)系將sI(t)之各脈沖作為方形波的傳送用基帶波形。又，mI(t)與m(t)系由下式?jīng)Q定。mI(t)=Σi=0L-1ciδ(t-iTc)0≤t≤T…(1)]]>m(t)=Σi=0L-1ciq1(t-iTc)…(2)]]>
此處，ci(i＝0、1、2...L-1L為擴(kuò)散系列的系列長)為擴(kuò)散系列的第i號(hào)之小片段振幅，δ為δ函數(shù)，q1為方形波函數(shù)。如圖所示，對(duì)應(yīng)“1”，將mI(t)之方形波m(t)送出，而對(duì)應(yīng)于“0”，則將它的倒相輸出m(t)送出。實(shí)際上，將s(t)頻帶限制在fc＝T以下的信號(hào)轉(zhuǎn)換為無線頻率頻帶予以傳送。此後資料信號(hào)的占有頻帶寬幾乎為fD＝1/T，擴(kuò)散傳送輸出s(t)的占有頻帶寬幾乎為fc＝T-1，由下式給出fc＝LfD…(4)又，將q1(t)使用鄰接標(biāo)本點(diǎn)之自相關(guān)函數(shù)采用0之類的波形q′1(t)(稱為修正標(biāo)本化函數(shù)，q1(t)之DFT轉(zhuǎn)換具有馀弦衰減隨頻率逐漸增大特性)以代替式(3)之類的方形波以傳送之亦可。此情形下，在接收側(cè)與發(fā)信側(cè)相同地準(zhǔn)備q′1(t)，依據(jù)此波形進(jìn)行相關(guān)解調(diào)，接收信號(hào)中之希望波成分成為(2)式之脈沖列。將此脈沖列經(jīng)由以mI(t)的逆擴(kuò)散，可以檢測(cè)信號(hào)。因此，頻譜擴(kuò)散調(diào)制信號(hào)占有極為廣之頻帶之故，可以將有色雜訊電力(與信號(hào)m(t)相同成分)壓抑在1/L，對(duì)于雜訊有強(qiáng)承受度。
但是，通常L＞＞1，不管使用L倍之頻帶，同時(shí)通話數(shù)Ns成為Ns＜＜L(L的數(shù)分之一的程度)，同時(shí)傳送容量/Hz成為時(shí)間分割多路通信方式(TDMA)之(Ns/L)倍。因此，與時(shí)間分割多路通信方式相比，傳送路徑之頻帶利用效率一般有極為低之缺點(diǎn)。
此種同時(shí)通話數(shù)Ns與L相比，無法設(shè)定為大之理由，系由于分配給希望臺(tái)的M系列m0(t)與分配給其他移動(dòng)臺(tái)的種類不同的M系列mk(t)(k≠0)之相互間存在之相互相關(guān)系數(shù)無法設(shè)成很小之故。又，一般對(duì)于在有色雜訊或在傳播過程中由于多路反射(multipath多路徑)所產(chǎn)生之延遲波、伴隨衰減之傳播雜訊等的抑制效果也不充分，這些要因主要使得頻譜擴(kuò)散通信方式的頻率利用效率降低。
現(xiàn)有技術(shù)的直接擴(kuò)散形頻譜擴(kuò)散通信方式之過程增益Gp，系由下式?jīng)Q定Gp＝10log10L…(5)假如進(jìn)入雜訊為單一頻率，其相位與m0(t)相同之情形，接收側(cè)解調(diào)後的解調(diào)雜訊電力(圖1的積分器8的輸出)對(duì)于進(jìn)入雜訊電力(圖1的LPF5的輸出)，如上所述成為1/L。然而，不同M系列相互間之相互相關(guān)值，由于m0(t)與mk(t)系依據(jù)各別獨(dú)立的發(fā)信信息而被調(diào)制，再者，依據(jù)兩者的幀之相互相位而變動(dòng)，其平均值雖然可由ρ=1/L]]>求得，但是最差相關(guān)值比該值顯著大很多。其結(jié)果，為具有高相互相關(guān)之干擾波多數(shù)長時(shí)間進(jìn)入，其結(jié)果符號(hào)誤差率顯著劣化的情形經(jīng)常發(fā)生之故，會(huì)產(chǎn)生無法將同時(shí)通話數(shù)Ns設(shè)定為大數(shù)值的問題點(diǎn)。
《發(fā)明之公開披露》鑒于上述現(xiàn)有技術(shù)的問題點(diǎn)，本發(fā)明之目的在于提供在各種雜訊之中，其他臺(tái)間干擾雜訊為統(tǒng)治支配之情形，藉由將某幀的干擾雜訊以其他幀之干擾雜訊相抵消的方法，使接收側(cè)SN比與過程增益GP相比可以顯著提高之幀波形相互修正形資料信號(hào)的解調(diào)方式。
本發(fā)明于資料傳送方式中，經(jīng)由壓抑干擾雜訊、白雜訊，可以改善其接收解調(diào)SN比，應(yīng)用于使用2值-3值脈沖波形的基帶傳送或帶通形資料傳送，可以實(shí)現(xiàn)符號(hào)間干擾雜訊或白雜訊之壓抑。後者之例有對(duì)于時(shí)間分割多路通信(TDMA)方式被使用之相位調(diào)制(PSK)、頻率調(diào)制(FSK)、正交調(diào)制(QAM)、正交頻率分割調(diào)制(OFDM)等。再者，應(yīng)用于同一傳送頻帶由多數(shù)使用者共用之符號(hào)分割多路通信(CDMA)方式，對(duì)于干擾雜訊之壓抑可以顯著發(fā)揮效果。
為了解決上述課題，本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第1項(xiàng)的發(fā)明，其特徵為在每一符號(hào)幀周期，依據(jù)2值或多值信息調(diào)制傳送載波或擴(kuò)散系列，將在接收側(cè)接收之各接收幀波形解調(diào)檢測(cè)以復(fù)原為上述信息之資料傳送方式中，藉由將0號(hào)之幀波形與j號(hào)之幀波形之雜訊成分相互抵消地，于兩幀之至少其中一方乘上修正系數(shù)予以相加，以產(chǎn)生差分幀，將被包含于該差分幀之傳送信息成分經(jīng)由相關(guān)檢測(cè)以復(fù)原傳送信號(hào)。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第2項(xiàng)之發(fā)明，其特徵為于上述第1項(xiàng)的發(fā)明中，制作將接收幀波形分割為多個(gè)小片段區(qū)間之接收小片段波形，或?qū)⒃撔∑尾ㄐ尾糠值亟庹{(diào)之接收小片段脈沖，將該接收小片段波形或接收小片段脈沖一面維持保持該接收幀之信號(hào)成分之條件，一面移動(dòng)于其他的1～多個(gè)的小片段位置，藉由使用作為替代該小片段位置的接收輸入，以制作修正接收幀，使用此修正接收幀，藉由上述第1項(xiàng)發(fā)明之手段可以檢測(cè)出通信信息。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第3項(xiàng)發(fā)明，其特徵為于上述第1項(xiàng)發(fā)明中，在接收側(cè)之相關(guān)檢波過程中，獲得1對(duì)之各個(gè)接收幀與基準(zhǔn)信號(hào)波的各個(gè)乘積輸出交流成分，求得1對(duì)之乘積輸出交流成分之相互相關(guān)系數(shù)，對(duì)于該1對(duì)之接收幀之至少一方之接收幀，乘以基于上述相互相關(guān)系數(shù)而產(chǎn)生的修正系數(shù)之波形與另一方之接收幀相加以制作差分幀波形，可以藉由相關(guān)檢波以檢測(cè)出被包含于該差分幀中的希望臺(tái)基準(zhǔn)信號(hào)波成分。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第4項(xiàng)發(fā)明，其特徵為于上述第3項(xiàng)發(fā)明之中，以第0號(hào)的接收幀為基準(zhǔn)，取出與此成對(duì)之第1號(hào)之接收幀，求得兩者之該乘積輸出交流成分相互間之相互相關(guān)系數(shù)，產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于此值之絕對(duì)值變大之1＝j(luò)號(hào)之接收幀之差分幀，求取將被包含于該差分幀之希望臺(tái)基準(zhǔn)信號(hào)波成分做相關(guān)檢波之輸出，依序求得在與第0號(hào)之接收幀成對(duì)之其他的接收幀之間求得之同樣的相關(guān)檢波輸出，經(jīng)由判定這些檢波輸出之振幅最大值或平均值，以檢測(cè)出傳送信息。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第5項(xiàng)的發(fā)明，其特徵為于上述第4項(xiàng)發(fā)明之中，以第0號(hào)之接收幀為基準(zhǔn)，將對(duì)于與此成對(duì)之第1號(hào)之接收幀被制作之該差分幀與希望臺(tái)擴(kuò)散系列之乘積輸出交流成分與其他之該差分幀之同樣的乘積輸出交流成分比較，這些之交流成分電力之中，求得將被包含在對(duì)應(yīng)于其值成為小數(shù)值之1＝U號(hào)之接收幀之該差分幀之希望臺(tái)基準(zhǔn)信號(hào)波成分做相關(guān)檢波之輸出，經(jīng)由判定這些檢波輸出之振幅最大值或平均值之極性，以檢測(cè)出傳送信息。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第6項(xiàng)發(fā)明，其特徵為于上述第4項(xiàng)發(fā)明之中，對(duì)于第0號(hào)之基準(zhǔn)接收幀被制作的該差分幀的希望臺(tái)擴(kuò)散系列之乘積輸出交流成分，與其他該差分幀之同樣的乘積輸出交流成分之相關(guān)系數(shù)在超過預(yù)先決定之閾值之情形，藉由將上述修正系數(shù)乘上該差分幀之至少其中一方，將兩者相加以制作再差分幀，藉由將被包含于該再差分幀之希望臺(tái)基準(zhǔn)信號(hào)成分做相關(guān)檢波，以檢測(cè)出傳送信息。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第7項(xiàng)發(fā)明，其特徵為于第1至第6項(xiàng)發(fā)明之中，由多個(gè)之小片段信號(hào)與被包含于該各小片段區(qū)間之小片段雜訊所構(gòu)成之接收幀之各小片段波形，或積分各小片段波形所獲得之各小片段脈沖輸出，在不變更被包含于上述接收幀之信號(hào)成分之條件下，于同一幀內(nèi)，移動(dòng)于別的1～多個(gè)之小片段位置，藉由使用作為該小片段位置之接收輸出之代替，附加變更該接收幀的含有雜訊成分的手段，使用第0號(hào)之接收幀及與其成對(duì)的第1號(hào)的接收幀之解調(diào)成分或逆擴(kuò)散輸出交流成分，在該一對(duì)之接收幀之其中一方乘上修正系數(shù)，使之提高產(chǎn)生的差分幀之雜訊相抵消效果，以檢測(cè)出傳送信息。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第8項(xiàng)發(fā)明，其特徵為于上述第1至第7項(xiàng)發(fā)明之中，經(jīng)由傳送信息調(diào)制基準(zhǔn)載波以產(chǎn)生偶數(shù)號(hào)之符號(hào)幀，調(diào)制具有與該基準(zhǔn)載波正交之相位之正交基準(zhǔn)載波以產(chǎn)生奇數(shù)號(hào)之符號(hào)幀，藉由使用產(chǎn)生同相-正交幀交互配置形傳送信號(hào)之方式，在接收側(cè)的希望臺(tái)之傳送的同相、正交幀之相關(guān)解調(diào)過程，可以使之各別降低干擾雜訊的影響。