專利名稱：適于蜂窩數(shù)字分組數(shù)據(jù)應(yīng)用的gmsk-已調(diào)信號的快速捕獲的制作方法
在最近幾年中，現(xiàn)有的蜂窩網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)受到了極大的歡迎。但在許多時(shí)刻上，承載蜂窩系統(tǒng)的話音通信的信道可能是空閑的(即在一特定時(shí)間上沒有信號在信道上傳輸)。這些未用的或空閑的話音信道可被用于諸如數(shù)據(jù)通信的其他通信。特別地，需要一種利用未用的或空閑的話音信道用于數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)通信的覆蓋系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)。蜂窩數(shù)字分組數(shù)據(jù)系統(tǒng)(CDPD)就是這樣一種覆蓋系統(tǒng)，它利用現(xiàn)有的蜂窩電話網(wǎng)絡(luò)提供移動數(shù)據(jù)報(bào)文業(yè)務(wù)。CDPD系統(tǒng)允許數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)經(jīng)一已經(jīng)存在的蜂窩系統(tǒng)的空閑信道發(fā)送。在1993年，蜂窩通信經(jīng)營者協(xié)會準(zhǔn)備并公布了一個(gè)規(guī)范，稱作″蜂窩數(shù)字分組數(shù)據(jù)系統(tǒng)規(guī)范″。
該規(guī)范規(guī)定了一個(gè)工業(yè)上使用的協(xié)議，用于經(jīng)由現(xiàn)有蜂窩通信系統(tǒng)發(fā)送和接收數(shù)據(jù)消息。該規(guī)范規(guī)定了數(shù)據(jù)消息的格式。更確切地說，數(shù)據(jù)消息具有一由長為38比特的點(diǎn)序列再加上長為22比特的同步碼組構(gòu)成的前置碼。跟在該前置碼后面的是由N個(gè)385比特?cái)?shù)據(jù)組成的數(shù)據(jù)序列。所述點(diǎn)序列是一個(gè)″0″和″1″交替的串。所述同步碼組具有如下位

圖1011 1011 0101 1001 1100 00。
CDPD覆蓋系統(tǒng)利用了現(xiàn)有蜂窩系統(tǒng)的設(shè)施傳輸數(shù)據(jù)。特別地，多個(gè)遠(yuǎn)端用戶單元通過基站與其他遠(yuǎn)端用戶單元進(jìn)行通信。從遠(yuǎn)端用戶單元向基站的數(shù)據(jù)通信是無線的。
幾種可變因素被引入到從遠(yuǎn)端用戶單元向基站發(fā)送的信號中，如果不能對其正確地補(bǔ)償，有可能導(dǎo)致基站對數(shù)據(jù)信號進(jìn)行不正確的解調(diào)。一種可變因素是被發(fā)送信號的頻率偏移。每個(gè)遠(yuǎn)端用戶單元利用一個(gè)晶體振蕩器提供適當(dāng)?shù)妮d頻，數(shù)據(jù)信號在該載頻上被發(fā)送出去。然而，從一個(gè)遠(yuǎn)端用戶單元到另一個(gè)遠(yuǎn)端用戶單元的晶體振蕩器的精度可能會變化，從而在該被發(fā)送的信號中引入了不明的頻率偏移。此外，由于遠(yuǎn)端用戶單元經(jīng)常隨移動物體諸如汽車一同使用，所以在被發(fā)送信號中引入了多普勒頻移，這種頻移與移動物體的速度的有關(guān)。另外，數(shù)據(jù)序列的到達(dá)時(shí)間取決于遠(yuǎn)端用戶單元與基站的距離。
