專利名稱：信號多路復用器及多路復用方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種信號多路復用器，它組合多路不同頻帶的調制信號(以下簡稱調制信號)的功率。這種信號多路復用器適用于移動通訊、衛(wèi)星通訊或無線尋呼系統(tǒng)的多載波傳輸系統(tǒng)。


圖1表示一種傳統(tǒng)的信號多路復用器。從輸入端111到11n輸入的信號通過頻率轉換裝置121到12n分別被轉換成不同頻帶的信號。在每個頻率轉換裝置12i(i＝1，2，……，n，)中，利用乘法器14i，將輸入端11i輸入的信號的頻率與本地(local)振蕩器13i輸出的本地(local)信號的頻率fi混合，并且利用帶通濾波器15i從混合輸出中濾出所需要的頻帶fi′，作為頻率轉換裝置12i的輸出。這里，從輸入端11i輸入的信號，例如是一種基帶信號，這種基帶信號是BPSK(雙相相移鍵控)調制信號、QPSK(正交相移鍵控)調制信號、QAM(正交調幅)調制信號或一種以一定類型的調制方式調制的中間頻率信號。頻率轉換裝置121到12n的輸出信號通過功率組合裝置16被線性組合(Combimed)，由此，給輸出端17提供組合的輸出信號。功率組合裝置16由一個變換器電路或混合電路構成，它將n個輸入信道的多路不同頻帶的調制信號線性組合，由此，n個信道的輸入信號在頻率范圍內被多路復用。多路復用的信號作為多載波信號從輸出端17輸出，該信號由不同頻帶的信號組成，并具有等間隔的載波分量。在某些情況下，不用帶通濾波器151到15n，而把一個帶通濾波器設置在功率組合裝置16的輸出側。
圖2表示傳統(tǒng)的m元頻移鍵控(m-aryFSK)信號多路復用器的基本原理，其中m＝2。當m＞2時，除了用m個本地(local)振蕩器外，多路復用器的其余構造與m＝2時相同。這種傳統(tǒng)的多路復用器包括與n(n≥2)個信道相對應的n個m元FSK調制器5i(i＝1，2，……，n)，還包括一個功率組合裝置6。每個m元FSK調制器5i由輸入端li、m個(本例中m＝2)本地振蕩器2i和3i、以及信號開關裝置4i組成，m個本地振蕩器2i和3i的振蕩頻率不同，信號開關裝置4i根據輸入端1i的輸入信號的編碼，從振蕩器2i和3i的輸出信號中選擇一個輸出。m元FSK調制器5i的輸出信號具有不同的頻帶，并由變換器電路或混合電路構成的功率組合裝置6線性組合，而在輸出端7上輸出一個在一定頻率范圍內多路復用的FSK(頻移鍵控)信號。
本地振蕩器2i和3i如圖所示的那樣，都是各自獨立工作的。但是，在某些情況下，設置基準頻率振蕩裝置，且其輸出被分路輸送到各個振蕩器2i和3i中，以便改進所有本地振蕩器2i和3i的頻率精確度。
如圖3所示，m元頻移鍵控調制器5i有時可以由一個振蕩裝置[通常是一個鎖相環(huán)路(PLL)合成器]構成，該振蕩裝置能夠根據輸入端1i的信號而改變輸出信號的頻率。圖3所示的電路結構除了設有基準頻率振蕩裝置8和m元頻移鍵控調制器5i的結構不同外，其余與圖2所示的電路結構相同。圖3中的m元頻移鍵控調制器(PLL頻率合成器)5i由低通濾波裝置9i、放大裝置10i、壓控振蕩器(VCO)41i、可變分頻器42i和相位比較器43i構成。相位比較器43i將基準頻率振蕩裝置8所輸入的信號的相位與可變分頻器42i所輸入的信號的相位進行比較。然后，相位比較器43i輸出一個與上述兩個信號的相位差相對應的電壓。這個與相位差相對應的電壓經過低通濾波器裝置9i和放大裝置10i加到壓控振蕩器(VCO)41i的控制端?？勺兎诸l器42i的分頻比(1/Ni)根據輸入信號Si來設定；壓控振蕩器41i輸出一個與輸入信號Si相應的信號，其振蕩頻率Nifi＝Nifr。
至此，可以預料，上述n個m元頻移鍵控調制器5i工作在不同的中心頻率(載波頻率)上。然而，在某些情況下，可以采用一種結構，其中，n個m元頻移鍵控調制器5i工作在相同的中心頻率(載波頻率)上，并且在m元頻移鍵控調制器5i的輸出端與功率組合裝置6之間插入頻率轉換裝置，以便將每個m元頻移鍵控調制器5i的輸出信號頻率轉換成所要求的頻帶。頻率轉換裝置由頻率合成器(或本地振蕩器)、混合器和帶通濾波裝置組成。