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第9項(xiàng)發(fā)明，其特徵為具備于上述第3項(xiàng)發(fā)明中，在符號(hào)幀的同步偏離之狀態(tài)，對(duì)于預(yù)先決定之時(shí)間內(nèi)接收之接收輸入，對(duì)于由與在接收側(cè)預(yù)先設(shè)定之該假想矩形波幀一致之1對(duì)的假想接收幀求得之差分幀，施以依據(jù)希望臺(tái)基準(zhǔn)信號(hào)成分之相關(guān)檢波以求取相關(guān)檢波輸出的電力，基于由其他相同之多數(shù)的接收幀對(duì)求得之相關(guān)檢波電力以求得該電力平均值，將假想矩形波移往其他之位置，求得同樣的相關(guān)檢波電力平均值，在這些值之中，由顯示最大值之該假想矩形波幀之移動(dòng)位置以判定符號(hào)幀的同步位置之同步機(jī)能。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第10項(xiàng)發(fā)明，其特徵為于上第4至第5項(xiàng)發(fā)明中，在接收側(cè)之相關(guān)檢波過程中，藉由1對(duì)之各別的接收幀與基準(zhǔn)信號(hào)波之乘積以求得各個(gè)之接收波乘積輸出交流成分，選擇第0號(hào)及與成為其組合對(duì)象之第1號(hào)的幀的該交流成分之電力互相成為相等之組合的差分幀。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第11項(xiàng)發(fā)明，其特徵為于上述第8項(xiàng)中，藉由使用設(shè)偶數(shù)號(hào)的幀之基帶信號(hào)為擴(kuò)散系列之同相波，設(shè)奇數(shù)號(hào)之幀之基帶信號(hào)為該擴(kuò)散系列之正交波之同相-正交幀交互配置形發(fā)信信號(hào)，在接收側(cè)可以使之避免干擾雜訊影響的一部分。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第12項(xiàng)發(fā)明，其特徵為于上述第1至第7項(xiàng)發(fā)明中，在使用于使用基帶脈沖調(diào)制(PCM)或PSK，DPSK，OFDM等之頻帶通過形調(diào)制方式之傳送方式之情形，對(duì)于1對(duì)之接收幀，把在以依據(jù)求得之基準(zhǔn)信號(hào)波之乘積輸出交流部分之相關(guān)系數(shù)為本產(chǎn)生的修正系數(shù)乘以該接收幀之至少其中一方以產(chǎn)生差分幀，將該差分幀藉由解調(diào)檢波以檢測(cè)發(fā)信信息。
本發(fā)明之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式的第13項(xiàng)發(fā)明，其特徵為于上述第12項(xiàng)發(fā)明之中，將接收幀的自相關(guān)函數(shù)與基準(zhǔn)信號(hào)波之自相關(guān)函數(shù)作為接收幀、基準(zhǔn)信號(hào)波，進(jìn)行處理以檢測(cè)出發(fā)信信息。
本發(fā)明的第14項(xiàng)發(fā)明，系藉由在每一符號(hào)幀周期，依據(jù)2值或多值信息調(diào)制傳送載波或擴(kuò)散系列，將在接收側(cè)接收之各接收幀波形解調(diào)檢測(cè)以復(fù)原為上述信息之資料傳送方式，其特徵為由采用接收幀波形與接收幀分離脈沖之邏輯積，在每個(gè)接收幀獲得(2μ＋1)個(gè)之信號(hào)rn(t)，并對(duì)此進(jìn)行蓄積的步驟，以及在發(fā)信側(cè)，將于調(diào)制之際使用之?dāng)U散系列與上述接收幀波形相乘，以獲得乘積輸出un(t)之步驟，以及獲得上述乘積輸出un(t)之交流成分un(t)的步驟，以及在每個(gè)接收幀蓄積(2μ＋1)個(gè)之上述信號(hào)rn(t)與上述交流成分un(t)的步驟，以及產(chǎn)生2μ個(gè)之(n＋μ)號(hào)之信號(hào)rn(t)與((n＋μ＋j)號(hào)之信號(hào)rj(t)之差分幀dj之步驟，以及獲得上述2μ個(gè)之差分幀與希望臺(tái)M系列之相關(guān)輸出之步驟，以及由上述相關(guān)輸出算出被包含于接收幀中之上述希望臺(tái)M系列成分之期待值之步驟，以及進(jìn)行上述期待值之硬判定處理之步驟所構(gòu)成，藉由這些手段，以解調(diào)接收信號(hào)。
本發(fā)明中使用之重要參數(shù)雖然為逆擴(kuò)散輸出交流部分un(t)，但是在逆擴(kuò)散輸出交流部分un(t)乘以基準(zhǔn)信號(hào)波，可以求得接收輸入雜訊中之正交雜訊成分xQ(t)。因此，代替逆擴(kuò)散輸出交流部分un(t)而使用正交雜訊成分xQ(t)也可以實(shí)現(xiàn)完全相同之機(jī)能。
<附圖之簡單說明>
圖1是顯示通過無線通信路徑進(jìn)行頻譜擴(kuò)散通信之移動(dòng)通信系統(tǒng)之一般之構(gòu)成方塊圖。
圖2是模擬顯示傳送過程之信號(hào)之頻譜圖。
圖3是模擬顯示依據(jù)M系列之逆擴(kuò)散後之信號(hào)之頻譜圖。
圖4是顯示現(xiàn)有技術(shù)的直接擴(kuò)散形頻譜擴(kuò)散通信方式之2值信息與發(fā)信幀信號(hào)之對(duì)應(yīng)圖。
圖5(a)是本發(fā)明的一實(shí)施例的頻譜擴(kuò)散方式用收發(fā)信機(jī)之方塊圖，圖5(b)是圖5(a)之接收機(jī)的部分方塊圖。
圖6是顯示信號(hào)幀系列與干擾雜訊群的幀系列圖。
圖7是顯示干擾雜訊的周期穩(wěn)態(tài)特性圖。
圖8是顯示由頻帶通過形接收幀信號(hào)以產(chǎn)生小片段脈沖列與匹配濾波之輸出的解調(diào)電路圖。
圖9(a)、圖9(b)是顯示接收雜訊幀波形與匹配濾波輸出波形圖。
圖10是逆擴(kuò)散輸出交流成分之大小順序再排列圖。
圖11(a)、圖11(b)、圖11(c)是顯示接收雜訊幀波形與匹配濾波MF之輸出波形圖。
圖12是顯示依據(jù)本發(fā)明之諸方式產(chǎn)生之差分幀之雜訊成分之比較圖。
圖13是同相-正交載波幀之交互配置調(diào)制差分幀解調(diào)方式之方塊圖。
圖14是顯示同相-正交幀交互配置方式之信號(hào)與干擾雜訊之幀系列圖。
圖15是顯示同相-正交幀交互配置形調(diào)制方式之干擾雜訊之周期穩(wěn)態(tài)特性圖。
圖16是顯示基帶頻帶之同相-正交方形波擴(kuò)散系列之一例圖，其中(a)為1小片段脈沖的同相-正交波形；(b)為M系列的同相-正交波形。
圖17是同相-正交基帶幀之交互配置形調(diào)制差分幀解調(diào)方式的方塊圖。
圖18是使用于DS-SS傳送系統(tǒng)之幀同步方式的方塊圖。
圖19是顯示PSK調(diào)制方式之接收幀信號(hào)的一例圖。
圖20是接收小片段脈沖列產(chǎn)生電路的方塊圖。
圖21顯示由PSK接收輸入產(chǎn)生的解調(diào)脈沖列圖。
圖22是顯示非相關(guān)FSK調(diào)制信號(hào)的解調(diào)電路方塊圖。
《實(shí)施發(fā)明用之最好形態(tài)》以下，根據(jù)附圖所示之實(shí)施形態(tài)，詳細(xì)說明本發(fā)明。又，本案發(fā)明者于電子信息通信學(xué)會(huì)技術(shù)研究報(bào)告(SST96-98-111[頻譜擴(kuò)散]/1997年3月19日)中，發(fā)表“同相-正交系列交互配置形CDMA同步方式”。此CDMA同步方式系為了將對(duì)同步檢測(cè)產(chǎn)生影響的實(shí)效雜訊電力減半，擴(kuò)散系列之同相波與正交波被交互配置地構(gòu)成發(fā)信側(cè)之幀配置，將被包含于進(jìn)入幀之雜訊以其他之幀之雜訊相抵消，產(chǎn)生由2個(gè)的相近幀之和或差形成的差分幀，使用該微分幀以相抵消干擾雜訊，藉由由該差分幀與希望臺(tái)擴(kuò)散系列之相關(guān)輸出ρ以求得殘留在該差分幀之信號(hào)電力之有無之方法，以推測(cè)接收機(jī)之幀同步是否被確保。
但是，上述發(fā)表之同步方式，目的在于概率精度高地檢測(cè)信號(hào)之有無，不需要以信號(hào)之極性檢測(cè)為目的之本發(fā)明的高度的技術(shù)，而使用電力基帶之檢測(cè)方式。又，由于系用于檢測(cè)同步，任意之1幀的信號(hào)的有無之高精度檢測(cè)也非必要，使用多數(shù)之幀，存在于各幀內(nèi)之信號(hào)之有無可以概率地檢測(cè)便很充分，檢查雜訊相抵消之程度之機(jī)能并沒有具備。因此，上述相關(guān)輸出電力ρ2之長時(shí)間平均被使用做為評(píng)價(jià)函數(shù)，再者，在使用交互配置同相·正交波的幀構(gòu)成之條件下，以提高檢測(cè)精度。
本發(fā)明系發(fā)展上述發(fā)表的差分幀的概念，著眼于任意的1個(gè)，找出不單是被包含于此幀之信號(hào)成分，其極性也可以高精度地(誤差率10-3～10-10)檢測(cè)出之評(píng)價(jià)函數(shù)，藉由數(shù)種類設(shè)定高度之評(píng)價(jià)函數(shù)，使之可以做雜訊相抵消的程度的檢查，其的結(jié)果為提供可以極為高精度地做極性(或多值準(zhǔn)位)的判定的手段。
再者，本發(fā)明導(dǎo)入于上述發(fā)表之同步方式中沒有之小片段位置移動(dòng)方式之新的概念，提供使雜訊可以相抵消的候補(bǔ)幀的探查范圍顯著變窄之技術(shù)，使此適用于同步方式，如之後敘述般地，經(jīng)由上述之周知方式可以提供至為優(yōu)異(同步引進(jìn)時(shí)間之縮短或偏離同步檢測(cè)精度等的方面)的同步方式。
本發(fā)明之原理系在比較被包含于傳送1個(gè)的資料符號(hào)用的時(shí)間寬度(幀)之雜訊與存在于附近的其他的幀的雜訊互相近似的情形，采用雜訊互相抵消之兩者之差分部分，以檢測(cè)被包含于此差分幀的所希望的信號(hào)成分的方式。雜訊的主體系由其他臺(tái)來的干擾成分的情形，由該周期穩(wěn)態(tài)性，包含相似雜訊的幀之發(fā)生概率，以統(tǒng)計(jì)方式求之之故，藉由比較之鄰接幀數(shù)目之增大，上述雜訊之相抵消可以幾乎完全實(shí)現(xiàn)。因此，接收解調(diào)之SN比可以提高很多。
又，于實(shí)施例的說明之際，立于對(duì)移動(dòng)通信的應(yīng)用之觀點(diǎn)，在適用情形之效果特別大之直接擴(kuò)散形頻譜擴(kuò)散方式(DS-SS)，以于頻譜擴(kuò)散調(diào)制後，施以對(duì)PSK等的無線頻率頻帶的轉(zhuǎn)換的移動(dòng)通信方式為例以進(jìn)行主要之說明。又，擴(kuò)散系列以M系列為例進(jìn)行說明。
圖5(a)系本發(fā)明之一實(shí)施例的頻譜擴(kuò)散方式用收發(fā)信機(jī)之方塊圖。同圖中，MOD1，MOD2為乘法器、I為積分器、C為電容器、A為“與“門、Sr為接收幀用存儲(chǔ)器、Su為乘法輸出交流成分用存儲(chǔ)器、DF為差分幀產(chǎn)生電路、MFB為匹配濾波器電路群、∑為MFB輸出之選擇加法電路、DEC為硬判定電路。又，同圖中，省略對(duì)無線頻帶之調(diào)制解調(diào)過程，只顯示基帶頻帶之機(jī)能。又，由于圖示的電路機(jī)能的大部分可用數(shù)位信號(hào)處理技術(shù)加以實(shí)現(xiàn)，故必要的A/D轉(zhuǎn)換器則省略其圖示。
n號(hào)之2值資料bn(∈±1)，于發(fā)信機(jī)TX之乘法器(調(diào)制器)MOD1調(diào)制M系列m0(t)，產(chǎn)生n號(hào)之傳送基帶幀信號(hào)sn(t)。傳送基帶信號(hào)s(t)為如圖4所示之幀系列，以下式表示。s(t)=PΣn=-∞∞bnm0(t-nT)…(6)]]>此處P為發(fā)信電力，s(t)為經(jīng)過傳送路徑TL被傳送于接收機(jī)RX。