被發(fā)送信號還遭受到一種稱作頻率漂移的額外損傷。在被發(fā)送信號的開始期間的頻率漂移被稱作″負(fù)載牽引″或″切斷瞬態(tài)″。這種切斷瞬態(tài)嚴(yán)重地降低了信號的質(zhì)量，在點(diǎn)序列期間經(jīng)常引入大于3KHz的頻率漂移，這使得利用該點(diǎn)序列對頻率漂移進(jìn)行穩(wěn)定地估計(jì)幾乎成為不可能。圖1示出了信號幅度曲線，圖2示出了在理想條件下，即在一規(guī)定頻偏容限內(nèi)被發(fā)送信號的載頻曲線。圖3示出了在CDPD系統(tǒng)中來自一遠(yuǎn)端用戶單元的典型發(fā)送信號的載頻曲線。正如從圖3中的載頻曲線所能看到的，在點(diǎn)序列期間的頻偏變化很大，并且典型地是在所述規(guī)定容限之外。于是，在這樣一種情況下，同步碼組可以被用于對該頻偏進(jìn)行估計(jì)。然而，由于所牽扯的計(jì)算負(fù)擔(dān)，這涉及到了一種為在低成本數(shù)字信號處理器中使用的CDPD解調(diào)器不可接受的捕獲延遲。圖2和3的頻移foffset指的是一種穩(wěn)定狀態(tài)的頻移。
于是，基站為了能合適地解調(diào)由遠(yuǎn)端用戶單元發(fā)送的信號，它不僅必須對引入該被發(fā)送信號的頻偏進(jìn)行估計(jì)，而且要對數(shù)據(jù)序列的到達(dá)時(shí)間進(jìn)行估計(jì)。頻偏和數(shù)據(jù)序列的到達(dá)時(shí)間可被稱作數(shù)據(jù)捕獲參數(shù)。
對頻偏和到達(dá)時(shí)間進(jìn)行估計(jì)的一種方法是根據(jù)頻偏和定時(shí)分辨容限計(jì)算被接收信號與同步碼組、頻率和時(shí)間偏移的相關(guān)性。更具體地說，下面的等式(1)描述了可被用于對頻偏和到達(dá)時(shí)間進(jìn)行估計(jì)的相關(guān)性。c(τk,fm)=∫r(t-τk)·S*(t)e-j2πfDtdt,]]>k＝0，....47n＝0，....20(1)其中r(t)是被接收信號，s*(t)是同步碼組的共軛復(fù)數(shù)，τk是被估計(jì)的到達(dá)時(shí)間，而fm是被估計(jì)的頻偏。變量k和m對于CDPD系統(tǒng)被選擇允許±3KHz頻偏和多至12比特的定時(shí)不定性。在這些容限內(nèi)，如果人們想要分辨頻偏到150Hz的精度(21個(gè)頻率單位，即0，...20)和定時(shí)達(dá)到八分之一比特時(shí)間(48個(gè)時(shí)間單位，即K＝0，...47)，必須執(zhí)行960次相關(guān)計(jì)算。更具體地，圖4中所示的2維矩陣將需要被搜尋。
等式(1)可按取樣模式的格式重寫成等式(2)如下c(τk,fm)=Σnr(nTs+τk)Sk*(nTs)e-j2πfDnTs----(2)]]>其中Ts是取樣速率。如本領(lǐng)域技術(shù)人員所知，τk和fm是被調(diào)整的掃描參數(shù)，以揭示函數(shù)之間的關(guān)聯(lián)性和相關(guān)性。
對等式(1)或(2)求解以找到使如下等式(3)最大的值τk和fm。maxk,m|C(τk,fm)|2----(3)]]>這樣，正如圖4中所示，執(zhí)行的是一個(gè)2維時(shí)間-頻率搜索，其中一個(gè)21個(gè)頻率單位和48個(gè)時(shí)間單位的矩陣需要被搜索，以對頻偏fm和到達(dá)時(shí)間τk進(jìn)行估計(jì)。這種搜索在計(jì)算上是繁重的，它體現(xiàn)了實(shí)時(shí)系統(tǒng)的一個(gè)問題。此外，由于所涉及的計(jì)算量較大，必須使用較昂貴的數(shù)字信號處理電路。
本發(fā)明的一個(gè)目的是在捕獲一由于前述的″切斷瞬態(tài)″而具有重大損傷的CDPD信號的數(shù)據(jù)捕獲參數(shù)中減少計(jì)算的負(fù)擔(dān)。本發(fā)明的另一個(gè)目的是允許以特定的頻偏和到達(dá)時(shí)間快速地捕獲數(shù)據(jù)捕獲參數(shù)，以便該系統(tǒng)能有效地在一實(shí)時(shí)環(huán)境下工作。此外，本發(fā)明減少了所執(zhí)行的計(jì)算量，以便可以使用較廉價(jià)的數(shù)字信號處理器，從而降低了整個(gè)系統(tǒng)的費(fèi)用。
通過下面的詳細(xì)描述和參考附圖，將會對本發(fā)明自身連同其他目的及附帶的優(yōu)點(diǎn)有更好地理解。
圖1示出了被發(fā)送信號的信號幅度曲線。
圖2示出了在理想條件下被發(fā)送信號的載頻曲線。
