專利名稱：使用重疊gmsk的頻譜有效調(diào)制的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
該發(fā)明敘述一種用帶寬高效方式傳輸數(shù)字信息流的方法。這種需求在諸如傳輸數(shù)字編碼語音信號的無線電話系統(tǒng)中提出，期望在已分配的無線波段中得到最大的傳輸量。該發(fā)明也可應(yīng)用于通過調(diào)制解調(diào)器(Modem)，在電話線上數(shù)據(jù)信號的傳輸。
背景技術(shù)：
最小頻移鍵控是一種眾所周知的將二進(jìn)制數(shù)據(jù)加載到射頻載波上的一種二進(jìn)制調(diào)制方法。該方法根據(jù)所要傳送的數(shù)據(jù)位極性，通過射頻載波的相移+90°或-90°來實(shí)現(xiàn)。結(jié)果，在偶數(shù)位的結(jié)尾，載波相位落在0°-180°度之間，而奇數(shù)位則為90或-90。通過合適的預(yù)編碼，可以將偶數(shù)位B(2i)表現(xiàn)為最終相位0°和180°，其中數(shù)據(jù)＂1＂為相位0°，數(shù)據(jù)＂0＂為相位180°；奇數(shù)位B(2i+1)表現(xiàn)為90°和-90°，其中數(shù)據(jù)＂1＂為相位90°，數(shù)據(jù)＂0＂為相位-90°。
在MSK中，相位以一個(gè)穩(wěn)定的速率按順時(shí)針或逆時(shí)針方向旋轉(zhuǎn)。該相位變化的穩(wěn)定速率體現(xiàn)為射頻載波頻率或正或負(fù)的頻率偏移。當(dāng)數(shù)據(jù)極性改變相位旋轉(zhuǎn)方向時(shí)，這個(gè)頻率偏移是突變的。
作為MSK的一種變化，高斯濾波最小頻移鍵控(GMSK)采用一個(gè)高斯濾波器來平滑MSK中的頻率變化，以便使相位旋轉(zhuǎn)不表現(xiàn)為方向的突變。這種通過高斯濾波器的平滑效果減少了在相鄰射頻信道中的頻譜能量，并且改善了相鄰無線信道的干擾特性曲線。而這些改進(jìn)使數(shù)據(jù)”0”或數(shù)據(jù)”1”后的相位可能無法達(dá)到最終期望值，即這種改進(jìn)是以輕微損失抗噪聲能力為代價(jià)的。在過去已經(jīng)找到一種在允許一定量損失前提下，能夠大大減少相鄰信道干擾的高斯濾波器。GMSK調(diào)制技術(shù)已經(jīng)用于歐洲GSM蜂窩電話系統(tǒng)。
GMSK是一種信號僅改變在相位上的固定幅度的調(diào)制。所謂允許改變幅度的線性調(diào)制能得到更好的頻譜容量。頻譜系數(shù)可以用傳輸帶寬的每秒每赫茲的位數(shù)來表示。用正交調(diào)制代替二相調(diào)制可以使頻譜系數(shù)增大。例如同時(shí)用二位組合構(gòu)成的四相碼0，1，2，3，分別通過傳輸信號的0°，90°，270°，180°相位來表示。這種調(diào)制方式被稱之為四相相移鍵控。還有另一種方法，這四個(gè)相位在連續(xù)碼周期間系統(tǒng)地移動45°，因此，偶數(shù)碼表現(xiàn)為0°，90°，270°，180°，而奇數(shù)碼則為45°，135°，-135°，-45°。這種替代調(diào)制方式被稱為Pi/4-QPSK。如在Pi/4-QPSK中，數(shù)據(jù)碼表現(xiàn)為前一數(shù)據(jù)與后一數(shù)據(jù)的相位變化，且其變化值為±45°或±135°之一。我們則稱之為差分Pi/4 QPSK或Pi/4-DQPSK.QPSK，Pi/4-QPSK及Pi/4-DQPSK都可以認(rèn)為是在一個(gè)二維復(fù)平面上的時(shí)間變化矢量。該平面包括時(shí)間變化實(shí)坐標(biāo)(I)及時(shí)間變化虛坐標(biāo)(Q)。如果I與Q的波形被分別線性過濾，那么頻譜將會與過濾特征系數(shù)一樣好，并且能夠得到，但代價(jià)是必須采用比純相位調(diào)制更難于傳輸?shù)姆日{(diào)制。盡管如此，美國數(shù)據(jù)蜂窩系統(tǒng)IS-54仍使用了I-Q濾波的Pi/4-DQPSK。IS-54調(diào)制得到1.62位每秒每赫茲的信道帶寬，而GSM則為1.35位每秒每赫茲。
然而，另一種使用±45°和±135°相移來體現(xiàn)一個(gè)四相碼(一個(gè)位對)的調(diào)制方法，采用了與GMSK相同的方法來平滑相位變化，提供頻譜，而沒有使用幅度調(diào)制。然而這種技術(shù)即不是頻譜有效，也不是類似于Pi/4-DQPSK的功率有效技術(shù)，被稱為4-ary CPM。
本發(fā)明不同于上述所有的調(diào)制方式。本發(fā)明的調(diào)制方式首先進(jìn)行了二相調(diào)制，然后用經(jīng)過所要傳輸位的前一半A(1)，A(2)......A(n)調(diào)制的恒定包絡(luò)的GMSK作為第一個(gè)GMSK信號傳輸，所要傳輸位的后一半B(1)，B(2)，....B(n)調(diào)制第二個(gè)GMSK信號。
發(fā)明概述每秒B位的第一個(gè)二進(jìn)制數(shù)據(jù)流通過GMSK加載到射頻載波上，得到的頻譜系數(shù)大約為每秒每赫茲1.35位。第二個(gè)二進(jìn)制數(shù)據(jù)流用同樣的調(diào)制方法加載到同樣頻率的射頻載波上，不同的是與前一個(gè)射頻載波有90相移。這兩個(gè)經(jīng)過調(diào)制的載波線性相加，組成一個(gè)每秒2B位的射頻調(diào)制信號，其頻譜系數(shù)為每秒每赫茲2.7位。這個(gè)信號和是一個(gè)非恒定包絡(luò)的信號，它所攜帶的信息大部分反映在相位上，但也有一部分反映在幅度的改變上。該信號類似于四相信號，并且可以通過使用一個(gè)能解碼位對的維特比均衡器(Viterbi equalizer)來接收。
一個(gè)所要傳輸?shù)男畔⒘骰蛭粔K，被分成兩半，頭一半包括位A(1)，A(2)....A(n)，另一半包括位B(1)，B(2)......B(n)。標(biāo)注為A的那一半位用來調(diào)制第一個(gè)GMSK信號。標(biāo)注為B的那一半用來調(diào)制第二個(gè)GMSK信號。其中這兩個(gè)GMSK信號的載波頻率相同，但相位相差90°。接著，兩個(gè)GMSK信號相加，得到本發(fā)明在下文稱之為四相重疊GMSK或簡稱QO-GMSK的調(diào)制信號。