另一方面，接收機(jī)之接收信號(hào)r(t)系信號(hào)成分m0(t)與雜訊x(t)之和，以下式給出。r(t)=Σ-∞∞rn(t)…(7)]]>r(t)=P′bnm0(t-nT)+xn(t)…(8)]]>x(t)=Σ-∞∞xn(t)…(9)]]>此處，信號(hào)成分m0(t)實(shí)際上，系將圖4的發(fā)信幀方形波之頻帶限制于fc以下之波形，P′系接收電力。又，傳送過程中接收之失真，假定在接收機(jī)輸入側(cè)之均衡電路被均衡化，實(shí)際存在之均衡化殘馀成分與信號(hào)成分m0(t)之頻帶限制所致之失真成分，認(rèn)為包含于雜訊x(t)中之故，可以考慮為即使在接收側(cè)，也可以接收與在發(fā)信側(cè)使用的波形完全相等的M系列。再者，幀同步假定以其他之手段被保持之故，省略發(fā)收信期間之延遲時(shí)間之顯示。
乘法器MOD2與積分器I構(gòu)成匹配濾波器(MF)，在接收信號(hào)rn(t)乘以M系列之乘積輸出un(t)，其直流部分(對(duì)于相關(guān)輸出、基準(zhǔn)信號(hào)m0(t)之同相成分)wn、交流部分un(t)對(duì)于基準(zhǔn)信號(hào)m0(t)之正交成分)分別由下列之式子(10)～(12)給出，這些值可以作為匹配濾波器MF的輸出獲得之。
un(t)＝r(t)m0(t－nT)＝rn(t)m0(t－nT)＝wn＋un(t)…(10)Wn=1TT∫0Tun(t)dt-----(11)]]>un(t)＝un(t)－wn…(12)此處，基準(zhǔn)信號(hào)m0(t)之標(biāo)準(zhǔn)偏差為1之故，直流部分wn由信號(hào)成分之相關(guān)輸wsn與雜訊成分之相關(guān)輸出wxn構(gòu)成。
wn＝wsn＋wxn…(13)wsn=P′bn]]>直流部分wn與交流部分un(t)作為圖5(a)之匹配濾波器MF之輸出求得。
接收信號(hào)r(t)被加于加上了接收幀分離用幀脈沖q2(t－nT)的“與”門A之故，其輸出成為rn(t)。q2=1-Tc2≤t≤{T-Tc2}]]>=0-Tc2>t>{T-Tc2}…(15)]]>如此獲得之rn(t)被依序存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器Sr。被存儲(chǔ)之接收幀數(shù)目有(2μ＋1)個(gè)。以同樣之方法，電容器C之輸出之乘積輸出交流成分un(t)共(2μ＋1)個(gè)被存儲(chǔ)于乘法輸出交流成分用存儲(chǔ)器Su。
差分幀產(chǎn)生電路DF產(chǎn)生第(n＋μ)號(hào)之接收幀與第(n＋μ＋)號(hào)之接收幀之差分幀d1(1＝-μ，-μ-1，…-1，1，…μ-1，μ)，差分幀數(shù)目為2μ個(gè)。但是，實(shí)際上如之後敘述的，只有2μ個(gè)之差分幀中之一部份dj(j∈1)被產(chǎn)生。這些差分幀信號(hào)被傳送于匹配濾波器電路群MFB。
匹配濾波器電路群MFB系有2μ個(gè)之匹配濾波器，產(chǎn)生個(gè)差分幀信號(hào)dj與希望臺(tái)M系列m0(t)之相關(guān)輸出ρj。以這些相關(guān)輸出為本，選擇加法電路∑算出被包含于第μ號(hào)之接收幀中之m0(t)成分之期望值z(mì)n＋μ。硬判定電路DEC進(jìn)行zn＋μ之硬判定處理，產(chǎn)生2值信號(hào)之推算值n＋μ。判定處理部DP系由匹配濾波器電路群MFB與選擇加法電路∑與硬判定電路DEC所構(gòu)成。
即，本發(fā)明系利用在推算接收幀之前後進(jìn)入之給μ個(gè)之接收幀，以求得期望值z(mì)n＋μ之方式。
圖6系發(fā)收信信號(hào)以及雜訊之流程圖。Fn系顯示希望臺(tái)接收信號(hào)之幀位置之記號(hào)，mk(t)，(k＝1，2，……K)為干擾臺(tái)之M系列，xkn為由第k號(hào)之干擾臺(tái)來的跨于Fn與Fn＋1的幀位置所進(jìn)入之干擾雜訊的電壓振幅。此處，雜訊x(t)由式子(16)決定，設(shè)為只由K個(gè)的干擾臺(tái)來的干擾雜訊所構(gòu)成加以說明。x(t)=Σk=1kΣn=-∞∞xknmk(t-nT-Tk)…(16)]]>xkn=P′kbkn…(17)]]>此處，含有k的記號(hào)為由第k號(hào)的干擾臺(tái)加入的雜訊成分的參數(shù)，mk(t)為關(guān)于k的種類不同的M系列，P′k為接收電力，bk為2值信息，Tk為與Fn之時(shí)間差。
由同一圖可以明白地，與Fn之時(shí)間差Tk(≤T)以及該接收電力P′k為未知數(shù)，而且，雖系隨著時(shí)間變化之隨機(jī)參數(shù)，但是如果著眼于幀位置F0，在F0之前後之±μ幀之類的短時(shí)間范圍(稱為準(zhǔn)穩(wěn)態(tài)時(shí)間范圍，例如，時(shí)間差Tk之變動(dòng)份ΔTk，ΔTk《Tc之情形》，可以假設(shè)為一定。又，雖然第k號(hào)之干擾臺(tái)之跨Fn與Fn＋1幀位置進(jìn)入之干擾雜訊之電壓振幅xkn也隨著時(shí)間變化，但是假如考慮(17)式之bkn為2值，干擾臺(tái)數(shù)目K愈少，進(jìn)入Fn與F′n之幀位置之雜訊容易變成相同。
此概率(逆極性可以視為相同)設(shè)為px之時(shí)，則有px＝2(4-k)…(18)圖7系顯示此種干擾雜訊之周期穩(wěn)態(tài)特性圖，這是在K＝2之情形，第k號(hào)的干擾臺(tái)來的干擾信號(hào)的第n號(hào)的資料bkn，采用1的連續(xù)或0的連續(xù)，別的第k號(hào)的干擾臺(tái)來的干擾信號(hào)的鄰接幀的資料bk′n與bk′n＋1，采用4種形態(tài)之例。即使對(duì)于bkn為采用(1，0)或(0，1)之情形，bk′n與bk′n＋1采用4種形態(tài)之故，存在4K種之形態(tài)。(bkn＝0之傳送上之值采用-1。)圖中，顯示互相逆極性之形態(tài)以INV接線連結(jié)，這些在相似雜訊檢測(cè)上可以視為相同種類之故，形態(tài)之種類成為1/2。由此關(guān)系可以獲得式(18)。
又，接收臺(tái)容易接收由在其附近發(fā)信之干擾臺(tái)來之干擾雜訊。即，要進(jìn)入基地臺(tái)之各臺(tái)電力成為一定地，控制各臺(tái)之發(fā)信電力，所謂之嚴(yán)密地進(jìn)行電力控制，實(shí)際上有極為困難之限制之故，強(qiáng)烈接收由附近之干擾臺(tái)來之干擾雜訊之影響。因此，造成支配性之干擾之臺(tái)數(shù)可以考慮為數(shù)臺(tái)。例如，考慮k＝4，px＝1/128，在128幀中以1次之比例，出現(xiàn)同一干擾的形態(tài)。因此，于圖5(a)所示的構(gòu)成中，設(shè)定μ＝64，對(duì)于＝-64～-1，+1～64之范圍之幀，構(gòu)成了差分幀，統(tǒng)計(jì)上于128個(gè)之差分幀中之1個(gè)的幀中，雜訊成分幾乎完全被相抵消。
接著，簡略化幀號(hào)碼之標(biāo)記，將幀號(hào)碼n＋μ＋1以1表示之。
n＋μ＋1→1此處，對(duì)于中央之接收幀rn＋μ＝r0與其附近之第1號(hào)之接收幀rn＋μ＋1＝r1(1＝-μ，…-1，1，…μ)，乘積交流成分un(t)可以考慮為只對(duì)應(yīng)于雜訊之成分，以下述定義兩者之雜訊成分之相關(guān)系數(shù)γ1。
此處，——意味關(guān)于t(＝0～T)之平均值。
相關(guān)系數(shù)為|γ|≤1，但是|γ1|≈1之情形，對(duì)于兩接收幀之雜訊波形同相部分也可能有很高之相關(guān)性。這是因?yàn)榍笕蓭s訊成分x0(t)與x1(t)之間之同樣的相關(guān)系數(shù)Γ1，進(jìn)而使幀號(hào)碼變化求取λ1＝(Γ1/γ1)之時(shí)，λ1之產(chǎn)生分布為以λ1＝1為中心，1附近之產(chǎn)生概率有變得極為高(即，Γ1=γ1)之統(tǒng)計(jì)性質(zhì)。此處，決定接近1之閾值γth，著眼于滿足γj|≥γth…(21)的第1＝j(luò)號(hào)的接收幀。將此幀號(hào)碼以j表示之。首先，使雜訊互相抵消地，圖5(a)之差分幀產(chǎn)生電路DF制作下述的差分幀dj(t)。
dj(t)＝r0(t)－γj1rj(t)…(22)
此處，即使dj(t)=(r0(t)γ′j)-rj(t)]]>也幾乎可以達(dá)成相同之目的。
假如，ro(t)與rj(t)之全雜訊互相完全相等，σj＝σ0，則|γj|＝1γ′j|＝1。通常在附近幀相互間，考慮可以假定P′o＝P′j，作為差分幀dj(t)，可以獲得下式。dj(t)=βjP′0m0(t)+Δx(t)…(24)]]>βj＝b0－γ′jbj…(25)△x(t)=xo(t)－γ′jxj(t)=··{1-|γj|}x0(t)]]>γ′j≌sgn(γ′j)·1|γ′j|＜1 …(27)此處，sgn系顯示()內(nèi)之值的極性。式(26)之最右邊之近似式為以式(23)，藉由設(shè)σ0=x0··,]]>σj=xj··]]>以求之。因此，由式(23)與式(26)之近似式，Δx(t)之電力比xo(t)者統(tǒng)計(jì)上有高的概率會(huì)變小。目前|γj|=|γ′j|＝1，假定，Δx近似于0，對(duì)應(yīng)第0以及j號(hào)之幀信號(hào)bo，bj之極性，可獲得dj(t)=··2P′0b0m0(t)(γ′jb0bj<0,|γj|=|γ′j|=1)…(28)]]>=··0-----(γ′jb0bj>0,|γj|=|γ′j|=1)…(29)]]>此處，假如|γ′j|＞1，式(25)之βj之極性會(huì)有成為b0之極性之相反之情形之故，為了判定b0之極性，經(jīng)由式(27)之條件，保存極性，有必要使|γ′j|＝1。式(28)、(29)所示之2種類的輸出雖然以1/2之概率發(fā)生，但是為了使式(28)之情形幾乎以1之概率成立，在制作b0(t)之判定用之差分幀dj(t)之時(shí)，使其探查范圍之接收幀數(shù)目增加為2倍(在上述例中，2μ＝256)即可。
dj(t)與m0(t)之關(guān)系，如果設(shè)定為
藉由下式給出。
此處，雖然ρj，ξj系與式(13)之wn，wnx同樣之相關(guān)輸出，但是為了明示對(duì)于差分幀之值，使用此記號(hào)。
接著，說明最大值判定方式。
在2μ幀之中，滿足式(21)之j存在很多，但是在其之ρj之中之絕對(duì)值成為最大之(zm)之式(31)之情形，x0(t)=··γ′jxj(t)]]>與式(28)之關(guān)系以高的概率成為近似之故，設(shè)圖5(a)之選擇加法電路∑之輸出為zn＋μ＝zm，以同圖之硬判定電路DEC檢測(cè)出之zm相關(guān)量之正負(fù)，可以判定b0之極性。
zm＝max{|ρj|}…(31)
對(duì)應(yīng)于|γ′j|→1，Δu(t)＝{u0(t)－uj(t)→，0其結(jié)果，高的概率會(huì)Δx(t)→0，ξj→0。因此，由式(28)，在γ′b0bj＜0，| γ′j→1之情形，確定可以提高SN比。
此處重要之點(diǎn)為在差分幀dj(t)不包含存在于兩幀之互相相似之雜訊成分，如果相關(guān)系數(shù)|γj|=··1]]>，可以實(shí)現(xiàn)幾乎理想之雜訊之相抵消。相關(guān)系數(shù)在|γj|=··1]]>之幀不存在之情形，系接收幀數(shù)目μ過于小，或者在此處假定之準(zhǔn)穩(wěn)態(tài)時(shí)間范圍，接收電力P為急速變化之狀態(tài)。後者發(fā)生頻度極為少。