圖3示出了在CDPD系統(tǒng)中來自遠(yuǎn)端用戶單元的一個(gè)典型發(fā)送信號的載頻曲線。
圖4是表示2維搜索矩陣圖。
圖5是CDPD重疊系統(tǒng)和與其相關(guān)的在基本的蜂窩通信系統(tǒng)中使用的遠(yuǎn)端用戶單元的總框圖。
圖6是基站的接收器的一部分的框圖。
圖7是表示在被發(fā)送信號中兩個(gè)極端到達(dá)線的曲線。
圖8A和8B是表示由本發(fā)明的數(shù)字信號處理器執(zhí)行的各個(gè)步驟的流程圖。
圖5是CDPD重疊系統(tǒng)10和與其相關(guān)的在基本的蜂窩通信系統(tǒng)中使用的遠(yuǎn)端用戶單元12的總框圖。在僅打算為說明目的的一個(gè)簡化描述中，現(xiàn)有蜂窩網(wǎng)絡(luò)通信系統(tǒng)包括多個(gè)遠(yuǎn)端用戶單元(僅示出了它們中的一個(gè))。地理區(qū)域被劃分成若干網(wǎng)孔11，在每個(gè)網(wǎng)孔11內(nèi)是一個(gè)進(jìn)行發(fā)送和從遠(yuǎn)端用戶單元12接收的基站13。遠(yuǎn)端用戶單元12經(jīng)基站13與另一可以是移動或標(biāo)準(zhǔn)的遠(yuǎn)端用戶單元進(jìn)行通信。遠(yuǎn)端用戶單元12與基站13之間的數(shù)據(jù)通信是無線的(即，經(jīng)空中鏈路17發(fā)生)。如已討論過的那樣，由于遠(yuǎn)端用戶單元12經(jīng)常被設(shè)置在諸如汽車這樣的移動物體中，因此不確定的、特別是數(shù)據(jù)信息的頻偏和可變的到達(dá)時(shí)間被引入到由遠(yuǎn)端用戶單元12發(fā)送的信號中。而且，來自遠(yuǎn)端用戶單元的被發(fā)送信號經(jīng)常由于″切斷瞬態(tài)″而受到損傷?；?3必須在該被接收信號能被適當(dāng)解調(diào)之前對這些數(shù)據(jù)捕獲參數(shù)進(jìn)行估計(jì)。
圖6是基站的接收器20的一部分的框圖。該接收器20包括天線22，下變換器24，和模/數(shù)(A/D)變換器26和數(shù)字信號處理器(DSP)28。天線22接收由遠(yuǎn)端用戶單元發(fā)送的信號。被接收信號可以通過下面的等式(4)來確定r(t)=Aej[2πfct·θ(t)·2πfdt],----(4)]]>其中fc載頻，fd是被引入到被發(fā)送信號中的頻偏，而θ(t)是被調(diào)制到載頻上的數(shù)據(jù)。頻偏fd包括兩個(gè)主要部分，與遠(yuǎn)端用戶單元正在移動的速度有關(guān)的多普勒頻偏加上如前所述的由于遠(yuǎn)端用戶單元的晶體振蕩器不精密生成的頻偏。
下變換器24除去載頻fc以生成所謂的基帶信號。該下變換器的信號輸出可以由下列等式(5)定義r(t)=Aej[θ(t)+2πfdt]----(5)]]>接著，該信號被送到A/D轉(zhuǎn)換器26，在那里它被以4×24.3KHz的速率取樣。A/D轉(zhuǎn)換器26的輸出可以由下列等式(6)表示r(k)=Aej[θ(kTs)+2πfdkTs]]]>其中k＝0，1，2....和Ts＝取樣間隔=1(4×24300)=10.288μsec.----(6)]]>接著，該信號被送到數(shù)字信號處理器(DSP)28。在一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例中，使用了Texas，Istrument C51系列的DSP。該DSP28執(zhí)行兩個(gè)主要功能。第一，對數(shù)據(jù)捕獲參數(shù)即數(shù)據(jù)信息的頻偏和到達(dá)時(shí)間進(jìn)行估計(jì)，和然后利用這些數(shù)據(jù)捕獲參數(shù)對接收信號進(jìn)行解調(diào)。在一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例中，DSP28將A/D轉(zhuǎn)換器26的取樣速率轉(zhuǎn)換成一個(gè)4×19.2KHz的取樣速率。所有由DSP28執(zhí)行的信號處理都用以4×19.2KHz速率取樣來完成。每比特是持續(xù)1/19.2KHz，于是得到每比特4個(gè)取樣。