標(biāo)注為A的那一半的偶數(shù)位A(2i)，使第一個(gè)GMSK信號的標(biāo)稱輸出相位為0°-180°，而奇數(shù)位A(2i+1)則為±90°。另一方面，標(biāo)注為B的那一半的偶數(shù)位B(2i)，使第二個(gè)GMSK信號的標(biāo)稱輸出相位為±90°，而同時(shí)第一個(gè)GMSK信號的相位為0°到180°。同樣地，在第一個(gè)GMSK信號的標(biāo)稱輸出相位為±90°的同時(shí)，奇數(shù)位B(2i+1)使第二個(gè)GMSK信號的輸出相位位0°-180°。用這種方法，可以區(qū)分出2個(gè)GMSK信號，并且在接收信號中也可區(qū)分出A位與B位。
每個(gè)獨(dú)立的GMSK信號的高斯濾波造成與標(biāo)稱相位值的偏差，從而導(dǎo)致2個(gè)GMSK信號并不是完全獨(dú)立。不過，我們可以使用一個(gè)均衡器來解決2個(gè)GMSK信號的干擾問題。發(fā)明的優(yōu)選均衡器使用類型為維特比最大似然序列估計(jì)型。這種類型的均衡器假定包括一個(gè)A位和一個(gè)B位的位對順序，典型的，假設(shè)三個(gè)連續(xù)位對，然后預(yù)測QO-GMSK信號瞬時(shí)的復(fù)數(shù)矢量值。而實(shí)際信號在維特比MSLE處理器中與預(yù)測值相比較，計(jì)算出累計(jì)失配值或每個(gè)假定序列位對的路徑度量，最后，具有最小路徑度量的序列作為最類似于實(shí)際位對序列輸出，即解調(diào)QO-GMSK信號。
實(shí)施本發(fā)明后，一個(gè)通信系統(tǒng)信道帶寬的頻譜效率從線性PI/4-QPSK的1.6位每秒每赫茲顯著提高到2.7位每秒每赫茲。
附圖簡述從下列附圖及相關(guān)的描述中，對于一個(gè)本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，本發(fā)明的特征與優(yōu)點(diǎn)是顯而易見的。


圖1(a)-(b) 說明GMSK調(diào)制器的現(xiàn)有技術(shù)。
圖2 說明現(xiàn)有技術(shù)的GMSK的典型波形。
圖3 說明現(xiàn)有技術(shù)的GMSK的典型波形。
圖4 說明使用于GMSK的維特比MSLE解調(diào)器。
圖5 說明GMSK解調(diào)中，僅使用一個(gè)信道系數(shù)的非線性預(yù)測。
圖6 說明本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，BT＝0.5的QO-GMSK波形。
圖7 說明本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，BT＝0.3的QO-GMSK波形。
圖8 說明QO-GMSK的幅度變化。
圖9 說明本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例，QO-GMSK的一種MSLE解調(diào)器。
圖10 說明重疊的脈沖波形。
詳細(xì)描述圖1(a)-1(b)說明現(xiàn)有的兩種產(chǎn)生GMSK調(diào)制信號的方法。在圖1(a)中，二進(jìn)制數(shù)1表現(xiàn)為數(shù)據(jù)信號的+1，0為數(shù)據(jù)信號-1。數(shù)據(jù)信號將會通過一個(gè)含有完整頻率調(diào)制(rounded frequency-modulating)波形的高斯濾波器的低通濾波器10，如果高斯濾波器有一個(gè)單位直流增益，那麼，當(dāng)以一連串二進(jìn)制1為輸入時(shí)，經(jīng)過濾波的數(shù)據(jù)信號將達(dá)到+1的峰值，如果輸入為一連串0，則達(dá)到-1的峰值。
完整頻率調(diào)制波形輸入到一個(gè)精確頻率調(diào)制器11中，該調(diào)制器在輸入為1時(shí)產(chǎn)生的頻率為F0+位速率/4，在輸入為0時(shí)產(chǎn)生的頻率為F0-位速率/4。由于在輸入為1時(shí)的+位速率/4的頻率偏移，造成了經(jīng)過一個(gè)位周期后相位產(chǎn)生四分之一個(gè)周期(90°)的變化。同理，輸入為-1時(shí)的-位速率/4的頻率偏移造成經(jīng)過一個(gè)位周期后的-90°的相位變化。這些頻率偏移量的精確性非常重要，否則當(dāng)一連串的“1”或“0”作為數(shù)據(jù)輸入時(shí)，將與相位的期望值產(chǎn)生一個(gè)累積偏差。正由于這個(gè)原因，直接頻率調(diào)制不是一個(gè)產(chǎn)生GMSK的好方法。
圖1(b)說明了產(chǎn)生GMSK信號的I/Q值，進(jìn)一步的說明請參照U.S.專利申請No.08/305,702所描述的ROM調(diào)制器。ROM調(diào)制器是基于高斯濾波器的完整效果具有有限的記憶功能。換句話說，就是波形中前一位的影響在消失前僅僅會影響到少數(shù)幾位。例如，經(jīng)過過濾的波形瞬態(tài)值基本上不會受到除了當(dāng)前位、前一位、后一位以外其他位的影響。當(dāng)波形基本上僅依賴于三個(gè)連續(xù)的數(shù)據(jù)位的值時(shí)，將僅有8個(gè)不同的波形。這8個(gè)波形可以提前計(jì)算并且以數(shù)字形式存儲到只讀存儲器14中。
以數(shù)據(jù)位作為移位寄存器12b的輸入，最相鄰的三個(gè)位(舉例)作為ROM14的地址，從而從存儲的8個(gè)波形中得到期望波形。例如，每個(gè)位周期的波形可以有48個(gè)一系列等間距的點(diǎn)構(gòu)成，在這種情況下，一個(gè)48倍位速率的時(shí)鐘驅(qū)動一48分頻計(jì)數(shù)器13，輸出仍作為ROM14的地址以便依次得到每個(gè)波形點(diǎn)。結(jié)果，在每個(gè)位周期中，按正確順序得到波形的48個(gè)點(diǎn)。當(dāng)GMSK調(diào)制是模2Pi相位累積時(shí)，采用一個(gè)二位鎖存器18來記錄上次相位翻轉(zhuǎn)所在的相位。
通過D-A轉(zhuǎn)換器15a、15b，分別將包含數(shù)值的所選波形點(diǎn)轉(zhuǎn)換為模擬信號，再通過平滑濾波器16a、16b，得到表示期望瞬態(tài)信號相位的COS值與SIN值，也就是常說的I(同相)和Q(90相移)信號，我們再用一個(gè)直角相位調(diào)制器17，將I信號與期望射頻載波的COS波形相乘，得到正確的總COS波形信號。類似的再用Q信號與SIN波形相乘，得到總的SIN波形信號。最后我們將兩者相加得到具有期望的瞬態(tài)相位順序的矢量信號。
GMSK是一個(gè)恒定包絡(luò)信號，所以通常存儲在ROM中的I/Q波形值具有如下特點(diǎn)I2+Q2＝常數(shù)通過僅僅存儲所期望I/Q波形，而使它們不必局限于上邊等式，那么，這種ROM調(diào)制器還可以用來產(chǎn)生非恒定包絡(luò)的信號。