接著，說明對(duì)于無法將接收幀數(shù)目μ設(shè)定為大，幀間之雜訊之相關(guān)非特別大之情形之次好之方法，即，平均值判定方式。例如，相關(guān)系數(shù)之閾值γth設(shè)定為0.5，對(duì)于幀dj(t)之相關(guān)量ρj設(shè)定閾值ρth，將與滿足|ρJ|≥ρth…(32)之第0號(hào)之幀成對(duì)之組合接收幀之號(hào)碼，設(shè)定j＝J，只對(duì)于滿足式(32)之幀之相關(guān)量，采用平均值，設(shè)此值為期望值z(mì)0。z0=1MΣρJ(|ρJ|≥ρth)…(33)]]>此處，M為滿足式(32)之ρJ之個(gè)數(shù)。在此方式中，圖5(a)之選擇加法電路∑在進(jìn)行式(32)，(33)之處理之同時(shí)，設(shè)zn＋μ＝z0，將此加于圖5(a)之DEC以判定其之正負(fù)，可以檢測(cè)出信息b0。如果使用此方式，即使減少檢索之差分幀數(shù)目2μ之值，也可以達(dá)成目的。
接著，說明著眼于對(duì)于差分幀dj(t)，乘以m0(t)時(shí)獲得之乘積輸出交流成分之逆擴(kuò)散交流成分判定方式。
dj(t)與m0(t)之乘積輸出以下式給出。
Udj(t)＝dj(t)m0(t) …(34)udj(t)＝udj(t)－ρj…(35)式(35)所示之交流成分系被包含于dj(t)之雜訊成分Δx(t)之中，與m0(t)正交之成分之故，可以使用作為Δx(t)之電力推算值。因此，設(shè)定適當(dāng)之閾值Pth，udj(t)之電力P(udj)在滿足P(udU)≤PthP(u_dj)=1T∫0Tu_dj2(t)dt…(36)]]>之幀號(hào)碼，設(shè)定j＝U。第U號(hào)之幀系在j幀群中，雜訊更容易被抵消之候補(bǔ)幀。dU(t)與m0(t)之相關(guān)量ρU
考慮為與上述之ρj相同，藉由式(31)，(32)，(33)求得zm或z0，可以檢測(cè)出信息b0。此方式系在差分幀相關(guān)輸出交流成分采用比較小之值之情形，將其差分幀作為判定候補(bǔ)使用之方式。
為了實(shí)施此方式，圖5(a)以DP表示之判定處理部使用圖5(b)所示般之構(gòu)成。此電路以由匹配濾波器電路MF與其之輸出udj(t)以求得P(udj)之乘方電路構(gòu)成單位電路，由復(fù)數(shù)個(gè)此單位電路MFB′構(gòu)成之。又，選擇加法電路∑將滿足式(36)之條件的幀號(hào)碼U，由j幀群中判定之，具有求取式(37)之相關(guān)輸出ρU之機(jī)能，以及求得相關(guān)輸出ρU之中的最大值z(mì)m的機(jī)能，以及由相關(guān)輸出使用式(32)與式(33)以求取z0的機(jī)能，以及將zm、z0之其中一方作為zn＋μ送于硬判定電路DEC之機(jī)能。藉由設(shè)成此種構(gòu)成，可以實(shí)現(xiàn)逆擴(kuò)散交流判定方式。
又，限定評(píng)價(jià)對(duì)象候補(bǔ)幀之故，作為其他之評(píng)價(jià)尺度，作為第0號(hào)與第1號(hào)之幀之逆擴(kuò)散交流成分之電力，可以使用式(20)之σ02與σ12。即，在σ02=··σ12]]>之組合幀之中，選擇滿足式(21)與式(32)之條件之組合幀，由此以求得上述之期望值z(mì)0，zm之方法。
在本發(fā)明之雜訊相抵消機(jī)能之實(shí)現(xiàn)上，利用式(19)、(23)之γ1，γ′1。γ1并非雜訊之同相成分相互之相關(guān)系數(shù)，可以作為其之期望值被使用。因此，利用此雖然無法保證雜訊相抵消，但是藉由使用上述之閾值ρth、Pth與評(píng)價(jià)函數(shù)zm、z0，統(tǒng)計(jì)上有高之概率，可以實(shí)現(xiàn)雜訊之同相成分之相抵消。
接著，說明于差分幀dj(t)施以再度逆擴(kuò)散之再差分幀檢測(cè)方式。對(duì)于式(35)之udj(t)與第R(≠j)號(hào)之幀rR(t)之逆擴(kuò)散交流成分uR，與式(19)相同之方法，求得下式之相互相關(guān)。γR=u_dju_RσdjσR…(38)]]>在此相關(guān)量γR采用大值的dj(t)與rR(t)之兩幀間，與式(22)同樣地，采用差分部分，制作再差分幀ddj，R(t)。
ddj，R＝dj(t)－γ′RrR(t)…(39)γ′R系與式(23)相同定義。對(duì)于此再差分幀，施以式(30)-(33)之處理，求得zm或z0。藉由此方法，可以實(shí)現(xiàn)信息b0之更正確的檢測(cè)。
在上述說明中，雖然設(shè)接收輸入r(t)為基帶波形，但在移動(dòng)通信之情形，實(shí)際之發(fā)信波形如圖1說明過的，使用以圖4之方形波擴(kuò)散波形m(t)將載波f0做PSK調(diào)制以獲得之頻帶通過波形。因此，將此頻帶通過接收波形以局部載波fL＝f0解調(diào)濾波，求得發(fā)信側(cè)之信號(hào)成分m(t)以作為解調(diào)輸出的信號(hào)成分。但是，此波形并非圖4之方形波，頻帶未被限制。
接著，設(shè)頻帶通過接收波形之1幀的分量為rBP(t)，將由被包含于rBP(t)之信號(hào)成分以求得圖4之?dāng)U散符號(hào)之脈沖列mI(t)之方法，以使用省略幀號(hào)碼n顯示之圖8說明。
與構(gòu)成頻帶通過接收波形之1幀分量rBP(t)之發(fā)信側(cè)載波f0(其之接收側(cè)之相位為θ)同步，而且將相同頻率之局部載波p(t)與頻帶通過接收波形之1幀的分量rBP(t)以乘法器MOD1相乘之，獲得解調(diào)輸出rd(t)。使用小片段時(shí)機(jī)脈沖e0(t)，于每一小片段周期藉由積分器I1積分此解調(diào)輸出rd(t)，獲得下式之脈沖r0j。roi=1Tc∫iTc(1+1)TcrBP(t)p(t)dt…(40)]]>p(t)=2cos(2πf0+θ)…(41)]]>由此可以將第0號(hào)之幀信號(hào)表現(xiàn)為由L個(gè)之脈沖roi(i＝0，1，2，…L-1)形成之1幀的分量之脈沖列ro＝{roi}。
(以下，省略ro(t)之t以表示幀信號(hào)。)在頻帶通過接收波形之1幀的分量之信號(hào)rBP(t)不含有雜訊，設(shè)b0P′=1]]>，{roi}幾乎等于圖4所示之mI(t)＝{ci}。與mI(t)之若干之不同系基于頻帶限制之失真成分，此被作為雜訊之一部分處理之。為了避免因?yàn)轭l帶限制之上述失真，可以使擴(kuò)散脈沖系列{ci}之各小片段脈沖對(duì)應(yīng)于標(biāo)本化函數(shù)波形，制作發(fā)信幀s(t)，在接收信號(hào)之各小片段位置使用相同波形，使用相關(guān)解調(diào)標(biāo)本化函數(shù)波形調(diào)制解調(diào)方式。使用此種之方式，無雜訊之情形之{roi}(b0P′=1]]>之情形)與符號(hào)系列{ci}一致，可以正確遂行使脈沖列居其間之解調(diào)處理。(參考文獻(xiàn)N.Kuroyanagi，N.Suehiro，K.Ohtake，M.Tomita and L.Guo，“ANarrowband Multi-ary FSK Transmission Principle using SamplingFunction Waveform Modulation，”IEEE 4th ISSS TA′96，TE4(1996-09))。
此處，考慮在頻帶通過接收波形之1幀的分量之信號(hào)rBP(t)實(shí)際上沒有含雜訊，對(duì)于第n號(hào)之接收幀，使用此脈沖列解調(diào)方式之時(shí)，被產(chǎn)生在積分器I1之輸出側(cè))之基帶頻帶接收波形，以下式被表現(xiàn)之。rn(t)=Σi=0L-1rniδ(t-iTc)…(42)]]>xn(t)=Σi=0L-1xniδ(t-iTc)…(43)]]>rni=P′bnci+xni…(44)]]>在圖8所示之電路中，由乘法器MOD2、積分器I2、電容器C形成之匹配濾波器MF被置于後部。此處，藉由使用擴(kuò)散系列{cI}與幀時(shí)機(jī)脈沖ef(t)，以小片段基準(zhǔn)獲得之乘積輸出{ui}與其之交流成分，再者幀基準(zhǔn)之相關(guān)輸出w被求得。又，圖中將乘法器MOD2置于乘法器MOD1之前，先進(jìn)行逆擴(kuò)散也可以遂行完全相同之機(jī)能。
由式(18)、(23)、(24)之關(guān)系，在獲得充分大之幀間相關(guān)系數(shù)γj，γ′j上，組合對(duì)象之接收幀2μ，期望為2μ＞4k…(45)干擾臺(tái)數(shù)增加，2μ會(huì)增大，因此解調(diào)處理量增加。又，即使在滿足上式之條件下，并無求取大的相關(guān)系數(shù)之絕對(duì)的保證。此問題，使用以下敘述之接收小片段脈沖移動(dòng)方式，可以解決。
接著，說明接收小片段脈沖移動(dòng)方式。
接收幀考慮藉由圖8所示之電路，轉(zhuǎn)換為小片段脈沖列{roi}之情形。目前考慮第n＝0號(hào)與n＝1號(hào)之接收幀r0與r1，又，在式(17)，設(shè)Pk=υ]]>，k＝0，1，2，3，成為接受由3個(gè)的干擾臺(tái)來的相等電力(接收小片段電壓±v)的干擾波。為了簡單之故，考慮接受到小片段相位互相一致之干擾波之情形，總和干擾波的小片段電壓采用±v與±3v之4種之值。此種之雜訊之r0與r1的小片段脈沖之雜訊成分xoi，x1i(i＝0，1，2，…L-1，L＝7)，考慮如圖9般地被賦予之情形。(又，為了簡單之故，省略信號(hào)成分P′bnci]]>之顯示。)同圖之ci為逆擴(kuò)散系列。使用圖8之匹配濾波器(相關(guān)器)MF，由上述參數(shù)求取圖9所示之逆擴(kuò)散輸出脈沖uoi，u1i，其交流成分uoi與u1i。此例之兩交流成分的相關(guān)系數(shù)如之後敘述地，很小。
接著，考慮極性將與依照大小順序[大(+)→小(+)→小(-)→大(-)]排列，獲得具有圖10所示小片段號(hào)碼i_(r0)，i_(r1)之順序之uoi、u1i。設(shè)r1之新小片段位置之顯示記號(hào)為h。移動(dòng)的映像(mapping)于圖10之排列順序標(biāo)記中，將相同小片段位置號(hào)碼θ(θ＝0，1，2，…L-1)上之i_(r1)對(duì)應(yīng)于i＿(r0)，得以被實(shí)現(xiàn)之。即將相同θ上之i_(r1)移動(dòng)于h＝i_(r0)之操作，以h＝[i_(r0)/i_(r1)]θ…(46)表現(xiàn)。在圖10之例中，檢視θ＝0之小片段順序，由圖上之4，0之表示而成為i_(r0)＝4、I_(r1)＝0之故，r10往r14移動(dòng)。在θ＝1，由圖上之3，5之表示而成為r15往r13移動(dòng)。即使進(jìn)行此小片段位置之排列移動(dòng)(r1i→r1h)，r1h之信號(hào)成分為了與r1i之信號(hào)成分相等被保持之故，依據(jù)擴(kuò)散系列的符號(hào)，有必要進(jìn)行下述之極性變更。
r1h＝cichr1i…(47)沒有雜訊之情形，藉由依據(jù)上式之小片段脈沖之移動(dòng)所產(chǎn)生之第1號(hào)之修正接收幀r1(h)與r1(i)之信號(hào)成分相等，皆成為{b1P′ci]]>}。
為了簡單之故，考慮去除信號(hào)成分，以上述之原理，求得x1h，使用逆擴(kuò)散系列ch(＝ci)，求得圖8的匹配濾波器MF之輸出，示于圖11的(a)。