特別地，DSP28具有一個(gè)常被稱作數(shù)據(jù)緩沖器的存儲器裝置。數(shù)字化取樣被順序地存儲在該存儲器中，而DSP28根據(jù)這些存儲的取樣執(zhí)行信號處理。更確切地說，當(dāng)接收到所述前置碼時(shí)，DSP28在存儲器中存儲這些比特并利用其已存儲的信息執(zhí)行隨后的步驟。
然而，要理解DSP如何對接收的信號進(jìn)行處理，了解與CDPD分組傳輸協(xié)議有關(guān)的背景知識是必要的?；竞瓦h(yuǎn)端用戶單元二者具有標(biāo)記每個(gè)3.125毫秒，即60比特間隔的同步微時(shí)隙。在一個(gè)微時(shí)隙標(biāo)記之后并且僅當(dāng)該微時(shí)隙被指定為空閑時(shí)(即基站接收器(MDBS)當(dāng)前沒有對來自另一移動單元的信號進(jìn)行解調(diào)時(shí))的一個(gè)0至8比特的時(shí)間窗期間，遠(yuǎn)端用戶單元只允許發(fā)送其自身的包括前置碼的數(shù)據(jù)信息的脈沖串。基站的接收器20通過中斷獲得該微時(shí)隙定時(shí)。該微時(shí)隙由MDBS的發(fā)送器產(chǎn)生并被送到MDBS的接收器。具體地說，該微時(shí)隙標(biāo)記由發(fā)送器DSP(未示出)通過中斷發(fā)送到接收器DSP。由于硬件延遲和為基站接收器生成該微時(shí)隙標(biāo)記的機(jī)構(gòu)，DSP28期望在該微時(shí)隙標(biāo)記之后的比特9至23期間從遠(yuǎn)端用戶單元接收該被發(fā)送的信號。圖7圖解地示出了被發(fā)送信號的到達(dá)時(shí)間的范圍。在一個(gè)極端中，該被發(fā)送信號能夠被接收器20接收的最早時(shí)間是由曲線A表示的比特9。它將被稱作脈沖串#1。接收器20最后期望接收該被發(fā)送信號的時(shí)間是在比特23。曲線B將被稱作脈沖串#2在每個(gè)微時(shí)隙標(biāo)記處，DSP28可以處于兩種狀態(tài)之一。當(dāng)其執(zhí)行自身檢測和捕獲操作時(shí)它可以處于一種檢測狀態(tài)，或者當(dāng)其試圖對多個(gè)385比特的數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)時(shí)可以處于它的解調(diào)狀態(tài)。如前所述，本發(fā)明基本上與DSP處于其檢測狀態(tài)的操作有關(guān)。處于其檢測狀態(tài)的DSP28一旦接收到微時(shí)隙中斷，就對存儲緩沖器(未示出)初始化，并開始將從A/D轉(zhuǎn)換器26接收的取樣存入存儲器。該存儲緩沖器中的內(nèi)容將如圖7中所示，這樣在該緩沖器中的取樣可以使用比特號碼來標(biāo)記。這樣，比特0-8總是來自噪聲的取樣，因?yàn)樵谠摃r(shí)間間隔內(nèi)被發(fā)送信號還沒有到達(dá)。如將在下面要詳細(xì)描述的，處于其檢測狀態(tài)的DSP28假設(shè)被發(fā)送信號的存在，并對被接收信號進(jìn)行處理。如果由下面的等式(8)限定的最大值不超過一預(yù)定的閾值，則DSP28確定發(fā)送還沒有發(fā)生，并且在下一微時(shí)隙標(biāo)記中斷時(shí)進(jìn)入檢測狀態(tài)。否則，它繼續(xù)捕獲捕獲參數(shù)。
現(xiàn)在參考圖8a和8b中所示的流程圖。在框30中所示的由DSP28執(zhí)行的第一步驟是利用由按比特標(biāo)識38至47，即點(diǎn)序列的10個(gè)比特表示的在緩沖器中的取樣對頻偏進(jìn)行粗略地估計(jì)。注意所述取樣表示最早可能到達(dá)的比特號碼29到38的點(diǎn)序列的最后10比特(脈沖串#1)，和中間部分，最后到達(dá)的比特號碼15到24的點(diǎn)序列(脈沖串#2)。頻率分辨率被選在600Hz，這樣，在為CDPD系統(tǒng)規(guī)定的±3KHz頻偏容限內(nèi)，生成11個(gè)頻率單位，每個(gè)單位與下一個(gè)分開600Hz。