在實際的通訊系統(tǒng)中使用傳統(tǒng)的信號多路復用器時，在圖1中的輸出端17上獲得多路復用調制信號的包絡功率應予注意；由于各個調制信號的相位在特定范圍內具有各種分布，因而這些調制信號的瞬時相位很容易一致，并且，這些瞬時調制信號的電壓被同相組合。因此，包絡功率急劇上升，并常常產生峰值包絡功率(PEP)，它大大高于包絡功率的平均功率電平。
還是在通過多路復用各個m元頻移鍵控調制器信號時獲得的信號的情況下，由m元頻移鍵控調制器產生的這些調制波的瞬時相位很容易隨著頻率變換時的調制波的頻率及其相位的變化而一致，并且在那一時刻，它們的電壓被同相組合。結果，就會產生峰值包絡功率(PEP)，它遠遠高于包絡功率的平均值Pa，如圖4所示。峰值包絡功率PEP可能會增加到平均功率Pa的n倍(這里，n是多路復用數)。
在任何一種情況下，如果在傳統(tǒng)信號多路復用器的輸出端設置一個放大器，以便在失真較小的情況下將多路復用的信號放大，那么，盡管峰值包絡功率PEP大大高于包絡功率的平均功率電平，但放大器所需的飽和功率必須被設定為比包絡功率的平均功率電平至少大多路復用數的倍數。這就引起這樣的問題，即放大器難以小型化并且電能消耗大。
為了解決這個問題，日本特許公開文獻30537/92號公開了一種方案，其中，為每個信道設置一個移相器，并且設定合適的相移量來降低峰值包絡功率。這種方法能夠在每個信道不被調制時，防止在包絡功率上出現大的峰值，且這種方法對于雙邊帶幅度調制時使載波初始相位得以保持的調制方式十分有效。然而，由于采用諸如相位或頻率調制方法調制的信號的載波相位會被調制輸入所改變，因而，在多載波信號的峰值包絡功率中會產生大的峰值，上述特許公開文獻的圖7還公開了一種方式，即檢測特定頻率的多載波信號功率，并控制每個信道的移相器。但是，該文獻中設有具體說明如何根據所檢測的功率來控制每一個移相器；因此，就這一點來說，上述文獻的發(fā)明是無法與本發(fā)明相比擬的。
在日本特許公開文獻204773/94號(美國專利申請963784號，申請日1992年10月20日)中公開了一種方法，該方法監(jiān)測多載波信號的峰值包絡功率，當峰值包絡功率超過預定值時，調節(jié)每個信道中的移相器的相移量，以降低多載波信號的峰值包絡功率。在這種方法中，與第一次提到的日本特許公開文獻一樣，也沒有清楚地說明如何控制每個信道的相移量，因此，當每個信道的移相器的相移量稍微增大或減少時，就要進行檢測，看看多載波信號的峰值包絡功率這時是否增加或減小，并且控制相移量以減小峰值包絡功率。這樣，在出現峰值包絡功率的非常短的時間內，需要對每一個移相器進行控制，也就是說，這種方法需要許多高速度的處理步驟，因而是不實用的。
在日本特許公開文獻204959/94號(美國專利申請964596號，申請日1992年10月20日)中公開了一種方法，該方法檢測多載波信號的峰值包絡功率與平均功率之比，當比值超過預定的值時，控制每個信道的移相器，以降低峰值包絡功率PEP。這種方法也包括了許多高速度的處理步驟，因而也是不實用的。
此外，“信號處理(Signel Processing)”1988年第14期第91～93頁發(fā)表了Seymour SHLIEN的文章“波形峰值幅度的小型化(Miniaturization of the peakAmplitude of a Wareform)”。文章中建議用一種急劇下降的方法來搜索初始的相位條件，以減小12個等幅載波的二元(binary)頻移鍵控多載波信號的峰值包絡功率，但沒有給出具體的電路結構，因此，不清楚如何實現上述建議。
本發(fā)明的目的是提供一種信號多路復用器，它防止多路復用信號(一種多載波信號)的峰值包絡功率(PEP)急劇增大。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種信號多路復用器，它防止多路復用信號的峰值包絡功率急劇增大并且產生一個失真較小的信號。
本發(fā)明的又一個目的是提供一種信號多路復用器，它多路復用m元頻移鍵控信號，并且防止多路復用頻移鍵控信號的峰值包絡功率急劇增大。