圖2表示一個(gè)經(jīng)過高斯濾波的GMSK信號的典型I/Q波形，其中該濾波器帶寬為-3dB，等價(jià)于0.3倍的位速率(BT＝0.3)。由于這些波形與眾不同的形狀，有時(shí)我們也稱之為“眼”圖。當(dāng)偶數(shù)位交替為1或-1時(shí)，上邊眼打開，而下邊眼的打開由于是奇數(shù)位，所以有±1個(gè)位周期的位移。這種GMSK信號可通過標(biāo)注在I波形偶數(shù)位上最大眼打開處的符號(上或下)及Q波形的符號，即奇數(shù)位的極性來解碼。因此，當(dāng)從I-波形值決定偶數(shù)位時(shí)，Q波形在不相關(guān)的瞬時(shí)值并不必須為0，并且也不會影響偶數(shù)位的確定。
圖2波形的進(jìn)一步分析表明，在偶數(shù)位A(2i)“眼”打開的中心，Q波形近似為Q(2i)＝0.25[A(2i-1)+A(2i+1)]等式1結(jié)果，當(dāng)A(2i-1)與A(2i+1)的極性相反時(shí)，Q波形在中心處為0。而當(dāng)極性一致時(shí)，大約為+0.5或-0.5。當(dāng)選擇典型高斯濾波器，BT＝0.3時(shí)是與上述值相吻合的。如果用其他濾波器或不同的BT值，則結(jié)果可能比+/-0.5偏大或偏小，圖3表示一個(gè)BT為0.5的GMSK的I/Q波形。在眼打開的中心，I波形差不多等于A(2i)。
由于I2+Q2＝1(典型單位刻度)，所以當(dāng)Q波形為0時(shí)，I-波形值才是精確的+/-1如果Q-波形值不為0，則I-波形值可以用下式來表示I(2i)＝A(2i)[1-Q2(2i)]1/2等式2式中，Q(2i)可以用式1來置換，那么我們將得到一個(gè)取決于A(2i-1)A(2i)和A(2i+1)的I(2i)表達(dá)式。
位A(2i-1)與A(2i+1)相比，位A(2i)對I(2i)的影響是最大的。A(2i-1)與A(2i+1)通過和的平方影響I(2i)，而[A(2i-1)+A(2i+1)]2只能為0或4。所以I(2i)只能取以下四個(gè)值之一±1(當(dāng)Q(2i)＝0時(shí))或
(當(dāng)Q(2i)＝±0.5時(shí))。
可以看出，這些I(2i)、Q(2i)的值是與一個(gè)±90°的位周期內(nèi)相位旋轉(zhuǎn)或經(jīng)過高斯完整頻率變化后減小為±60°的旋轉(zhuǎn)相一致的。產(chǎn)生的±60°不完全相位旋轉(zhuǎn)是與BT為0.3的高斯濾波器相吻合，其他BT值的高斯濾波器將產(chǎn)生其它值的不完全相位旋轉(zhuǎn)。實(shí)際上GMSK屬于一種所謂的“不完全響應(yīng)信號”的調(diào)制。
在奇數(shù)采樣的瞬間2i+1，I(2i+1)與Q(2i+1)的值同樣取決于相鄰三位的值A(chǔ)(2i-1)、A(2i)和A(2i+1)。如果等式中I/Q不互換，則在Q波形中，眼打開出現(xiàn)在奇數(shù)位。同時(shí)，如上所示，I/Q波形在某個(gè)采樣的瞬態(tài)值可以通過假設(shè)三個(gè)連續(xù)位預(yù)測出來。通過預(yù)測值與實(shí)際接收值的比較，我們得到最接近的假設(shè)值，也就是信號的解碼。
在信號從發(fā)射器傳送到接收器的過程中，信號會受到若干干擾，包括衰減，隨機(jī)相位翻轉(zhuǎn)及有時(shí)額外的延遲響應(yīng)。為準(zhǔn)確進(jìn)行接收值與預(yù)測值的比較，至少我們需要知道所接收信號在傳輸過程中所產(chǎn)生的相移及信號幅度。然后，在與接收值比較之前，將預(yù)測值進(jìn)行該相移的相位旋轉(zhuǎn)及合適的幅度調(diào)整。通過將預(yù)測值與一個(gè)表示在傳輸過程中的相移與幅度損失的復(fù)數(shù)相乘，我們同時(shí)得到正確的相移和幅度。這個(gè)復(fù)數(shù)被稱為信道系數(shù)。該信道系數(shù)可以通過在傳輸序列中所包含的一個(gè)被稱之為“同步字”的位碼和從已知該同步字計(jì)算出來的期望值與接收值的相關(guān)性決定。這個(gè)相關(guān)的結(jié)果產(chǎn)生所需的信道系數(shù)。
通過與期望的同步字信號的變換值相關(guān)，可以計(jì)算出額外的延遲響應(yīng)。它將產(chǎn)生具有延遲響應(yīng)的信道系數(shù)，在假設(shè)未知數(shù)據(jù)位序列的情況下，具有延遲響應(yīng)的信道系數(shù)與直接波形的信道系數(shù)一起用來預(yù)測接收信號的I/Q值。
已知技術(shù)中廣泛采用的方法是使用一個(gè)線性、有限沖擊響應(yīng)模型，該模型包括應(yīng)用于分信號的具有復(fù)數(shù)乘法權(quán)重的分延遲及加權(quán)分信號，其和用來預(yù)測期望接收的I、Q信號值。除了傳輸路徑響應(yīng)以外，使用延遲位極性的加權(quán)和用來計(jì)算I，Q傳輸波形對若干連續(xù)位的關(guān)系曲線。由于滿足等式(1)、(2)的GMSK信號的非線性相關(guān)性，這種使用線性加權(quán)和的模型是一種發(fā)送器和傳輸路徑的近似模型，不過對于傳統(tǒng)的GMSK，這種近似模型也相當(dāng)?shù)暮谩?br> 當(dāng)信道系數(shù)在一個(gè)解調(diào)若干數(shù)據(jù)位的解調(diào)周期內(nèi)保持穩(wěn)定時(shí)，能填充分延遲的所有可能數(shù)據(jù)位的預(yù)測值就可以提前計(jì)算并存入一個(gè)查找表，其中可能的數(shù)據(jù)等于2的n次冪，n為二進(jìn)制位的數(shù)量，這些位用來填充延遲傳播路徑。延遲展開窗口之外的位不會影響到當(dāng)前值，但會影響到以前或后來的值。結(jié)果GMSK接收器的現(xiàn)有技術(shù)將GMSK近似為一個(gè)加權(quán)延遲位序列的線性和，而不使用上述更加精確的非線性表達(dá)式(1)，(2)。該線性近似在抗噪聲上產(chǎn)生了一個(gè)小但還算不錯(cuò)的正常衰減，表現(xiàn)為解調(diào)過程中稍稍高一些的誤碼率。