為了粗略地對頻偏進(jìn)行估計(jì)，選取一固定的到達(dá)時(shí)間ta，以確保使用如上所述的點(diǎn)序列的一個(gè)有效部分來考慮所有可能的到達(dá)延遲。使用該點(diǎn)序列的最后部分是所希望的，因?yàn)檫@一部分很少受切斷瞬態(tài)的影響。被延遲ta的被接收信號(它代表如上所述的緩沖器的固定部分)與在該步驟所選分辨率的頻移與10比特長點(diǎn)序列相關(guān)。該10比特長點(diǎn)序列是用比特圖1010101010調(diào)制的CDPD信號的復(fù)包絡(luò)。下面的等式(7)描述了這一相關(guān)的計(jì)算c(ta,fm)=Σn=010N-1r(ta+nTs)·S*(nTs)e-j2πfmnTs,]]>m＝0，±1，...±5，(7)其中Ts為取樣間隔，N為每個(gè)比特的號碼，Ts＝Tb/N，其中Tb＝比特間隔＝1/19200＝52.0833微秒；r(t)是被接收信號，s*(t)是代表點(diǎn)序列的信號的共軛復(fù)數(shù)。對等式(7)求解，以找到使如下等式(8)最大的fmmaxm|c(ta,fm)|2----(8)]]>使等式(8)最大的fm將被定義為估計(jì)頻率fo。該估計(jì)頻率fo被存儲在存儲器中。在該第一步驟中，僅執(zhí)行11次相關(guān)計(jì)算。
接著，在框32確定是否由等式(8)定義的最大值超過了一預(yù)定閾值。如果超過，執(zhí)行由框36定義的下一步驟。如果沒有超過，則DSP28確定沒有傳輸發(fā)生并如框34所示在下一微時(shí)隙標(biāo)記中斷時(shí)進(jìn)入檢測狀態(tài)。
這樣，大體上通過執(zhí)行由等式(7)和(8)定義的運(yùn)算，使用前置碼的點(diǎn)序列對頻偏進(jìn)行了粗略估計(jì)。因?yàn)樵擖c(diǎn)序列在時(shí)間上是周期性的，所以由等式(7)定義的相關(guān)值對于定時(shí)錯(cuò)誤是不敏感的，即由于相關(guān)計(jì)算的比特時(shí)間不對準(zhǔn)造成的相關(guān)性下降對于所有的時(shí)間對準(zhǔn)錯(cuò)誤來說是很小的。這允許等式(7)的相關(guān)性使用一單獨(dú)的固定時(shí)間ta以對頻偏進(jìn)行粗略地估計(jì)。在選擇ta中的唯一限制為如上所述。更確切地說，確保該點(diǎn)序列被用于所考慮的可能到達(dá)時(shí)間的范圍，即14比特(比特9-23)(見圖7)以對等式(7)的相關(guān)性進(jìn)行計(jì)算。而且，盡可能的使用被接收信號的點(diǎn)序列的最后部分，因?yàn)橛捎谇袛嗨矐B(tài)最終消失越遠(yuǎn)離該點(diǎn)序列的開始該被接收信號變得越可靠。這樣，選擇ta使用點(diǎn)序列的最后10比特作為最早的可能到達(dá)時(shí)間，即脈沖串#1。因而，ta表示從微時(shí)隙中斷的開始在時(shí)間上的47比特(即，ta＝47Tb)。
由框36定義的下一步驟是對到達(dá)時(shí)間進(jìn)行估計(jì)。對于位時(shí)間同步來說頻偏估計(jì)fo不是足夠可靠的，因?yàn)榧词故褂昧嗽擖c(diǎn)序列的最后部分，點(diǎn)序列的該部分可能仍具有很大的切斷瞬態(tài)。而且，為了對頻偏進(jìn)行粗略地估計(jì)，頻率分辨單位被粗略地設(shè)定在600Hz。對于600Hz頻率分辨率，等式(7)的10比特長相關(guān)性提供了足夠的性能。此外，由于切斷瞬態(tài)的衰減，在對于精細(xì)定時(shí)估計(jì)很重要的同步碼組期間的頻偏可能不同于被接收信號的點(diǎn)序列的頻偏。于是，在搜索窗的開始已做出了粗略的頻偏估計(jì)，該頻偏估計(jì)在搜索窗期間可能改變，但在該接收信號的同步碼組期間將被認(rèn)定。