另一方面，逆轉(zhuǎn)u1i之大小之排列順序，可以獲得圖10之。使uo1-與u1i+在相同小片段順位θ上對(duì)應(yīng)，i(r1)之移動(dòng)目的小片段號(hào)碼成為h＝[i_(r0)/i+(r1)]θ…(48)使用此關(guān)系，進(jìn)行小片段之移動(dòng)(γ1i→γ1h)，產(chǎn)生修正幀γ1(h)0。在此情形，r1h＝cich-r1i…(49)之關(guān)系在信號(hào)成分之極性保持上也有必要。藉由此排列移動(dòng)所獲得之脈沖列u1(h)與u0之相關(guān)系γ1(h)，一般采用逆轉(zhuǎn)γ1(h)的極性之極性。將上述的2種之排列移動(dòng)與其相關(guān)處理對(duì)于包含圖9所示的雜訊x1i之幀r1實(shí)施，由其結(jié)果所獲得的逆擴(kuò)散輸出的脈沖列顯示于圖11的(a)，(b)。
接著，使用這些2種之幀r1(h)，r1(h)以產(chǎn)生修正差分幀d1(h)，d1(h)。d1(h)由下式給出。d1(h)=r0-r′1(h)r1(h)=Σi=0L-1dli(h)]]>dli(h)＝roi－γ′1(h)r1i(h)
r0=Σi=0L-1roiδ(t-iTc)]]>r1(h)=Σi=0L-1rli(h)δ(t-iTc)]]>差分幀d1(h)的表現(xiàn)也同樣地被獲得。
對(duì)于這些差分幀，在式(19)與(23)中，j＝時(shí)之的相關(guān)系數(shù)成為
(此處，σ0、σ1由式(20)給出。又，γ′1(h)，γ′1之值1、-1系依據(jù)式(23)修正之。)此結(jié)果，顯示依據(jù)小片段移動(dòng)，相關(guān)系數(shù)比例于式(19)之γ1而增大。而且通常下式的關(guān)系成立。
|γ1(h)|，|γ1(h)|＞γ1…(52)將使用不進(jìn)行排列順序之變更時(shí)之差分幀以及圖9之x1i、圖11(a)、(b)產(chǎn)生之差分幀之雜訊成分，當(dāng)成Δx(1)、Δx(1，h)、Δx(1，h)，顯示于圖12之上部3段。在此例中，在過半數(shù)之小片段點(diǎn)，兩幀中含有之雜訊之大部分被相抵消。一般，藉由此手段，雖然無法保證相抵消可以完全被進(jìn)行，但是經(jīng)由順序變更可以提高相抵消效果是明顯的。
接著，為了提高2個(gè)之幀之雜訊x0與x1之相關(guān)系數(shù)之故，使其期望值γ1之絕對(duì)值更接近1之手段，關(guān)于接收小片段脈沖重復(fù)利用方式，以圖11之對(duì)接收幀為例敘述之。對(duì)于r0、r1之逆擴(kuò)散交流成分之大小順序排列，在圖10之上段，作為uoi、u1i+而分別顯示。為了更提高兩者之相關(guān)值(絕對(duì)值)，對(duì)于同一小片段位置θ上之uoi-與uli+1，使Δθ＝[|uoi|-|uli|]θ|→min…(53)uoiuli－＜O …(54)成立地，將u10由uli+中重復(fù)選擇即可。式(54)系求得排列之情形應(yīng)該成立的條件式。(求取排列h之情形，同式之符號(hào)逆轉(zhuǎn))此原理適用于圖10之uli+1，i+(r1)=6、5之兩小片段以i+(r1)=0之小片段代用[圖之i+(rL)上之6、5、O/B]。即h之轉(zhuǎn)換重復(fù)使用r10→r11，r12，r15[圖之i-(r0)上之1、2、5/A]，其結(jié)果為不使用r15，r16。此情形之uli的排列順序，將D當(dāng)成重復(fù)利用排列記號(hào)使用，會(huì)成為i+D(r1)3，2，4，1，0，0，0使用此，以顯示幀雜訊x1hD面與逆擴(kuò)散輸出x1hD、x1hD會(huì)成為如圖11(c)。以此為本以求取相關(guān)系數(shù)，可以獲得γ1(hD)=-O.951、γ′1＝(hD)＝－0.885求得d1(hD)之雜訊成分△x1(hD)，顯示于圖12之最下部。與γ1(h)γ′1＝(h)相比，因小片段之重復(fù)使用之相關(guān)系數(shù)之變化雖然小，差分幀之雜訊電力大為減少。另一方面，與雜訊之相關(guān)量|ξ|比較，如圖12所示般地成為|ξ(1，h)|ξ(1)||ξ(1,h|＜|ξ(1)||ξ(1,h,D)|＜＜|ξ(1)|使用γ1(h)與γ1(hD)的情形，有助于|ξ|的減少，特別是使用後者的情形效果大。又，雖然沒有顯示結(jié)果，但是使用γ1(hD)也可以獲得大的效果。
但是使用γ1(hD)的情形，反而使|ξ|增大。因此，此重復(fù)利用在使式(30)之ξj更為減少上，系有效之手段。但是，也會(huì)有使|ξ|增大之情形之故，以上述之方法，制作差分幀之候補(bǔ)，如使用式(21)～(28)所敘述般地，有必要在這些候補(bǔ)之中，選擇利用概率上改善效果大之候補(bǔ)。即，將此處求得之γ1(h)、γ1(h)、γ1(hD)、γ1(hD)使幀號(hào)碼1變化以求得之。其中求得滿足式(21)之候補(bǔ)幀rj(h)等。其中選擇滿足式(32)或式(36)之候補(bǔ)幀rJ(h)或rU(h)。使用與這些候補(bǔ)幀之差分幀，藉由上述之方法，由式(31)或者式(33)分別求得zm或z0，進(jìn)行硬判定處理，可以實(shí)現(xiàn)高精度地所希望之接收幀r0(t)之信息b0之判定檢測(cè)。此方式可以使探查范圍2μ顯著地減少之故，對(duì)于高速移動(dòng)體之通信特別有效。
又，在上述之例中，雖然說明組合幀r1之小片段的重復(fù)使用的情形，此方法不變地保持信號(hào)成分之故，對(duì)于r0也可以重復(fù)使用。因此，藉由在r0與r1之兩者容許小片段之重復(fù)使用與移動(dòng)，可以提供統(tǒng)計(jì)上更高之含有雜訊x0與x1之相關(guān)之手段。又，使用h與h之排列順序標(biāo)記，可以獲得互相逆極性之γ1(h)與γ1(h)之兩者之故，其絕對(duì)值大的話，藉由其中任一，可以使式(28)高近似度地滿足。即藉由γ之極性變更機(jī)能，可以更倍增可以利用的組合幀的數(shù)目。
更一般考慮決定排列h、h、hD、hD之時(shí)，代替使用圖11、圖12之排列順序形態(tài)，也可以使用以h′代表u1(h)之小片段排列順序形態(tài)之中之1個(gè)的形態(tài)，求得對(duì)于h′之相關(guān)系數(shù)γ1(h′)，在全部形態(tài)之中，選擇1～多個(gè)最接近|γ1(h′)|＝1的候補(bǔ)。但是，此方法與利用上述之排列標(biāo)記之算法相比，必要的處理量變大。
上述之接收小片段移動(dòng)以及重復(fù)利用之兩方式，在圖5(a)之差分幀產(chǎn)生電路中藉由包含上述之小片段位置變更機(jī)能可以加以具體化。
本發(fā)明之其他形態(tài)例，就在藉由基帶發(fā)信信號(hào)以調(diào)制載波之情形，藉由偶數(shù)號(hào)之幀調(diào)制載波ep(t)，藉由奇數(shù)號(hào)之幀調(diào)制具有與ep(t)正交之相位之載波eq(t)，交互配置同相波(p波)與正交波(q波)成分之發(fā)信方式說明之。
圖13系使用同相-正交載波幀之交互配置形調(diào)制方式，使用差分幀解調(diào)方式之傳送系統(tǒng)之構(gòu)成圖。圖示之m2n′(t)、m2n′＋1(t)系由下式被賦予之偶數(shù)號(hào)、奇數(shù)號(hào)之M系列。
m2n′＝m0{t－2n′T}…(55)m2n′＋1(t)＝m0{t－(2n′＋1)T}…(56)又，設(shè)ωa(＞2πfc)為載波之角頻率，可以下式表現(xiàn)ep(t)=2cosωat…(57)]]>eq(t)=2cos(ωat-π2)…(58)]]>于發(fā)信機(jī)TX中，2值資料b依序調(diào)制偶數(shù)號(hào)、奇數(shù)號(hào)之M系列，制作基帶頻帶之發(fā)信信號(hào)sp(t)、sq(t)。發(fā)信信號(hào)sp(t)、sq(t)分別調(diào)制載波ep(t)、eq(t)，藉由合成此調(diào)制輸出，產(chǎn)生發(fā)信波sT(t)。
另一方面，在接收機(jī)RX中，將與式(57)、(58)之(被包含于接收波)相位及頻率一致之局部載波e′p(t)、e′q(t)藉由載波同步技術(shù)準(zhǔn)備之。藉由此rp(t)、rq(t)將接收信號(hào)rL(t)相關(guān)解調(diào)，以獲得rp(t)、rq(t)，由于載波ep(t)、eq(t)互相正交之故，rp(t)之中不含有sq(t)成分，在rq(t)中不含有sp(t)。
因此，基帶接收信號(hào)rp(t)、rq(t)分別成為隔1幀的波形之故，後續(xù)的MFp與MFq之解調(diào)輸出up(t)、uq(t)不會(huì)受到鄰接幀的影響。
現(xiàn)在，考慮由希望臺(tái)來的接收信號(hào)之載波相位與由干擾臺(tái)來的接收信號(hào)之載波相位之差為0(Δψ＝0)的情形。此情形之接收信號(hào)由sp(t)、sq(t)、雜訊xp(t)、xq(t)所構(gòu)成，此幀圖之一例示于圖14。圖之干擾波之中，虛線之部分如之後敘述般地，無助于解調(diào)相關(guān)輸出。在圖13之MFp中，具有與干擾波成分xp(t)中之p波相同相位成分之xq(t)之中，只有被包含于干擾波之偶數(shù)幀F(xiàn)′2n′之部分，被與m0，2n′(t)相乘，制作輸出up(t)中之干擾波成分upx(t)。(對(duì)于xq(t)也有同樣之關(guān)系。)現(xiàn)在，設(shè)x(t)為由1個(gè)之干擾臺(tái)進(jìn)入之信號(hào)，其擴(kuò)散M系列設(shè)為m1(t)，其振幅假定為x1，2n′、x1，2n′＋1。此時(shí)，x(t)之同相波與正交波由下式給出。
x(t)＝xp(t)＋xq(t)…(59)xp(t)=Σn=-∞∞x1,2n′m1(t-T1-2n′T)…(60)]]>xq(t)=Σn=-∞∞x1,2n′+1m1{t-T1-(2n′+1)T}…(61)]]>此處，假定T1≥0，upx(t)＝xp(t)m0(t－2n′T)T1≤(t－2n′T)≤T…(62)uqx(t)＝xq(t)m0{t－(2n′＋1)t}T1≤{t－(2n′＋1)T}≤T…(63)又，假定T1≤0，
upx(t)＝xp(t)m0(t－2n′T)0≤(t－2n′T)≤(T＋T1)…(64)uqx(t)＝xq(t)m0{t－(2n′＋1)t}0≤{t－(2n′＋1)T}≤(T＋T1)…(65)求取這些之相關(guān)輸出upx(t)與uqx(t)，將此交流成分與接收輸入rp(t)與rq(t)加于與圖5(a)相同之處理電路sr、su、DF、MFB、∑，藉由上述之原理求得評(píng)價(jià)函數(shù)zn＋μ，進(jìn)而可以求得第0(＝n＋μ)號(hào)之幀信息bn＋μ。以示(59)～(65)所賦予之雜訊系列與希望臺(tái)擴(kuò)散系列之相關(guān)時(shí)間寬度一般比1周期T還短。
即，成為部分相關(guān)(非周期相關(guān))。雖然隨著相關(guān)時(shí)間寬度Tk而改變，但是其平均值成為T/2。因此，在解調(diào)輸出之檢測(cè)過程，干擾信號(hào)之雜訊電力藉由p、q波之交互配置，統(tǒng)計(jì)上可以減半。又，希望臺(tái)與干擾波之載波相位差在Δψ＝hπ/2(h整數(shù))之情形，也相同地成立。Δψ具有一般值之情形，對(duì)干擾波e′p(t)之投影成分與對(duì)e′q(t)之投影成分產(chǎn)生影響之故，在此情形，干擾電力與通常方式相等。
另一方面，異種M系列相互間之部分相關(guān)，在兩系列之相位差為T/2，其結(jié)果在相關(guān)時(shí)間寬度成為T/2時(shí)，有變?yōu)樽畲笾畠A向。但是，各M系列之巡回相位適當(dāng)選擇下，此部分相關(guān)值與兩系列之相位差幾乎沒有關(guān)系地構(gòu)成符號(hào)。