圖4所示一個(gè)適用于GMSK的維特比MSLE解調(diào)器。圖4中，狀態(tài)存儲器21中包含連續(xù)4個(gè)位的所有可能排列，盡管由于預(yù)期的響應(yīng)的延遲傳播，可能只會用到或多或少的位。每個(gè)“狀態(tài)”或4位的排列組合與一個(gè)假設(shè)的新位一起依次被選中，并作為查找表26的地址從32個(gè)預(yù)先計(jì)算好的信號中選擇一個(gè)，而這32個(gè)信號是相對應(yīng)于傳輸路徑延遲與傳送調(diào)制組合來使每個(gè)I，Q波形點(diǎn)依賴于5個(gè)連續(xù)位的假定。表26的預(yù)測輸出值與接收信號I/Q的值一起作為比較器27的輸入，在加法器23中求出復(fù)矢量失配的平方值，并將前一個(gè)狀態(tài)(例如0000)的累積路徑度量與狀態(tài)0000和新預(yù)測位0在比較器27中新產(chǎn)生的失配相加，從而得到新累積路徑度量的一個(gè)備選值。類似地，加法器25從狀態(tài)1000及新預(yù)測位1也產(chǎn)生一個(gè)新地累積路徑度量備選值。這兩個(gè)值在比較器24中進(jìn)行比較，得到較小的一個(gè)。這表示當(dāng)一個(gè)新的假設(shè)值“0”左移到4位狀態(tài)值的最右邊得到新狀態(tài)0000時(shí)，此時(shí)前一狀態(tài)最左邊的位(1或0)從狀態(tài)位中移出到路徑歷史存儲器中，記錄下前一個(gè)被選中的狀態(tài)(1000或0000)，而這個(gè)被選中的狀態(tài)的左移路徑歷史成為新狀態(tài)“0000”的新的路徑歷史。我們稱新狀態(tài)0000為前狀態(tài)0000和1000的后繼狀態(tài)。重復(fù)上述過程，當(dāng)新的假設(shè)位為1，產(chǎn)生后繼狀態(tài)0001。當(dāng)使用其它前任狀態(tài)對時(shí)，依然重復(fù)上述過程，唯一不同的是它們狀態(tài)值中的最左邊一位，例如0100和1100(產(chǎn)生后繼狀態(tài)1000和1001)。整個(gè)過程直到產(chǎn)生所有的后繼狀態(tài)，并在路徑歷史中加一位。如果所有路徑歷史存儲的最早(最左邊)位相一致，那么，該位數(shù)值被作為最終的解碼位從路徑歷史中提出，路徑歷史也因此縮短一位。否則，如果在所有最早位不一致，但需要縮短歷史路徑時(shí)，具有最小累積路徑度量的狀態(tài)的最左邊一位被輸出，所有的路徑歷史縮短一位。
當(dāng)在大量數(shù)據(jù)位周期中信道系數(shù)并不一致時(shí)，那將不值得去預(yù)先計(jì)算查找表26的整個(gè)預(yù)測值，因?yàn)樗鼈兛赡軙?jīng)常改變。取而代之的是從信道系數(shù)中直接計(jì)算預(yù)測值，其中，信道系數(shù)的更新作為解調(diào)過程可以通過瑞典專利申請No.90850301.4中所描述的任意一種方法來實(shí)現(xiàn)。最好的方法是為每一個(gè)狀態(tài)保持一組獨(dú)立的信道系數(shù)。參照圖3，根據(jù)上述方案，當(dāng)從一些可能的前狀態(tài)之中得出一個(gè)最佳的狀態(tài)作為一個(gè)新(后繼)狀態(tài)的前狀態(tài)時(shí)，這個(gè)最佳前狀態(tài)的信道系數(shù)將被選中，并更新為新狀態(tài)的信道系數(shù)。用這種方法來保證最后得到的信道系數(shù)是從最佳的解調(diào)數(shù)據(jù)結(jié)果中提取出來，而不是從整個(gè)可能含有錯(cuò)誤假設(shè)的基本數(shù)據(jù)中得來。
美國專利No.5,331,666中描述了一系列自適應(yīng)維特比(Viterbit)均衡器，這種均衡器不更新信道系數(shù)，但直接更新存在查找表26中得預(yù)測信號，從而不用完成整個(gè)更新信道系數(shù)的中間步驟。這里請參照美國專利No.5,133,666和瑞典專利申請No.90850301.4。
現(xiàn)有的維特比MSLE解調(diào)器包括一系列步驟，首先，決定有限沖擊響應(yīng)模型中信道的分信道系數(shù)。這意味著在等式Si＝c1*Di+c2*D(i-1)+c3*D(i-2)........中預(yù)算系數(shù)c1，c2，c3.....。其中Di，D(i-1)，D(i-2)....是任何假設(shè)數(shù)據(jù)碼，Si是在該序列下的模型預(yù)測信號。我們經(jīng)常通過傳輸中已知的對準(zhǔn)狀態(tài)來計(jì)算這些參數(shù)。其次，用上述得到的系數(shù)來預(yù)測接收到的所有可能數(shù)據(jù)序列D(i)，D(i-1)，D(i-2)....的信號波形。在二進(jìn)制信號情況下預(yù)測的數(shù)量是2的n次冪，其中n為預(yù)測等式中所涉及位的數(shù)量。接著，比較預(yù)測值與接收到的數(shù)據(jù)采樣值，并計(jì)算誤差。通常是復(fù)平面上的兩者距離的平方。然后，再將誤差加到前序列的累積誤差中，使之與新的預(yù)測值一致。這個(gè)累積誤差值被稱為“路徑度量”。最后，選擇具有最小路徑度量的序列作為轉(zhuǎn)變?yōu)樾聽顟B(tài)的最佳可能前序列。
在不存在顯著路徑響應(yīng)延遲時(shí)，且I，Q值僅取決于等式1，2中給出的數(shù)據(jù)位的情況下，僅需要一個(gè)用來描述路徑衰減和相移，即接收信號的幅度和相位的信道系數(shù)。這種情況請參照美國專利No.5,136,616所描述的方法去跟蹤信號的相位和頻率，參照美國專利申請No.08/305,651所描述的方法去跟蹤信號的相位和幅度。
當(dāng)響應(yīng)延遲不明顯，僅需要一個(gè)信道系數(shù)時(shí)，等式(1)，(2)可以用來制作具有改良性能的GMSK解調(diào)器。由于接收信號僅僅依據(jù)于三個(gè)連續(xù)位(兩個(gè)在前位與一個(gè)新位)，所以在MSLE解調(diào)器中所需的狀態(tài)數(shù)可以減小到4。例如圖5所示的解調(diào)器。在這種情況下，圖5顯示出預(yù)測單元26的更多細(xì)節(jié)。如，為預(yù)測狀態(tài)(01)的I，Q值，狀態(tài)01與假設(shè)新位一起，用于I，Q信號預(yù)測器30，31中。標(biāo)注為A(i-2)與A(i)(新位)的兩邊的位作用于Q信號預(yù)測器31中，通過31即等式1的計(jì)算得到偶數(shù)位Q信號或奇數(shù)位I信號的預(yù)測值。中間標(biāo)注為A(i-0)的值與Q信號預(yù)測值31的的計(jì)算值一起作用于I信號預(yù)測器30，從而通過等式2的計(jì)算得到偶數(shù)位I信號或奇數(shù)位Q信號的預(yù)測值。I、Q的預(yù)測值與描述傳輸路徑相移與幅度衰減的信道系數(shù)C0一起通過復(fù)數(shù)乘法器32進(jìn)行計(jì)算。所得到的復(fù)數(shù)結(jié)果作為預(yù)測信號與實(shí)際接收信號在27中進(jìn)行比較。C0的值可以通過如上所述的同步字的關(guān)系來估算出來，并且，如果需要還可以通過諸如美國專利申請No.08/305,651中所描述的方法去更新C0。