為了以比特時(shí)間分辨率對脈沖串進(jìn)行粗略地估計(jì)，必須使用對頻偏不敏感的檢測方案。由于CDPD信號被GMSK(高斯最小頻移鍵控)調(diào)制，所以可以使用一種差動檢測方案，因?yàn)镚MSK是固有的差動調(diào)制。22比特的二進(jìn)制同步碼組被用來從被接收信號中提取1，0碼組圖形，使用所述差動調(diào)制方案對脈沖串到達(dá)時(shí)間進(jìn)行估計(jì)。在就要執(zhí)行這一操作的時(shí)刻，DSP28的存儲器在此時(shí)已存儲了整個(gè)點(diǎn)序列和該被接收信號的同步碼組。由于二進(jìn)制同步碼組的22比特被用于在下面的等式(10)中計(jì)算相關(guān)性和搜索窗是14比特長，所以差動檢測必須在該被接收信號上的一個(gè)36比特間隔上執(zhí)行。開始點(diǎn)應(yīng)該代表最早可能到達(dá)的脈沖串(脈沖串#1)的同步碼組的開始，即接收緩沖器中的比特47。執(zhí)行所述差動檢測每比特間隔4個(gè)取樣。使用上述的到達(dá)時(shí)間ta的一個(gè)差動檢測可以由等式(9)描述如下D(t)=Imag{r(ta+t)conjg[r(ta+t-Tb)ej2πfDTb]},]]>其中t＝0，....4×36(36比特間隔)ta＝47Tb(9)其中Tb＝1/19200是CDPD信號的比特間隔；r(t)是被接收信號。如果符號(D(t))≥0，則D(t)＝1，否則D(t)＝0。然后，使用存儲在存儲器中的同步碼組的22比特和也被存儲在存儲器中由等式(9)導(dǎo)出的信號D(t)，在框38中通過求D(t)與被定義為S(n)的同步碼組的相關(guān)性對到達(dá)時(shí)間進(jìn)行估計(jì)，其中S(n)∈{0，1}。等式(10)定義了所執(zhí)行的運(yùn)算。p(t)=Σn=022-1D(t+4n)⊕S(n),]]>其中(10)t＝0，1，2，...，4×14(14比特間隔)S(n)＝{1011 1011 0101 1001 1100 00}其中0表示異或運(yùn)算，并且在一個(gè)14比特間隔期間對P(t)進(jìn)行估計(jì)。因?yàn)榇嬖谟幸粋€(gè)14比特長的搜索窗，和每比特時(shí)間估計(jì)4個(gè)相關(guān)性，所以在t＝0，...，4×14對P(t)進(jìn)行估計(jì)(即，執(zhí)行差動檢測每比特時(shí)間4個(gè)取樣)。分組到達(dá)時(shí)間估計(jì)t0是產(chǎn)生最大P(t)的時(shí)間系數(shù)，如下面的等式(11)定義t0＝maxP(t)O≤t≤4×14(11)確定D(t)和P(t)的步驟可以通過構(gòu)造一個(gè)用于同步碼組的二維矩陣而流水化，以減少處理延遲。而且，為了改進(jìn)性能，可以選取兩個(gè)最大值。特別地，選取使P(t)產(chǎn)生兩個(gè)最大值的兩個(gè)到達(dá)時(shí)間，即在求出t0之后，求t0′以便t0′＝max P(t)0≤t≤4×14t0′≠t0
接著，在框40中使用點(diǎn)序列的最后10比特對頻偏再次進(jìn)行估計(jì)。用47Tb+t0·T2-10Tb替換ta可以使用上述的等式(7)。頻率單位被建立在頻率f0，f0±600Hz，f0±1200Hz，并且f1是給出最大相關(guān)值的頻率中的頻率。
最后，在框42中通過圍繞t0和f1搜索一個(gè)小的二維矩陣對頻偏和到達(dá)時(shí)間估計(jì)進(jìn)行提煉。搜索單位被建立在t0，t0±Tb/4，t0±Tb/2和f1，f1±300Hz，f1±600Hz。在每個(gè)單位處，使被接收信號r(t)與同步碼組的復(fù)包絡(luò)相關(guān)，該復(fù)包絡(luò)是所述同步碼組的已調(diào)信號的基帶表示。這樣，在一特定時(shí)間和頻率單位，ts和Fs處，根據(jù)由下列等式(12)所定義的來計(jì)算相關(guān)性R(ts,fs)=Σn=022N-1r(47Tb+toTs+nTs)·congj[C(n)exp(j2πfsnTs)]]]>其中C(n)＝C(t)|t-nTs(12)其中C(n)表示同步碼組C(t)的復(fù)包絡(luò)的取樣，N是每比特取樣的數(shù)量，而Ts＝Tb/N。