因此，p、q交互配置方式之解調(diào)檢測(cè)特性被系列間之部分相關(guān)所支配，并不會(huì)成為大的問題。在希望臺(tái)之第n號(hào)之接收幀區(qū)間Fn一般包含第k號(hào)之干擾臺(tái)之2個(gè)干擾幀。此干擾幀之信息bkn與鄰接幀之信息bkn＋1互相相等之情形之干擾形態(tài)與希望臺(tái)擴(kuò)散系列之間之相關(guān)，稱為偶相關(guān)，不同之情形之相關(guān)稱為奇相關(guān)。由于金記號(hào)(goldmark)等很多之?dāng)U散符號(hào)被設(shè)計(jì)為偶函數(shù)小之故，雖然奇相關(guān)必然變大，但是p、q交互配置方式很多不會(huì)受到鄰接幀之影響，奇相關(guān)之發(fā)生頻率與通常方式相比可以減半。其結(jié)果，在利用金記號(hào)等之系列的情形，可以避免由于成為大障礙之奇相關(guān)之解調(diào)SN比之劣化。
再者，重要者為p、q交互配置方式其第0號(hào)的幀與附近幀之雜訊相似，或者幾乎一致之概率有顯著提高之效果。即不會(huì)有鄰接幀之影響之故，2干擾臺(tái)之情形之雜訊幀之種類，使用與圖7相同之方法分析，成為如圖15所示。
圖示之ID系顯示相同形態(tài)，INV系顯示逆極性之形態(tài)。將ID與INV視為相同下，相同雜訊形態(tài)產(chǎn)生之概率代替式(18)，以下式給出。
Px＝2(2-k)…(66)由上式Px與式(11)相比，成為2k倍大。因此，具有應(yīng)作成之差分幀數(shù)2μ會(huì)減少為2-k之優(yōu)點(diǎn)。
在上述之說明中，藉由選擇載波之相位，產(chǎn)生p、q波。此情形在接收機(jī)側(cè)，有必要準(zhǔn)備正確相位之局部載波，進(jìn)行相關(guān)解調(diào)。因此，在以下顯示使用任意相位之局部載波，可以更簡單之裝置實(shí)現(xiàn)之非相關(guān)解調(diào)方式之應(yīng)用例。
首先，在下式顯示于基帶頻帶中，互相只微分(π/2)相位之不同k臺(tái)用擴(kuò)散系列之p、q波形。
mkp(t)＝mk(t)…(67)mkp(t)=12π∫-∞∞F{mkp(1)}exp(jωt-π2)dω]]>0≤t≤T…(68)此處，F(xiàn)為施以DFT轉(zhuǎn)換記號(hào)。mkp(t)與mk(t)相同。
另一方面，mkq(t)系對(duì)于將mkp(t)做DFT轉(zhuǎn)換，將其結(jié)果所獲得之頻率成分之相位只移位(π/2)所獲得之成分，藉由施以DFT逆轉(zhuǎn)換所獲得之1幀的分量之波形。圖16(a)顯示小片段脈沖之p、q波，(b)顯示上述1幀的分量之p、q波。為了使這些之波形在本例中容易理解，頻帶限制在f≤2fc。(通常限制在f≤fc下使用。)將此p、q波形依每幀依序切換，制作發(fā)信信號(hào)。使用此種基帶頻帶之同相-正交波之情形，轉(zhuǎn)換為無線頻率用之載波之相位在接收側(cè)可以任意設(shè)定。
微分移相鍵控法方式(DPSK)系在發(fā)信側(cè)將信息差動(dòng)符號(hào)化，在接收側(cè)使用互相正交之任意相位之載波，將解調(diào)之2個(gè)之基帶波形分別延遲檢波，將此檢波輸出相加之合成輸出藉由硬判定，以復(fù)原發(fā)信之原來信息之方式。
如圖17所示般地，上述之原理可以適用于將同相-正交基帶幀交互配置之調(diào)制解調(diào)方式。圖中，D顯示1幀的分量之延遲元件，其他之標(biāo)號(hào)與圖5(a)相同。如圖示般地，在發(fā)信機(jī)TX將應(yīng)該發(fā)送之第n號(hào)之信息bn藉由下式給予差動(dòng)符號(hào)化，獲得輸出cn。
藉由此輸出cn，式(67)、(68)中，設(shè)k＝0，調(diào)制求得之同相擴(kuò)散系列mop(t－2n′T)，制作偶數(shù)幀，調(diào)制正交擴(kuò)散系列moq{t－(2n′＋1)T}，制作奇數(shù)幀。依據(jù)信息b被調(diào)制之這些系列系調(diào)制1種類之載波ep(t)，制作無線頻率頻帶之發(fā)信信號(hào)sT(t)，將其發(fā)送于傳送路徑。sT(t)=2P0S0(t)cosωat]]>s0(t)=Σn′=-∞∞b2n′mop(t-2n′T)Σn′=-∞∞b2n′+1moq{t-(2n′+1)T}…(71)]]>此處，P0為發(fā)信電力，s0(t)為希望臺(tái)之基帶信號(hào)波形。接收機(jī)RX接收由與sT(t)幾乎相同之信號(hào)(只有電力，成為P′0)與雜訊形成之rL(t)。rL(t)為希望臺(tái)信號(hào)與干擾雜訊之和，以下式被賦予之。(為了簡單之故，與干擾雜訊相比，省略通常具有小之電力之白雜訊加以說明。)xL(t)＝sL(t)＋xL(t)=2P′0s0(t)cosω0t+Σk=1K2P′ksk(t)cos(ωat-θk)…(72)]]>此處，P′0為希望臺(tái)之接收電力，P′k(k≠0)為由干擾臺(tái)k來之進(jìn)入雜訊電力，s′k(k≠0)為由干擾臺(tái)發(fā)送之基帶信號(hào)波形，以下式給出。
(為了簡單之故，此處，省略白雜訊加以說明。)sk(t)=Σn′=-∞∞b2n′mkp(t-Tk-2n′T)+Σn′=-∞∞b2n′-1mkq{t-Tk-(2n′+1)T}…(73)]]>此處，Tk為k臺(tái)發(fā)信信號(hào)波與希望臺(tái)信號(hào)波之接收時(shí)間之偏差。接收側(cè)之局部載波具有與式(57)相同之頻率，由把ψ設(shè)為任意之相位之下述馀弦波與正弦波所構(gòu)成。
e0(t)＝cos(ωat＋ψ)…(74)e1(t)＝sin(ωat＋ψ)…(75)對(duì)于式(72)之rL(t)，乘以這些之局部載波，對(duì)于其之乘積輸出r0(t)、r1(t)之兩者，乘以逆擴(kuò)散系列m0p(t－2n′T)，可以獲得對(duì)于希望臺(tái)之第2n′號(hào)之幀之逆擴(kuò)散輸出v0p(t－2n′T)與v1p(t－2n′T)。同樣地對(duì)于乘積輸出r0(t)、r1(t)之兩者，乘以mop{t－(2n′＋1)T}，可以獲得voq{t－(2n′＋1)T}與v1q{t－(2n′＋1)T}。又，在圖示之這些符號(hào)中省略了，成為2n′T、(2n′＋1)T之幀位置。
在發(fā)信側(cè)，藉由式(69)被施以差動(dòng)符號(hào)化之故，如果求取第2n′號(hào)之輸出V0p與第2n′－1號(hào)之輸出V0q之積，可以獲得在第2n′號(hào)之下述所示之逆擴(kuò)散輸出u0p(2n′)。以同樣之方法，獲得u1p(2n′)，這些之和成為up(2n′)。
u0p(2n′)＝v0p(2n′)x v0q(2n′－1)u1p(2n′)＝v1p(2n′)x v1q(2n′－1)…(76)up(2n′)＝u0p(2n′)x u1p(2n′)以同樣之方法，也可以獲得第(2n′＋1)號(hào)之輸出uq(2n′＋1)。此解調(diào)輸出交流成分up(2n′)或uq(2n′＋1)與依據(jù)載波之解調(diào)輸出(基帶接收輸入)r0(t)r0(2n′)、r1(t)r1(2n′)、r0(t)r0(2n′＋1)、r1(t)r1(2n′＋1)之幀系列被加于與圖5(a)相同之處理電路sr、su、DF、MFB。為了說明簡單之故，設(shè)n＝2n′，記憶在圖5(a)之Sr、Su之幀號(hào)碼之范圍為(2n′～2n′＋2μ)，μ為偶數(shù)，換讀(2n′＋μ)→0加以說明之。在處理電路中，第0號(hào)之幀之交流成分up(O)與第1號(hào)之交流成分up(1)或up(1)比較，其結(jié)果發(fā)現(xiàn)相關(guān)性強(qiáng)之其他的交流成分up(j)或up(j)，依據(jù)式(22)制作r0(O)與r0(j)之差分部分，以及r1(O)與r1(j)之微分部分。再者，由差動(dòng)解調(diào)原理，對(duì)于鄰接幀也取得同樣之差分部分，使用這些之差分部分，藉由進(jìn)行上述之解調(diào)處理，可以獲得最終解調(diào)輸出ρj。
藉由將此解調(diào)最終輸出ρj加于圖5(a)所示之選擇加法電路∑，求得其之期望值z(mì)n＋μ，藉由DEC之硬判定，可以求得對(duì)應(yīng)于第0(＝n＋μ)號(hào)之2值信號(hào)之推算值n＋μ，本方式之優(yōu)點(diǎn)在于即使載波之接收相位之檢測(cè)很難的情形，也可以利用。
又，利用圖5(a)、(b)詳細(xì)說明之差分幀解調(diào)方式也可以應(yīng)用于直接擴(kuò)散形頻譜擴(kuò)散通信方式之幀同步方式。
圖18系幀同步方式之一實(shí)施例。圖之RX系顯示圖5(a)之接收機(jī)，W-Gen為假想之矩形波幀脈沖q2v(t－nT)之產(chǎn)生器，q2v(t－nT)系顯示由正確幀相位只延遲Tv＝vΔTc(＜T)相位之矩形波脈沖。(ΔTc設(shè)定成Tc之?dāng)?shù)分之1)。
S-DEC系由之後敘述的p11v判定同步位置之電路，SY-Gen系將與正確幀脈沖q2v^(t-nT)]]>同步之M系列m0(t－nT)供給于接收機(jī)RX之電路，Ev系之後敘述之同步化評(píng)價(jià)值，e(v)，
系第v，
號(hào)之幀位置指定脈沖。
在圖6之幀圖之下側(cè)顯示上述之假想矩形波之幀。在Fnv假設(shè)只移位Tv之幀位置，于圖18之DF中，以在圖5(a)說明時(shí)幾乎相同之方法，制作差分幀。但是，此情形信號(hào)檢測(cè)并非目的所在，同步位置之檢測(cè)為其目的之故，不單是第0與j號(hào)之幀間，一般也考慮第1與1′號(hào)之差分幀。即，代替式(19)、(22)、(23)、(30)，使用式(77)～(80)。
d11′v(t)＝r1(t)－γ′11′r1′(t)…(78)
此處，不必要求得信息b1的極性之故，不需要式(27)之條件。在式(80)中，決定矩形波位置v時(shí)之(1，1)之組合數(shù)目N，成為N＝2μ＋1C2…(81)即使μ＝10，N變成210之故，具有成為對(duì)象之幀范圍即使小，N也很大之優(yōu)點(diǎn)。決定v，利用式(80)計(jì)算對(duì)于1，1之組合之|p11‘v|，使1與1′之兩者在-μ～μ之范圍內(nèi)變化時(shí)，由求得之大的數(shù)值做M(＜2μ)個(gè)排列。
|ρ1(0)，1′(0)v|＞…|ρ1(1)，1′(1)v|＞…＞|ρ1(M－1)，1′(M－1)v|…(82)這些M個(gè)的相關(guān)值的平方和作為同步化評(píng)估值以下式定義
求得為v之函數(shù)之Ev，將此評(píng)價(jià)值與適當(dāng)?shù)拈撝当容^，具有上述之雜訊相抵消機(jī)能之故，可以高精度地判定是否為同步狀態(tài)。即，正確同步點(diǎn)之Ev與其他之假想同步點(diǎn)之值比較，統(tǒng)計(jì)上以高之概率會(huì)顯示最大值。以此為本，S-DEC將指定同步推算點(diǎn)υ之信號(hào)
送于SY-Gen，進(jìn)入同步狀態(tài)。此機(jī)能與經(jīng)由RX之通常之接收解調(diào)動(dòng)作平行可以經(jīng)常進(jìn)行，將此應(yīng)用于偏離同步、回復(fù)、監(jiān)視之3機(jī)能，可以實(shí)現(xiàn)極為安定之同步機(jī)能。
又，將差分幀之組合不限于0與j之間，在擴(kuò)大于1與1′之間，可以使差分幀之組合數(shù)由2μ增大為2μ+1C2之故，可以實(shí)現(xiàn)比信號(hào)檢測(cè)還少誤差之動(dòng)作。又，本發(fā)明之原理也可以應(yīng)用于之後敘述之PSK，F(xiàn)SK方式之幀同步技術(shù)。