實(shí)際上即使當(dāng)傳輸路徑不包含延遲響應(yīng)造成的碼間干擾(ISI)，接收器本身為限制噪音而必不可少要使用的帶通濾波器也將引入ISI。通過使用圖5中三位輸入的預(yù)測方法，濾波器及傳輸路徑的ISI都將被考慮在內(nèi)。
(A(i-3)，A(i-2)，A(i-1))用來得到預(yù)測值 P1(A(i-2)，A(i-1)，A(i)) 用來得到預(yù)測值 P2(A(i-1)，A(i)，A(i+1)) 用來得到預(yù)測值 P3接著，這三個(gè)預(yù)測值與描述信道沖擊響應(yīng)與接收器濾波的信道系數(shù)C1，C2及C3一起得到整個(gè)預(yù)測值P＝C1*P1+C2*P2+C3*P3。
上述GMSK解調(diào)器現(xiàn)有技術(shù)的改良措施對于解調(diào)本發(fā)明的QO-GMSM信號很有用。改進(jìn)包括用非線性等式(1，2)與信道系數(shù)一起預(yù)測接收到的I/Q值。在描述QO-GMSK信號的產(chǎn)生后，我們將會更為細(xì)致的描述這些改進(jìn)在QO-GMSK信號上的應(yīng)用。
圖6表示一個(gè)QO-GMSK信號波形，該波形由圖3所示類型的2個(gè)相位相差90的GMSK(BT＝0.5)波形相加得到。圖7表示當(dāng)BT＝0.3時(shí)的QO-GMSK波形。第一個(gè)GMSK波形通過位A(1)，A(2)...計(jì)算得出，而經(jīng)過90相移的第二個(gè)波形通過位B(1)，B(2)....計(jì)算得出。結(jié)果，經(jīng)過90旋轉(zhuǎn)的B位的Q-波形(圖3)與A位的I波形相加得到QO-GMSK信號，反之亦然。所得到的QO-GMSK信號不再是一個(gè)恒定包絡(luò)的調(diào)制，但幅度將如圖8所示進(jìn)行變化，即幅度取5個(gè)標(biāo)稱位采樣點(diǎn)中一個(gè)或0，1，三
個(gè)值之一。調(diào)制的峰到均方根速率為3db。
圖6中波形在采樣點(diǎn)1的值是圖3中I，Q波形的同一采樣點(diǎn)值之和。在這個(gè)點(diǎn)Q值比I值小，影響有限，因此圖6中的眼打開仍然可見。圖6中Q波形值是圖3中I波形與Q波形之和，于是，我們精確得到具有同樣形狀的QO-GMSK信號的I波形，而不是如圖3所示GMSK信號那樣有一個(gè)位周期的時(shí)移。
圖6中在采樣點(diǎn)1的I波形主要受1個(gè)A位與2個(gè)B位的影響，而Q波形受一個(gè)B位和2個(gè)A位的影響，于是I(采樣點(diǎn)1)＝A(i)-a(B(i-0)+B(i+1))、Q(采樣點(diǎn)1)＝B(i)+a(A(i-1)+A(i+1))，其中“a”是取決于BT值的參數(shù)。
由等式(1)，(2)導(dǎo)出一個(gè)更精確的非線性模型Qa＝a(A(i-1)+A(i+1))等式(3)Ia＝A(i)[1-Qa2]1/2等式(4)Qb＝a(B(i-1)+B(i+1))等式(5)Ib＝B(i)[1-Qb2]1/2等式(6)I＝Ia-Qb偶位對Q＝Ib+Qa等式(7)I＝Qa-Ib奇位對Q＝Qb+Ia等式(8)無論使用線性或非線性模型，I與Q的預(yù)測值都將是3個(gè)A位與3個(gè)B位，即6位或3個(gè)位對，的函數(shù)。圖9所示一個(gè)適應(yīng)于QO-GMSK位對解調(diào)的最大似然序列估計(jì)。并且狀態(tài)存儲器35中存入位對序列。例如，為了檢測決定I，Q值的二個(gè)前位對與一個(gè)新位對的每個(gè)可能序列的似然，我們需要一個(gè)存有兩個(gè)舊位對所有可能值的狀態(tài)存儲器。二個(gè)舊位對總共4位，即24，共有16個(gè)狀態(tài)記錄。
例如，假設(shè)所需測的前位對為A(i-2)A(i-1) 0 1B(i-2)B(i-1)為 0 0假設(shè)位對與新位對A(i)B(i)一起，通過預(yù)測器(30a，30b，31a和31b)，按如下方式計(jì)算I，Q的期望波形。首先，利用等式(3)將取決于A位流A(i-2)、A(i)的Q分量Qa在預(yù)測單元31a中計(jì)算出來，利用等式(4)將取決于A(i-1)和Qa的I分量Ia在預(yù)測單元30a中計(jì)算出來，然后，取決于B位流B(i-2)、B(i)的Q分量Qb利用等式(5)在預(yù)測單元31b中計(jì)算出來，取決于B(i-1)和Qb的I分量Ib在預(yù)測單元30b中計(jì)算出來。最后在組合器34中，Ia和Qb相加得到總I值，在組合器33中，Qa與Ib相加得到總Q值。其中，利用等式(7)得出偶數(shù)位，等式8得到奇數(shù)位。需要指出的是，根據(jù)等式(7)、(8)計(jì)算奇數(shù)位時(shí)，組合器33、34的I，Q輸出必須進(jìn)行互換。圖9并沒有體現(xiàn)這一點(diǎn)，而在復(fù)數(shù)乘法器32中將這一點(diǎn)考慮進(jìn)去了。一種可供選擇的方法是將接收到的采樣信號相位旋轉(zhuǎn)90的倍數(shù)，即序列中的采樣點(diǎn)“n”旋轉(zhuǎn)n*90。利用這種方法及GSM GMSK調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)中所規(guī)定的預(yù)編碼，則無須再交替翻轉(zhuǎn)I，Q的預(yù)測值。最后，用復(fù)乘法器32將I，Q預(yù)測值與估計(jì)信道系數(shù)C0相乘。
如上所述，所得的預(yù)測值用于圖4所述的維特比MSLE處理器中進(jìn)行處理，所不同的是必須對4個(gè)可能的前狀態(tài)進(jìn)行比較，并且選擇產(chǎn)生最小累積度量的狀態(tài)作為新狀態(tài)的前狀態(tài)。其中，新狀態(tài)在狀態(tài)最右邊包含了新的位對。