在一優(yōu)選實(shí)施例中，等式(12)的兩個(gè)復(fù)數(shù)相乘能夠通過將C(n)和復(fù)指數(shù)組合構(gòu)造一個(gè)二維矩陣表來簡化。頻偏和到達(dá)時(shí)間，即Ff和tf的最終估計(jì)是使值|R(ts，fs)|2。|R(ts，fs)|2的計(jì)算是產(chǎn)生最大時(shí)間延遲的關(guān)鍵步驟，然而，因?yàn)閮H涉及了25個(gè)搜索單位，所以與前面所描述的960次計(jì)算比較，在計(jì)算上實(shí)現(xiàn)了可觀的減少。
接著，在框44，確定由|R(ts，fs)|2確定的最大值是否超過了一預(yù)定閾值。如果超過，執(zhí)行由框46定義的下一步驟。如果沒有超過，則DSP28確定沒有傳輸發(fā)生，并如框34所示在下一微時(shí)隙標(biāo)記中斷時(shí)進(jìn)入檢測狀態(tài)。
而且，因?yàn)椴粌H使用前置碼的點(diǎn)序列而且使用同步碼組來確定頻偏估計(jì)ff，所以它比如果僅使用點(diǎn)序列要可靠的多，僅使用點(diǎn)序列可能并不總是可靠。
在框46，DSP28使用在前確定的頻偏ff和到達(dá)時(shí)間tf解調(diào)被接收信號。這樣，DSP28這時(shí)能夠正確地對被接收信號進(jìn)行解調(diào)。在框48中，確定解調(diào)是否被完成。如果沒完成，繼續(xù)框46的穩(wěn)態(tài)解調(diào)。如果解調(diào)結(jié)束，控制進(jìn)到框50，告訴DSP28等待直到源端用戶單元關(guān)閉其載波。當(dāng)這一情況發(fā)生時(shí)，DSP28等待直到下一微時(shí)隙中斷以進(jìn)入其檢測狀態(tài)。
如果選取兩個(gè)最大值t0和t0′，則按t0以及t0′計(jì)算在框40和框42中執(zhí)行的運(yùn)算。
當(dāng)然，應(yīng)該理解，可以對上述優(yōu)選實(shí)施例做出多種改變和改進(jìn)。因而，上述的詳細(xì)描述僅是為了進(jìn)行說明而并不僅限于此，并且很清楚，包括了等同物的下列權(quán)利要求對本發(fā)明的范圍進(jìn)行了限定。
權(quán)利要求
1.一種對接收的已調(diào)信號的頻偏和到達(dá)時(shí)間進(jìn)行估計(jì)，以便能正確地解調(diào)該已調(diào)信號的方法，所述信號具有包括一個(gè)點(diǎn)序列和一個(gè)同步碼組的前置碼，和跟在該前置碼后面的一個(gè)數(shù)據(jù)序列，該方法包括下列步驟存儲該前置碼和數(shù)據(jù)序列；確定一個(gè)頻偏f0；對被接收信號的頻率執(zhí)行差動檢測，以生成差動檢測序列；確定到達(dá)時(shí)間t0和選擇最大相關(guān)值；確定一個(gè)新的頻偏f1和選擇最大相關(guān)值；確定一個(gè)最終頻偏ff和選擇最大相關(guān)值；和利用在前確定的頻偏ff和到達(dá)時(shí)間tf對所述被接收信號進(jìn)行解調(diào)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中確定一個(gè)頻偏f0的步驟包括選擇到達(dá)時(shí)間ta，使時(shí)間位移了到達(dá)時(shí)間ta的被存儲的該點(diǎn)序列的一部分與該被存儲的點(diǎn)序列的一部分的共軛復(fù)數(shù)相關(guān)，和選擇一最大相關(guān)值。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中與選擇到達(dá)時(shí)間ta的步驟相關(guān)聯(lián)的被選擇的最大值在任何其它到達(dá)時(shí)間或頻偏被檢測之前必須超過一預(yù)定閾值。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中執(zhí)行差動檢測的步驟包括對頻率和時(shí)間分別位移了頻偏f0和到達(dá)時(shí)間ta的被接收信號執(zhí)行差動檢測，以利用存儲在存儲器中的同步碼組生成差動檢測序列。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中確定到達(dá)時(shí)間t0的步驟包括通過使所述差動檢測序列與存儲的同步碼組相關(guān)確定到達(dá)時(shí)間t0。