利用PSK調(diào)制方式，以時(shí)間分割多路通信或頻率分割多路通信進(jìn)行多路通信之情形，雖然不會(huì)受到干擾雜訊之影響，但是受到白雜訊或感應(yīng)雜訊之影響。本發(fā)明應(yīng)用于此種PSK方式等也有效果。因?yàn)楸景l(fā)明系利用在幀相互間相似之雜訊成分之方式之故，即使對(duì)于白雜訊，幀雜訊之一部分與其他之幀雜訊之一部分為互相相似之雜訊之情形，利用兩幀可以互相抵消此相似雜訊。以長周期顯示白雜訊之雜訊，將以短幀周期抽出之部分藉由DFT(Discrete FourierTransform離散傅里葉變換)分析調(diào)查之，成為含有有色成分之故，在這些含有有色雜訊之幀間，會(huì)產(chǎn)生相關(guān)，可以活用上述之幀間雜訊之抵消效果。舉單純的BPSK調(diào)制方式為例，將其發(fā)信信號(hào)s(t)、第n號(hào)之幀信號(hào)rn(t)仿效式(6)、(7)、(2)，由下式表現(xiàn)之s(t)=PΣ-∞∞bnp(t-nT)…(84)]]>rn(t)＝rpn(t)＋xn(t) 0≤t－nT＜T…(85)rpn(t)=P′bnp(t-nT)…(86)]]>p(t)=2sin2πf0(t)…(87)]]>在BPSK方式之情形，式(2)、(6)之m0(t)成為基準(zhǔn)信號(hào)p(t)，與臺(tái)號(hào)碼k無關(guān)，成為共通。考慮構(gòu)成BPSK方式之3幀F(xiàn)n(n＝0，1，2)之接收信號(hào)r0～r2，其中之信號(hào)成分rp0～rp2與雜訊成分x0～x2顯示于圖19。該圖系顯示bn(n＝0，1，2)為1，-1，1之情形。又，進(jìn)入幀F(xiàn)0之雜訊設(shè)為x0(t)時(shí)，以圖顯示如下之情形x1(t)＝x0(t) …(88)x2(t)＝-x0(t)…(89)為了說明方便，x(t)雖以方形波顯示之，實(shí)際上系頻帶被限制的波形。比較圖中的rp0(t)與x0(t)，關(guān)于x0(t)之白框部分，x0(t)與rp0(t)之乘積輸出之積分值雖然成為0，但是在斜線部分，同樣地積分值成為負(fù)，在x0(t)之振幅大之情形，干擾只有信號(hào)之匹配濾波輸出(正或負(fù))之檢波，使產(chǎn)生符號(hào)之誤。
但是，將x(t)如式(88)、(89)般地假定之，使用式(19)，成為γ1＝1、γ2＝-1，由此遵照式(22)制作對(duì)于F0之差分幀d1(t)、d2(t)，雜訊x0(t)藉由x1(t)或x2(t)被相抵消，而且，被包含于這些差分幀之基準(zhǔn)信號(hào)波p(t)之振幅成為2倍之故，可以利用d1(t)、d2(t)的其中之一實(shí)現(xiàn)正確之檢測(cè)。上述之機(jī)能于圖5(a)中，代替依據(jù)M系列之逆擴(kuò)散，將式(87)之波形p(t)當(dāng)成接收側(cè)基準(zhǔn)信號(hào)加以相乘即可，其他之機(jī)能，如之前敘述。又，對(duì)于白色或外來雜訊，雖然無法期待|γj|＝1，但是如上述般地，藉由利用小片段移動(dòng)或小片段重復(fù)使用方式，可以以更高概率實(shí)現(xiàn)雜訊成分之相抵消。
接著，在PSK調(diào)制方式等為了要適用上述之小片段移動(dòng)方式，在解調(diào)過程中，首先將rn(t)轉(zhuǎn)換成脈沖列。使CDMA方式之小片段區(qū)間(Tc)對(duì)應(yīng)于BPSK方式，此成為p(t)之一半循環(huán)或1循環(huán)。此處，為了方便將正弦波之一半循環(huán)區(qū)間命名為小片段加以說明。即成為Tco＝1/2fo…(90)圖20顯示進(jìn)行對(duì)接收波形之接收脈沖列之轉(zhuǎn)換與小片段節(jié)調(diào)之電路構(gòu)成。在圖21之第1段顯示之PSK信號(hào)之接收輸入r0(t)乘以p(t)，藉由進(jìn)行與式(40)相同之積分，可以獲得小片段脈沖列roi(i＝0，1，2…L-1)，此情形下，已經(jīng)以p(t)之乘算被解調(diào)之故，roi＝uoi。
圖21系顯示第0號(hào)之接收輸入幀r0(t)之例，與由此求得之解調(diào)輸出交流成分之脈沖列。圖中為了容易理解，分開顯示構(gòu)成r0(t)之雜訊x(t)與信號(hào)s(t)=P′bp(t)]]>。(實(shí)際上兩者之線性相加波形成為ro(t)。)p(t)為基準(zhǔn)信號(hào)，圖顯示為了簡單之故，設(shè)P′b=1,]]>接收與p(t)相等信號(hào)成分之情形。又，雜訊方便上利用小片段區(qū)間單位之方形波。(實(shí)際為頻帶限制波形。)ro(t)乘上p(t)，將每一小片段區(qū)間積分結(jié)果，為了容易理解，分開信號(hào)成分(實(shí)線)與雜訊成分(虛線)顯示為uoi。uoi中之信號(hào)成分由于全部等振幅等板性脈沖之故，無助于交流成分uoi。uoi中之雜訊成分之平均值系式(13)中省略n之相關(guān)值wx，此引此符號(hào)之誤。因此，成為u_oi=uoi-wx-P′b…(91)]]>此脈沖列(uoi之虛線與)系與圖9(a)所示之uoi、uoi。相當(dāng)之成分。但是，在圖21中，p(t)為4循環(huán)之故，L＝8。同樣之方法，對(duì)于第n＝1(1≠0，1∈-μ～μ)號(hào)之幀，可以求得同樣之交流成分脈沖列u1i。由此，與CDMA之情形相同地，藉由小片段移動(dòng)、重復(fù)使用以制作相似幀對(duì)，由此制作差分幀，相抵消雜訊，其結(jié)果，可以高精度地檢測(cè)第0號(hào)幀的信息。
此原理可以被廣泛應(yīng)用于4相PSK、QPSK等之相位調(diào)制方式。雖然也可以利用于相關(guān)FSK方式，但有必要并用接著說明之非相關(guān)解調(diào)過程之一部分。
接著，說明對(duì)非相關(guān)FSK調(diào)制方式之實(shí)施例。下式顯示之M值FSK信號(hào)的解調(diào)，有必要與其相位無關(guān)地取得接收輸入的頻率成分。rFSK(t)=2P′cos(2πfmt+θm)]]>fm＝f0＋mΔf…(m＝0，1，2…M－1)}…(92)Δf＝1/T此處，fm為有互相正交關(guān)系之頻率成分，θm為任意之相位，由于系非相關(guān)FSK信號(hào)之故，考慮m之隨機(jī)變數(shù)。為了達(dá)成此目的，首先，將FSK信號(hào)之1幀份rFSK(t)考慮為周期T之周期函數(shù)，其自相關(guān)函數(shù)由下式求得。φ(τ)=1T∫-T/2T/2rFSK(t)rFSK(t+τ)dt…(93)]]>在實(shí)際之處理中，τ當(dāng)成離散值sτ(s＝0，1，2…，τ＜T)處理之。藉由圖22之電路構(gòu)成，求得第ψ(τ)或m號(hào)之小片段輸入之逆擴(kuò)散輸出交流成分ui(m)。
e0(t)，e1(t)，…eM-1(t)系指定積分時(shí)間之控制脈沖。同一圖中，輸入系1幀的分量(t＝0～T)之接收FSK信號(hào)。又，I0，I2為積分器，DT，DT-τ系T秒、(T-τ)秒(τ≤T)之延遲電路。(在圖上，顯示為τ→sτ。)被包含于rFSK(t)之頻率fm之信號(hào)成分，在對(duì)ψ(τ)之轉(zhuǎn)換過程中，具有相同頻率，被轉(zhuǎn)換為振幅P′之馀弦波成分。因此，作為檢測(cè)出此成分用之基準(zhǔn)信號(hào)，使用PT(τ)=Σm=0M-1Pm(τ)}…(94)]]>Pm(τ)=2cos2πfmτ]]>因此，ψ(τ)中之M個(gè)之信號(hào)成分之中之其中哪一個(gè)之成分也被包含于pT(τ)中。如圖22所示般地，將ψ(τ)與pT(τ)之相乘輸出u(τ)對(duì)應(yīng)于第m號(hào)之頻率成分之小片段周期Tcm＝1/2fm…(95)加以積分，以標(biāo)本點(diǎn)t=(i＋1)Tcm標(biāo)本化，獲得乘積輸出脈沖列{ui(m)}與其之交流成分。(此機(jī)能在相關(guān)FSK調(diào)制之情形也是必要。)因此，必須M個(gè)之積分器I1。M值FSK調(diào)制之情形，在第0號(hào)之幀之自相關(guān)函數(shù)ψ0(τ)之中，包含有M個(gè)之頻率之中之1個(gè)之頻率以作為信號(hào)?？紤]檢查發(fā)信信號(hào)成分之一，例如fm之有無之情形，求得ψ0(τ)與pm(τ)之乘積輸出交流成分uoi(m)與第1(≠0)之幀之同樣的交流成分uli(m)之相關(guān)系數(shù)γ1(m)，對(duì)于其值大之情形之幀(1＝j(luò))，作為ψ0(τ)與ψ1(τ)之差分部分，制作式(22)之差分幀dj(m)。此情形，設(shè)被包含于ψ0(τ)之信號(hào)成分為fm′，對(duì)應(yīng)于頻率fm之相關(guān)輸出ws(m)可以藉在整個(gè)幀周期T對(duì)圖22所示之ui(m)進(jìn)行積分，由下式給出ws(m)=1T∫0Tφ0(τ)Pm(τ)dτ=2P′T∫0T{cos2πfmt}2=P′2(m′=m)…(96)]]>＝0(m′≠m)由此，ws(m)＞0?，F(xiàn)在設(shè)信號(hào)成分fm′為未知、m為固定時(shí)，求取差分幀dj(m)與單一基準(zhǔn)信號(hào)pm(τ)之相關(guān)輸出ρj(m)。[ws(m)＞0，ρj(m)一般成為正]求取對(duì)于多數(shù)之同樣的差分幀之相關(guān)輸出之中之最大值z(mì)m(m)或各個(gè)ρj(m)＞ρth之差分幀j＝J之復(fù)數(shù)個(gè)之差分幀與pm(τ)之相關(guān)輸出ρJ(m)之平均值z(mì)0(m)。將同樣之處理對(duì)于其他之m值進(jìn)行，這些之中取用最大值之值設(shè)為
或
。因此，被檢測(cè)出之頻率系以下式給出。fm^=f0+m^Δf…(97)]]>此處，由式(96)與差分幀檢測(cè)之原理，可以提高fm^=fm′]]>之概率。
如此，藉由制作抵消幀雜訊之差分幀，可以高精度實(shí)現(xiàn)M值FSK非相關(guān)傳送方式之解調(diào)。又，使用于CDMA，藉由小片段脈沖之移動(dòng)或選擇使用，可以更提高特性。
如上述般地，很明白也可以應(yīng)用于PSK或非相關(guān)FSK調(diào)制。在正交頻率分割多路調(diào)制(OFDM)方式中，在其之解調(diào)過程中，與上述PSK以及FSK調(diào)制相同地，有必要檢測(cè)多數(shù)之正交頻率成分。因此，OFDM解調(diào)之際，也藉由求取某幀與其他之幀之差分部分，產(chǎn)生雜訊相抵之差分幀，適用上述之原理，進(jìn)行此差分幀之解調(diào)檢波，可以實(shí)現(xiàn)發(fā)信信息之高精度檢測(cè)。
如上述般地，本發(fā)明系利用使用在解調(diào)或擴(kuò)散過程中求得之交流成分，產(chǎn)生差分幀之雜訊相抵消效果，以及藉由構(gòu)成幀之部分波形或小片段脈沖之移動(dòng)之雜訊相似效果之提升機(jī)能，以提高接收解調(diào)SN比之方式。將此應(yīng)用于依據(jù)DS-SS調(diào)制之CDMA通信方式，解調(diào)處理後之SN比與習(xí)知方式之匹配濾波解調(diào)之SN比相比，顯著提高之故，在改善誤差率方面具有顯著效果。又，本發(fā)明即使應(yīng)用于CDMA通信之幀同步，以高之SN比可以檢測(cè)其幀位置之故，很有效果。再者，即使對(duì)于白雜訊、外來雜訊，也有相抵消效果之故，對(duì)于基帶調(diào)制方式或PSK、FSK、QAM、OFDM等之頻帶傳送形調(diào)制方式，也可以提升解調(diào)SN比之故，很有效果。
權(quán)利要求