正如GMSK所描述的那樣，當(dāng)接收器的帶寬濾波器或傳播路徑產(chǎn)生線性、額外的碼間干擾時(shí)，圖9所示的預(yù)測方法可以擴(kuò)展為包括利用從擴(kuò)展?fàn)顟B(tài)記錄中選擇出來的三個(gè)位對的不同變換來計(jì)算I，Q值的加權(quán)和及使用1個(gè)以上作為復(fù)數(shù)權(quán)重的信道系數(shù)來計(jì)算信道上的組合沖擊響應(yīng)及接收濾波器引入的碼間干擾。本發(fā)明QO-GMSK調(diào)制的最佳非線性接收器的結(jié)構(gòu)可以從Forney關(guān)于線性接收器的著作中得到，參看“TransIEEE on Information Theroy”卷.IT18，No.3，1972年3月，第363頁中“含有碼間干擾情況下數(shù)字序列的最大似然序列估計(jì)”一文。QO-GMSK的Forney接收器將帶有噪聲的接收信號通過一個(gè)與傳輸信號具有同樣信號頻譜的接收濾波器，其中QO-GMSK的信號頻譜與GMSK的是一樣的。接著該信號以碼周期為時(shí)間間隔被采樣，碼周期間隔與基本GMSk信號的位周期間隔一樣。接著采樣信號在被送入一個(gè)“白”噪聲濾波器進(jìn)行處理，這個(gè)“白”噪聲濾波器在一個(gè)變化窗口內(nèi)可以產(chǎn)生一個(gè)采樣<p>其中上標(biāo)“*”表示復(fù)共軛。實(shí)際上，z(kT)是在時(shí)間kT+3T/2時(shí)或以后被計(jì)算，使檢測處理略微延遲。在本質(zhì)上，z(kT)收集與符號a(k)有關(guān)的信號能量。
參量形成單元608將形成以下參量s(0)＝|c(0；zero)|2+|c(0；one)|2+|c(1；zero)|2+|c(1；one)|2(5)s(1)＝c*(0；zero)c(1；zero)+c*(0；one)c(1；one) (6)最后，相干檢測器610通過使用下式形成要被積累的量度
其中h表示假設(shè)，ah(k)是假設(shè)的符號值，以及
表示取復(fù)數(shù)量的實(shí)部。
在圖7中，顯示了按照本發(fā)明的示例性實(shí)施例的MLSE接收機(jī)。基帶樣本由濾波器702濾波，該濾波器使用相應(yīng)于由媒體響應(yīng)估值器704提供的傳輸媒體響應(yīng)估值的復(fù)數(shù)共軛值的系數(shù)。媒體響應(yīng)估值是通過使用基帶樣本和由脈沖成形信息單元706提供的脈沖成形信息而得到的。濾波后的值被提供給相干檢測器710。還提供有來自參量形成單元712的參量，該參量形成單元712通過使用傳輸媒體響應(yīng)估值和脈沖成形信息來形成參量。相干檢測器710以與前面所述的相干檢測器610相同的方式工作。
對于以前的例子(其中使用T/2一間隔開的均衡和媒體響應(yīng)被模型化為4個(gè)抽頭)，在由預(yù)處理器濾波和采樣之前在天線處的基帶等效的想要的信號分量被模型化為y(t)＝g(0)x(t)+g(T/2)x(t-T/2)+g(T)x(t-T)+g(3T/2)x(t-3T/2)(8)其中x(t)是由下式給出的發(fā)送的信號x(t)＝∑kakp(t-kT) (9)以及p(t)是濾波器響應(yīng)的發(fā)送脈沖形狀。
在接收機(jī)中，接收濾波器應(yīng)當(dāng)和發(fā)送脈沖形狀匹配。假設(shè)是這種情況，被表示為r(kT+mT/2)的接收樣本(其中m是0或1)可被模型化為r(kT+mT/2)=&Sigma;nan&Sigma;jg(jT/2)Rpp(kT+mT/2-jT/2-nT)----(10)]]>
在窗口(k)中，當(dāng)前預(yù)采樣點(diǎn)及后采樣點(diǎn)的值用I1(k)+jQ1(k) (前采樣點(diǎn)值)及I2(k)+jQ2(k)(后采樣點(diǎn)值)來表示。我們可以用下列等式來近似表示這些值I1(k)＝(A(2k)+B(2k-1)/2)Q1(k)＝(B(2k)+A(2k-1)/2) 等式(9)I2(k)＝(A(2k)+B(2k+1)/2)Q2(k)＝(B(2k)+A(2k+1)/2)由于等式(9)將I，Q的期望值表示為A位與B位序列的一個(gè)線性函數(shù)，所以通過在前采樣點(diǎn)及后采樣點(diǎn)上使用線性MSLE可以實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)位的解碼。然而，前、后采樣點(diǎn)的運(yùn)用將會使MSLE設(shè)備僅含有4個(gè)狀態(tài)而不是16個(gè)。
假設(shè)I1，Q1已經(jīng)接收并將進(jìn)行處理，從等式9中可見，這些值取決于一個(gè)新位對A(2k)，B(2k)與一個(gè)舊位對A(2k-1)，B(2k-1)。而兩個(gè)舊位A(2k-1)，B(2k-1)的每個(gè)可能值需要4個(gè)狀態(tài)來記錄度量及路徑歷史?，F(xiàn)在，假定2個(gè)新位A(2k)，B(2k)，并且使用等式(1)中頭2個(gè)等式預(yù)算出I1，Q1，然后經(jīng)過計(jì)算傳輸路徑相位及衰減的信道系數(shù)的修正(使用乘法器32)，將修正過的預(yù)測值與接收值相比較，并計(jì)算出失配誤差的平方。這個(gè)失配誤差的平方與舊位對A(2k-1)，B(2k-1)的舊路徑度量相加，得到前位對的新累積路徑度量。對于一個(gè)假定的新位對，例如00，依次用4個(gè)可能的前位對來計(jì)算新累積路徑度量，并最終選擇最小值。接著，產(chǎn)生最小度量的舊位對作為新狀態(tài)00的前位對存入路徑歷史中，最小度量保留該狀態(tài)。通過依次測試每個(gè)假設(shè)位A(2k)，B(2k)，按上述方式產(chǎn)生新狀態(tài)00、01、10、11。
現(xiàn)在，采樣后采樣點(diǎn)的信號以得到I2，Q2。從等式(9)中可以看到，I2，Q2不再依賴于A(2k-1)B(2k-1)，這證明將它們從狀態(tài)數(shù)移到路徑歷史是正確的，而取決于A(2k+1)，B(2k+1)及A(2k)，B(2k)。其中A(2k)和B(2k)取如上所述的所有可能值，并且在4個(gè)新狀態(tài)中保留結(jié)果。現(xiàn)在，必須連同已成為四個(gè)狀態(tài)的前位對A(2k)，B(2k)一起，假設(shè)新位對A(2k+1)，B(2k+1)。用等式(9)中的后2個(gè)表達(dá)式，預(yù)測出I2(k)，Q2(k)的值，經(jīng)過幅度調(diào)整，再與接收信號相比較得到伴隨4個(gè)A(2k+1)，B(2k+1)可能值而產(chǎn)生的四個(gè)后繼狀態(tài)。
當(dāng)在下一個(gè)時(shí)間窗口內(nèi)，接收到的下一個(gè)前采樣值為I1(k+1)與Q1(k+1)，通過運(yùn)用等式(9)的前2個(gè)表達(dá)式，我們可以預(yù)測出I1(k+1)與Q1(k+1)，其中k加1。重復(fù)進(jìn)行這個(gè)過程，再處理完每個(gè)采樣點(diǎn)，得到4個(gè)最佳狀態(tài)，并且用一個(gè)或更多經(jīng)過解碼的位對加長相應(yīng)的路徑歷史中后，再處理新的前采樣點(diǎn)及后采樣點(diǎn)。如此交替進(jìn)行。當(dāng)最早的位對在每個(gè)狀態(tài)都一致時(shí)，路徑歷史縮短，否則，選擇具有最小累積路徑度量的最早位對，強(qiáng)行縮短歷史路徑，這樣表現(xiàn)出正確的最大似然。