6.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中確定一個(gè)新的頻偏f1的步驟包括通過使時(shí)間位移了到達(dá)時(shí)間t0的被存儲的該點(diǎn)序列的一部分與該被存儲的點(diǎn)序列的一部分的共軛復(fù)數(shù)相關(guān)確定新的頻偏f1。
7.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中確定最終頻偏ff和到達(dá)時(shí)間tf的步驟包括通過使時(shí)間位移了到達(dá)時(shí)間t0的被接收信號與所述同步碼組的包絡(luò)的共軛復(fù)數(shù)相關(guān)確定一最終頻偏ff和到達(dá)時(shí)間tf。
8.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，進(jìn)一步包括通過使所述差動檢測序列與存儲在存儲器中的同步碼組相關(guān)確定第二到達(dá)時(shí)間t0′和選擇第二最大相關(guān)值的步驟。
9.一種用于提供由數(shù)字信號處理器接收的已調(diào)信號的被估計(jì)頻偏和到達(dá)時(shí)間，以便能正確地解調(diào)該已調(diào)信號的裝置，所述信號具有包括一個(gè)點(diǎn)序列和一個(gè)同步碼組的前置碼，和跟在該前置碼后面的一個(gè)數(shù)據(jù)序列，該裝置包括響應(yīng)被接收信號的檢測裝置；控制裝置和與該檢測裝置連接的存儲器，所述控制裝置響應(yīng)該被接收信號，在所述存儲器中存儲該包括所述前置碼的被接收信號和與所述存儲器連接并被編程的計(jì)算裝置，以便(a)通過選擇到達(dá)時(shí)間ta，使時(shí)間位移了到達(dá)時(shí)間ta的被存儲的該點(diǎn)序列的一部分與該被存儲的點(diǎn)序列的一部分的共軛復(fù)數(shù)相關(guān)，和選擇最大相關(guān)值確定一個(gè)頻偏f0；(b)對頻率和時(shí)間分別位移了頻偏f0和到達(dá)時(shí)間ta的被接收信號執(zhí)行差動檢測，以利用存儲在存儲器中的同步碼組生成差動檢測序列；(c)通過使所述差動檢測序列與存儲在存儲器中的同步碼組相關(guān)確定到達(dá)時(shí)間t0和選擇最大相關(guān)值；(d)通過使時(shí)間位移了到達(dá)時(shí)間t0的被存儲的該點(diǎn)序列的一部分與該被存儲的點(diǎn)序列的一部分的復(fù)數(shù)共軛相關(guān)確定新的頻偏f1和選擇最大相關(guān)值；(e)通過使時(shí)間位移了到達(dá)時(shí)間t0的被接收信號與所述同步碼組的包絡(luò)的共軛復(fù)數(shù)相關(guān)確定最終頻偏ff和到達(dá)時(shí)間tf和選擇最大相關(guān)值；和(f)利用在前確定的頻偏ff和到達(dá)時(shí)間tf對所述被接收信號進(jìn)行解調(diào)。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的裝置，其中所述點(diǎn)序列是38比特長，所述同步碼組是22比特長。
全文摘要
一種適于蜂窩數(shù)字分組數(shù)據(jù)應(yīng)用的GMSK-已調(diào)信號的快速捕獲的方法和裝置，其中數(shù)據(jù)序列的頻偏和到達(dá)時(shí)間被快速確定。通過使用對時(shí)間不確定性不敏感的運(yùn)算對頻偏進(jìn)行粗略估計(jì)和使用對頻偏不敏感的運(yùn)算對到達(dá)時(shí)間進(jìn)行粗略地估計(jì)減小了計(jì)算負(fù)擔(dān)，利用該粗略估計(jì)的頻偏和到達(dá)時(shí)間構(gòu)造一個(gè)小的二維矩陣以確定最終的頻偏和到達(dá)時(shí)間。
文檔編號H04L7/04GK1140369SQ9610726
公開日1997年1月15日 申請日期1996年3月1日 優(yōu)先權(quán)日1995年3月1日
發(fā)明者金英京 申請人:休斯航空公司