1.一種幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，是一種在每一符號(hào)幀周期，依據(jù)2值或多值信息調(diào)制傳送載波或擴(kuò)散系列，將在接收側(cè)接收之各接收幀波形解調(diào)檢測(cè)以復(fù)原為上述信息之資料傳送方式，其特徵為藉由將0號(hào)之幀波形與j號(hào)之幀波形之雜訊成分相互抵消地，于兩幀之至少其中一方乘上修正系數(shù)予以相加，以產(chǎn)生差分幀，將被包含于該差分幀之傳送信息成分經(jīng)由相關(guān)檢測(cè)以復(fù)原傳送信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，其特征在于，制作將接收幀波形分割為復(fù)數(shù)之小片段區(qū)間之接收小片段波形，或?qū)⒃撔∑尾ㄐ尾糠值亟庹{(diào)之接收小片段脈沖，將該接收小片段波形或接收小片段脈沖一面維持保持該接收幀之信號(hào)成分之條件，一面移動(dòng)于其他之1～復(fù)數(shù)個(gè)之小片段位置，藉由使用作為替代該小片段位置之接收輸入，以制作修正接收幀，使用此修正接收幀，藉由要求1所述的方法以檢測(cè)出通信信息。
3.如權(quán)利要求1所述的幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，其特征在于，在接收側(cè)之相關(guān)檢波過程中，獲得1對(duì)之各個(gè)接收幀與基準(zhǔn)信號(hào)波之各個(gè)乘積輸出交流成分，求得1對(duì)之乘積輸出交流成分之相互相關(guān)系數(shù)，對(duì)于該1對(duì)之接收幀之至少1方之接收幀，乘以以上述相互相關(guān)系數(shù)為本產(chǎn)生之修正系數(shù)之波形與另一方之接收幀相加以制作差分幀波形，可以藉由相關(guān)檢波以檢測(cè)出被包含于該差分幀之希望臺(tái)基準(zhǔn)信號(hào)波成分。
4.如權(quán)利要求3所述的幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，其特征在于，以第0號(hào)之接收幀為基準(zhǔn)，取得與此成對(duì)之第1號(hào)之接收幀，求得兩者之該乘積輸出交流成分相互間之相互相關(guān)系數(shù)，產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于此值之絕對(duì)值變大之1＝j(luò)號(hào)之接收幀之差分幀，求取將被包含于該差分幀之希望臺(tái)基準(zhǔn)信號(hào)波成分做相關(guān)檢波之輸出，依序求得在與第0號(hào)之接收幀成對(duì)之其他的接收幀之間求得之同樣的相關(guān)檢波輸出，經(jīng)由判定這些檢波輸出之振幅最大值或平均值，以檢測(cè)出傳送信息。
5.如權(quán)利要求4所述的幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，其中以第0號(hào)之接收幀為基準(zhǔn)，將對(duì)于與此成對(duì)之第1號(hào)之接收幀被制作之該差分幀與希望臺(tái)擴(kuò)散系列之乘積輸出交流成分與其他之該差分幀之同樣的乘積輸出交流成分比較，這些之交流成分電力之中，求得將被包含在對(duì)應(yīng)于其值成為小數(shù)值之1＝U號(hào)之接收幀之該差分幀之希望臺(tái)基準(zhǔn)信號(hào)波成分做相關(guān)檢波之輸出，經(jīng)由判定這些檢波輸出之振幅最大值或平均值之極性，以檢測(cè)出傳送信息。
6.如權(quán)利要求4所述的幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，其特征在于，對(duì)于第0號(hào)之基準(zhǔn)接收幀被制作之該差分幀之希望臺(tái)擴(kuò)散系列之乘積輸出交流成分，與其他該差分幀之同樣的乘積輸出交流成分之相關(guān)系數(shù)在超過預(yù)先決定之閾值之情形，藉由將上述修正系數(shù)乘上該差分幀之至少其中一方，將兩者相加以制作再差分幀，藉由將被包含于該再差分幀之希望臺(tái)基準(zhǔn)信號(hào)成分做相關(guān)檢波，以檢測(cè)出傳送信息。
7.如權(quán)利要求1至6的任一項(xiàng)所述記載之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式，其中將由多個(gè)的小片段信號(hào)與被包含于該各小片段區(qū)間之小片段雜訊所構(gòu)成之接收幀之各小片段波形，或積分各小片段波形所獲得之各小片段脈沖輸出，在不變更被包含于上述接收幀之信號(hào)成分之條件下，于同一幀內(nèi)，移動(dòng)于別的1～多個(gè)之小片段位置，附加變更該接收幀之含有雜訊成分之手段，使用第0號(hào)之接收幀及與其成對(duì)之第1號(hào)之接收幀之解調(diào)成分或逆擴(kuò)散輸出交流成分，在該一對(duì)之接收幀之其中一方乘上修正系數(shù)，使之提高產(chǎn)生之差分幀之雜訊相抵消效果，以檢測(cè)出傳送信息。
8.如權(quán)利要求1至7的任一項(xiàng)所述的幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，其中經(jīng)由傳送信息調(diào)制基準(zhǔn)載波以產(chǎn)生偶數(shù)號(hào)之符號(hào)幀，調(diào)制具有與該基準(zhǔn)載波正交之相位之正交基準(zhǔn)載波以產(chǎn)生奇數(shù)號(hào)之符號(hào)幀，藉由使用產(chǎn)生同相-正交幀交互配置形傳送信號(hào)之方式，在接收側(cè)之希望臺(tái)之傳送之同相、正交幀之相關(guān)解調(diào)過程，可以使之各別降低干擾雜訊之影響。
9.如權(quán)利要求3所述的之幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，其特征在于具備在符號(hào)幀之同步偏離之狀態(tài)，對(duì)于預(yù)先決定之時(shí)間內(nèi)接收之接收輸入，對(duì)于由與在接收側(cè)預(yù)先設(shè)定之該假想矩形波幀一致之1對(duì)的假想接收幀求得之差分幀，施以依據(jù)希望臺(tái)基準(zhǔn)信號(hào)成分之相關(guān)檢波以求取相關(guān)檢波輸出之電力，以基于由其他相同之多數(shù)的接收幀對(duì)求得之相關(guān)檢波電力，求得該電力平均值，將假想矩形波移往其他之位置，求得同樣之相關(guān)檢波電力平均值，在這些值之中，由顯示最大值之該假想矩形波幀之移動(dòng)位置以判定符號(hào)幀之同步位置之同步機(jī)能。
10.如權(quán)利要求4至5的任一項(xiàng)所述的波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，其特征在于，在接收側(cè)之相關(guān)檢波過程中，藉由1對(duì)之各別的接收幀與基準(zhǔn)信號(hào)波之乘積以求得各個(gè)之接收波乘積輸出交流成分，選擇第0號(hào)及與成為其組合對(duì)象之第1號(hào)之幀之該交流成分之電力互相成為相等之組合之差分幀。
11.如權(quán)利要求8所述的幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，其特征在于，藉由使用設(shè)偶數(shù)號(hào)之幀之基帶信號(hào)為擴(kuò)散系列之同相波，設(shè)奇數(shù)號(hào)之幀之基帶信號(hào)為該擴(kuò)散系列之正交波之同相-正交幀交互配置形發(fā)信信號(hào)，在接收側(cè)可以使之避免干擾雜訊之影響之一部分。
12.如權(quán)利要求1至7的任一項(xiàng)所述的幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方式，其中在使用于使用基帶脈沖調(diào)制(PCM)或PSK，DPSK，OFDM等之頻帶通過形調(diào)制方式之傳送方式之情形，對(duì)于1對(duì)之接收幀，把在以依據(jù)求得之基準(zhǔn)信號(hào)波之乘積輸出交流部分之相關(guān)系數(shù)為本產(chǎn)生之修正系數(shù)乘以該接收幀之至少其中一方以產(chǎn)生差分幀，將該差分幀藉由解調(diào)檢波以檢測(cè)發(fā)信信息。
13.如權(quán)利要求12所述的幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，其中將接收幀之自相關(guān)函數(shù)與基準(zhǔn)信號(hào)波之自相關(guān)函數(shù)作為接收幀、基準(zhǔn)信號(hào)波，進(jìn)行處理以檢測(cè)出發(fā)信信息。
14.一種幀波形相互修正形資料信號(hào)之解調(diào)方法，系藉由在每一符號(hào)幀周期，依據(jù)2值或多值信息調(diào)制傳送載波或擴(kuò)散系列，將在接收側(cè)接收之各接收幀波形解調(diào)檢測(cè)以復(fù)原為上述信息之資料傳送方式，其特征在于由采用接收幀波形與接收幀分離脈沖之邏輯積，在每個(gè)接收幀獲得(2μ＋1)個(gè)之信號(hào)rn(t)，蓄積此之步驟，以及在發(fā)信側(cè)，將于調(diào)制之際使用之?dāng)U散系列與上述接收幀波形相乘，以獲得乘積輸出un(t)之步驟，以及獲得上述乘積輸出un(t)之交流成分之un(t)之步驟，以及在每個(gè)接收幀蓄積(2μ＋1)個(gè)之上述信號(hào)rn(t)與上述交流成分un(t)之步驟，以及產(chǎn)生2μ個(gè)之(n+μ)號(hào)之信號(hào)rn(t)與(n＋μ＋j)號(hào)之信號(hào)rj(t)之差分幀dj之步驟，以及獲得上述2μ個(gè)之差分幀與希望臺(tái)擴(kuò)散系列之相關(guān)輸出之步驟，以及由上述相關(guān)輸出算出被包含于接收幀中之上述希望臺(tái)擴(kuò)散系列成分之期待值之步驟，以及進(jìn)行上述期待值之硬判定處理之步驟所構(gòu)成，藉由這些手段，以解調(diào)接收信號(hào)。
全文摘要
本發(fā)明系關(guān)于傳送過程中混入雜訊之中,特別是對(duì)于會(huì)引起大的干擾之干擾雜訊,使用可以提升其承受度之頻譜擴(kuò)散調(diào)制之通信方式,以及使用對(duì)于有色雜訊可以提升其承受度之基帶脈沖調(diào)制或頻帶通過形資料調(diào)制之通信方式。本發(fā)明之解決手段為:在每一符號(hào)幀周期,依據(jù)2值或多值信息調(diào)制傳送載波或擴(kuò)散系列;將在接收側(cè)接收之各接收幀波形解調(diào)檢測(cè)以復(fù)原為上述信息之資料傳送方式中,藉由將0號(hào)之幀波形與j號(hào)之幀波形之雜訊成分相互抵消地，于兩幀之至少其中一方乘上修正系數(shù)予以相加,以產(chǎn)生差分幀,將被包含于該差分幀之傳送信息成分經(jīng)由相關(guān)檢波(correlation detecting)以復(fù)原傳送信號(hào)。即本發(fā)明在其他臺(tái)干擾雜訊成為支配之情形;經(jīng)由將某幀之干擾雜訊以其他之幀的干擾雜訊相抵消之方法;可以提供接收側(cè)SN比與過程增益G
文檔編號(hào)H04J13/00GK1236510SQ98801114
公開日1999年11月24日 申請(qǐng)日期1998年3月18日 優(yōu)先權(quán)日1997年6月9日
發(fā)明者畔柳功芳, 松藤信哉, 末広直樹, 大竹孝平 申請(qǐng)人:東洋通信機(jī)株式會(huì)社, 畔柳功芳