還有一種被稱為部分間隔的MSLE設(shè)備可以用來處理采樣點(diǎn)1及前、后采樣點(diǎn)的接收信號。這種MSLE設(shè)備使用如圖9所示的16-狀態(tài)算法去處理采樣點(diǎn)值，4-狀態(tài)算法去交替處理前、后采樣點(diǎn)值。盡管如此，4-狀態(tài)算法不會因?yàn)閺?個(gè)前狀態(tài)中選擇最佳的而變成僅僅4個(gè)狀態(tài)，所有的16個(gè)狀態(tài)都必須保持以用來處理下一個(gè)采樣點(diǎn)1。部分間隔MSLE方法的好處是避免對于一個(gè)在前采樣點(diǎn)及后采樣點(diǎn)都為0的可能數(shù)據(jù)位序列的解碼失敗。即使當(dāng)一些連續(xù)采樣前、后采樣點(diǎn)為0，采樣點(diǎn)1的值也不會為0，并使解碼器作出正確的選擇。
上述本發(fā)明的QO-GMSK信號的優(yōu)點(diǎn)是可以用2個(gè)恒定包絡(luò)的GMSK信號之和產(chǎn)生。結(jié)果，一個(gè)通過產(chǎn)生與眾多移動站通訊的GMSK信號的蜂窩基站可以在同一個(gè)信道頻率上使用2個(gè)恒定包絡(luò)GMSK傳送器來傳送2個(gè)GMSK信號，并保持90的相位差，以簡化使用上述方法的QO-GMSK信號的接收。所產(chǎn)生的QO-GMSK信號可以在同一個(gè)信道頻率下以2倍的信息率傳到一個(gè)移動站，或以相同的信息率傳向2個(gè)移動站，即擴(kuò)容一倍。
本發(fā)明的QO-GMSK調(diào)制允許其他相關(guān)的調(diào)制方式，非常方便。偏移QPSK(OQPSK)是GMSK的一種線性等效調(diào)制，它將數(shù)據(jù)位交替載送到Q和I信道上。OQPSK并不是由恒定包絡(luò)的相位或頻率調(diào)制產(chǎn)生的，而是有兩個(gè)經(jīng)過濾波的二進(jìn)制調(diào)制信號產(chǎn)生，其中第一個(gè)將偶數(shù)位加載到一個(gè)余弦載波上，第二個(gè)則將奇數(shù)位加載到一個(gè)正弦載波上。經(jīng)過調(diào)制的余弦、正弦載波相加后，合成信號的幅度將不再保證為常數(shù)。
當(dāng)兩個(gè)這樣相位相差90的OQPSK信號相加，即是一種類似于QO-GMSK的調(diào)制，它們是線性等效的。這種線性等效調(diào)制比恒定包絡(luò)的調(diào)制具有更好的頻譜容量。我們把這種QO-GMSK的線性等效稱為四相-重疊偏移QPSK或QO-OQPSK。QO-OQPSK的I分量是第一個(gè)A位流偶數(shù)位的二進(jìn)制調(diào)制與第二個(gè)與A位流在位間隔上有半個(gè)周期重疊的B位流奇數(shù)位的二進(jìn)制調(diào)制的線性和。類似地，Q分量由A位流的奇數(shù)位和B位流的偶數(shù)位得出。I分量與Q分量在前、后采樣點(diǎn)上都表現(xiàn)出QO-GMSK信號的三層形狀，于是我們可以采用如duobinary和平滑調(diào)頻(TFM)的現(xiàn)有調(diào)制技術(shù)。Duobin和TFM都是部分-響應(yīng)調(diào)制，可以用于超過一個(gè)的單相位信道，如前者可以用于一對電話線，而后者可以用于一個(gè)以上的頻率調(diào)制無線信道。Duobinary傳輸與當(dāng)前位減去前一位成比例的信號，該信號的直流分量為0，因此特別適用于通過電話線變換器來傳輸。平滑調(diào)頻將一個(gè)二進(jìn)制數(shù)據(jù)流通過一個(gè)在半個(gè)位速率上傳輸0的濾波器，結(jié)果使得具有交替位極性101010....的序列變成一個(gè)平的或零調(diào)制信號。
本發(fā)明的QO-GMSK，特別是上述線性等效QO-OQPSK在信號依賴于數(shù)據(jù)極性時(shí)，也會在I或Q或全部的信道上產(chǎn)生零信號值。在等式(9)中表現(xiàn)為I1(k)為零。例如當(dāng)A(2k)＝-B(2k-1)，等式(9)中全部4個(gè)等式都類似于duobinary等式，所以本發(fā)明的調(diào)制等價(jià)于在I和Q信道中同時(shí)使用duobinary。
圖10從另一個(gè)角度體現(xiàn)了四相-重疊調(diào)制。I-信道信號40由通過將脈沖面積為+1或-1的脈沖施加給濾波器而獲得的脈沖波形迭加生成。輸入脈沖的符號取決于數(shù)據(jù)位的極性。該濾波器根據(jù)輸入脈沖產(chǎn)生一個(gè)特征波形，我們稱之為濾波器沖擊響應(yīng)。沖擊響應(yīng)是濾波器頻率響應(yīng)的傅立葉變換，為方便起見，所有沖擊響應(yīng)應(yīng)具有相同的符號。通常，對于沒有碼間干擾的奈奎斯特(Nyquist)信號傳輸，只有那些標(biāo)注為由A位(2i)和A位(2i+2)所產(chǎn)生的沖擊響應(yīng)才用于I-信道(B位(2i)與(2i+2)用于Q信道)。通過選擇在多個(gè)位周期中沖擊響應(yīng)穿過零，而遠(yuǎn)離峰值的濾波器來避免碼間干擾，已保證任何其他位脈沖的峰值間沒有干擾。這樣的濾波器被稱為奈奎斯特(Nyquist)濾波器。
然而，通過迭加由偏離上一位流的另一個(gè)位流所產(chǎn)生的信號，即將標(biāo)為B-位(2i+1)及A-位(2i+1)的虛線所示脈沖分別迭加到I信道與Q信道中。這時(shí)，在同樣的濾波器帶寬條件下，I信道中的位A(2i)與A(2i+2)的沖擊響應(yīng)在位B(2i+1)的峰值處不再為0，同樣的，Q信道中的位B(2i)與B(2i+2)的沖擊響應(yīng)在位A(2i+1)的峰值處也不再為0。當(dāng)采樣點(diǎn)不選擇在峰值而選在標(biāo)為前、后的采樣點(diǎn)上時(shí)，由于其他位在前、后采樣點(diǎn)上的沖擊響應(yīng)小于2個(gè)后繼位的，因此，波形的期望值將主要是2個(gè)后繼為位的函數(shù)而與其它位幾乎無關(guān)。例如，在前采樣點(diǎn)，I-波形主要取決于A(2i)與B(2i+1)，而很少取決于A(2i+2)；在后采樣點(diǎn)上，I波形主要取決于B(2i)與A(2i+2)。如果需要，也可以采用一個(gè)帶寬稍寬的非奈奎斯特濾波器，使A(2i+2)在A(2i)與B(2i+1)交匯處的值為0。
定義新位流A’，B’如下A’(1，2.....n)＝....A(2i)，B(2i+1)，A(2i+2)，B(2i+3).....
B’(1，2.....n)＝....B(2i)，A(2i+1)，B(2i+2)，A(2i+3).....現(xiàn)在可以看出，I波形僅依賴于A’位流，Q波形僅依賴于B’位流。在信道中不存在由于時(shí)間離散或回波所造成的I、Q交叉耦合的情況下，可以分別解碼I、Q，得到A’和B’位流，然后再合并A’和B’，得到A和B位流。用A’和B’位，等式(9)將變?yōu)镮1(k)＝(A’(2k)+A’(2k-1))/2)Q1(k)＝(B’(2k)+B’(2k-1))/2)I2(k)＝(A’(2k)+A’(2k+1))/2) 等式(10)Q2(k)＝(B’(2k)+B’(2k+1))/2)等式(10)可以分為I1(k)＝(A’(2k)+A’(2k-1))/2)I2(k)＝(A’(2k)+A’(2k+1))/2) 等式(11)Q1(k)＝(B’(2k)+B’(2k-1))/2)Q2(k)＝(B’(2k)+B’(2k+1))/2) 等式(12)其中等式(11)可以在一個(gè)二狀態(tài)MSLE設(shè)備中用來解碼后繼I值I1(k)，I2(k)，I1(k+1)，I2(k+1)...，得到A’位流，同時(shí)，等式(12)在一個(gè)并行二狀態(tài)MSLE設(shè)備中來解碼后繼Q值Q1(k)，Q2(k)，Q1(k+1)，Q2(k+1)...，得到B’位流。當(dāng)傳輸路徑不含有時(shí)間離散或延遲回響時(shí)，信號可以直接分為I，Q信號，并通過一個(gè)包含路徑相移及衰減的信道耦合系數(shù)C0來描述，由隔離的I，Q MSLE裝置解碼。當(dāng)傳輸路徑含有時(shí)間離散或延遲回響時(shí)，則通過使用一個(gè)稱之為橫向?yàn)V波器的濾波器使信號分為I，Q兩部分，仍然可以有隔離的I、Q解碼器來解碼。該濾波器則在解碼前除去回響。橫向?yàn)V波器必須是信道的反向，但也不總是純數(shù)學(xué)上的反向，例如，當(dāng)由于延遲回響，信道的傳輸頻率響應(yīng)為零，則負(fù)信道將需要包含一個(gè)無限大的峰值去補(bǔ)償它，這將導(dǎo)致噪聲增大。因?yàn)檫@個(gè)原因，通常優(yōu)先選擇完整MSLE而不是簡單的I-Q隔離MSLE。
本發(fā)明所述的四相重疊GMSK調(diào)制，包括傳輸器信號的產(chǎn)生，接收器信號的解碼，本發(fā)明中相關(guān)或從中導(dǎo)出的調(diào)制，以及在本發(fā)明所包含的范圍或思想內(nèi)，可以由本領(lǐng)域內(nèi)技術(shù)人員設(shè)計(jì)出的更多的調(diào)制方式。下列權(quán)利要求說明了本發(fā)明的思想與范圍。
權(quán)利要求
1.一種傳送信息流的頻譜高效調(diào)制方法，包括下列步驟將信息流分為第一信息流及第二信息流；調(diào)制第一信息流，在一載波頻率上得到第一個(gè)GMSK信號；調(diào)制第二信息流，在具有90°相移的同一載波頻率上得到第二個(gè)GMSK信號；將二個(gè)經(jīng)過調(diào)制的信號相加，得到最終所要傳輸?shù)慕M合調(diào)制信號。
2.一種傳送信息流的頻譜高效調(diào)制設(shè)備，包括將信息流分為第一信息流和第二信息流的裝置；調(diào)制第一信息流，在一載波頻率上得到第一個(gè)GMSK信號的裝置；調(diào)制第二信息流，在具有90°相移的同一載波頻率上得到第二個(gè)GMSK信號的裝置；將2個(gè)經(jīng)過調(diào)制的信號相加得到組合調(diào)制信號、及傳輸該組合調(diào)制信號的裝置。
3.一種在信號接收之前預(yù)測信號值的方法，其中傳輸信息流已被分為第一信息流和第二信息流，它包括根據(jù)保存在第一位流的狀態(tài)記錄中的數(shù)值，預(yù)測第一個(gè)Q分量；使用上述第一個(gè)Q分量的預(yù)測值及第一位流狀態(tài)記錄的前一位，預(yù)測第一個(gè)I分量；根據(jù)第二位流狀態(tài)記錄值，預(yù)測第二個(gè)Q分量；使用第二個(gè)預(yù)測的Q分量及第二位流的前一位，預(yù)測第二個(gè)I分量；將第一個(gè)I分量與第二個(gè)Q分量相加，得到組合I值；將第一個(gè)Q分量與第二個(gè)I分量相加，得到組合Q值；及輸入上述組合I值、組合Q值與信道系數(shù)到一個(gè)復(fù)數(shù)乘法器，該復(fù)數(shù)乘法器輸出預(yù)測信號。
4.權(quán)利要求3的方法，其中信道系數(shù)描述了在幅度衰減和傳輸路徑相移。
5.權(quán)利要求3的方法，其中第一Q分量的預(yù)測，使用一個(gè)新位及一個(gè)先前位，先前位比所說的新位前兩位。
6.權(quán)利要求3的方法，其中第一個(gè)I/Q分量的預(yù)測，使用第二位流中的一個(gè)新位及一個(gè)先前位，先前位比所說的新位前兩位。
7.一種在信號接收之前預(yù)測信號值的設(shè)備，其中傳輸信息流已經(jīng)被分成第一信息流和第二信息流，它包括根據(jù)第一位流狀態(tài)記錄中的數(shù)值，預(yù)測第一個(gè)Q分量的裝置；使用上述第一個(gè)Q分量的預(yù)測值及第一位流狀態(tài)記錄的前一位來預(yù)測第一個(gè)I分量的裝置；根據(jù)第二位流狀態(tài)記錄值，預(yù)測第二個(gè)Q分量的裝置；使用第二個(gè)Q分量的預(yù)測值與第二位流的前一位來預(yù)測第二I分量的裝置；將第一I分量與第二Q分量相加，得到組合I值的裝置；將第一Q分量與第二I分量相加，得到組合Q值的裝置；輸出組合I，Q值及一個(gè)信道系數(shù)到一個(gè)復(fù)數(shù)乘法器，其中，復(fù)數(shù)乘法器的輸出信號為預(yù)測值。
8.權(quán)利要求7的一種設(shè)備，其中信道系數(shù)描述了傳輸路徑相移及幅度衰減。
9.權(quán)利要求7的一種設(shè)備，其中第一Q分量的預(yù)測，使用一個(gè)新位與一個(gè)先前位，該先前位比新位前2位。
10.權(quán)利要求7的一種設(shè)備，其中第一I分量的預(yù)測，使用第二位流中的一個(gè)新位與一個(gè)先前位，該先前位比新位前2位。
全文摘要
一種用于預(yù)測還未接收到的信號的信號值的方法和設(shè)備,其中所發(fā)送的信息流已被分為第一和第二位流。第一Q分量基于存儲于第一位流的狀態(tài)存儲器中的值而預(yù)測。第一I分量使用第一Q分量和來自第一位流的狀態(tài)存儲器中的在前位而預(yù)測。第一I分量和第二Q分量相加以獲得一個(gè)組合的I值,而第一Q分量與第二I分量相加獲得一個(gè)組合的Q值。最后,組合I值,組合Q值與信道系數(shù)一起輸入一個(gè)復(fù)乘法器,其中復(fù)乘法器輸出一個(gè)信號預(yù)測值。
文檔編號H04L27/18GK1245608SQ97181696
公開日2000年2月23日 申請日期1997年12月18日 優(yōu)先權(quán)日1996年12月18日
發(fā)明者P·W·登特 申請人:艾利森公司