本發(fā)明的再一個目的是提供一種信號多路復用器，它多路復用多個調制信號，并且當這些要多路復用的信號數量增加時，防止多路復用信號的峰值包絡功率急劇增大。
根據本發(fā)明的第一方式，在由功率組合裝置將來自n個輸入系統(tǒng)的調制信號進行多路復用的裝置中，可變衰減器裝置分別與功率組合(Combining)裝置的n個輸入端的m′個串聯(lián)連接，該功率組合裝置是針對n個輸入系統(tǒng)的(其中m′≤n)，經功率組合裝置組合的信號的包絡功率電平或多路復用信號的包絡功率電平由包絡功率電平檢測裝置檢測，當測出包絡功率電平超過預定值時，由控制裝置在m′個可變衰減器裝置的m(其中m≤m′)個中設置一個預定的衰減量，并持續(xù)預定的時間期限。
根據本發(fā)明的第二方式，該裝置是在功率組合裝置和輸出端之間設置可變衰減器裝置，而不是象第一方式那樣，對每個輸入系統(tǒng)都設置可變衰減器裝置，除此之外，其它構成與第一方式的裝置相同。
當包絡功率電平連續(xù)超過預定值的次數達到預定值時，控制裝置對預定的時間期限就設置一個預定的衰減量?；蛘?，當包絡功率電平超過對大于預定的時間期限的預定值時，控制裝置對預定的時間期限就設置一個預定的衰減量。
根據本發(fā)明的第三方式，在將n個調制信號線性組合(combine)成一個多路復用信號的方法中，檢測多路復用信號的包絡功率電平L，然后將所測電平L與預定的電平值Ls相比較，如果L＞Ls，則對預定的時間期限，按照預定方案，將n個調制信號中的m個(其中m≤n)進行衰減。
根據本發(fā)明的第四方式，在將n個調制信號線性組合成一個多路復用信號的方法中，檢測多路復用信號的包絡功率電平，然后將所測電平與預定的電平值Ls相比較，如果L＞Ls，則按照預定方案，將多路復用信號進行衰減，并持續(xù)預定的時間期限。
在本發(fā)明的第三和第四方式中，當L＞Ls時，則計數值增加1，而當計數值M達到預定值M0時，則提供預定的衰減量；如果M＜M0，則該過程回到電平檢測步驟；如果L＜Ls，則計數值M變?yōu)?，該過程回到電平檢測步驟。
在本發(fā)明的第三和第四方式中，如果L＞Ls，則開始計時間T，并且當時間T達到預定值T0時，提供預定的衰減量；如果T＜T0，則該過程立即回到電平檢測步驟；而如果L＜Ls，則將計數值T復位到0，然后該過程回到電平檢測步驟。
在本發(fā)明的第一和第二方式中，當多路復用信號的包絡功率電平超過預定值時，就控制衰減器裝置，而根據本發(fā)明的第五和第六方式，用平均功率檢測裝置來檢測多路復用信號的平均功率，并且當所測包絡功率電平與所測平均功率之比超過預定值時，控制上述衰減器裝置。
根據本發(fā)明的第七方式，在用功率組合裝置將n個(n個信道)m元頻移鍵控調制裝置(m-ary FSK modulating means)的輸出信號進行組合的頻移鍵控(FSK)信號多路復用器中(其中n和m都是等于或大于2的整數)，n個m元頻移鍵控調制裝置根據以基準頻率振蕩裝置輸出的共用基準頻率信號為基礎向其輸入的信號的符號(sign)，對其輸出頻率進行移位(shift)，而且設置了可變移相器裝置和控制裝置，其中可變移相器裝置用來對每個m元頻移鍵控調制裝置輸出的調制信號進行移相，而控制裝置用來設定可變移相器裝置的相移量，從而，根據n個輸入信號的符號(symbols)組合(combination)，功率組合裝置輸出的峰值包絡功率變小，其中，所述n個輸入信號與m元頻移鍵控調制裝置根據其輸入信號而轉換(switch)其輸出頻率的時間同步。
每個m元頻移鍵控調制裝置包括振蕩頻率不同的m個振蕩器和信號開關裝置，其中的信號開關裝置根據其輸入信號的符號(sign)，從m個振蕩器中選擇一個振蕩器，并且從所選出的振蕩器中輸出振蕩信號?；蛘哂面i相回路(PLL)頻率合成器構成每個m元頻移鍵控調制裝置，或用一個直接數字頻率合成器(DDS)構成每個信道中的m元頻移鍵控調制裝置和可變移相器裝置。
每個信道中的輸入信號由分路裝置分成兩路，一路供給(共用的)控制裝置，另一路供給相應的m元頻移鍵控調制裝置，并且在分路裝置與m元頻移鍵控調制裝置之間的信號通路上插入延遲裝置。
在每個m元頻移鍵控調制裝置由m個振蕩器構成或者由一個鎖相回路(PLL)頻率合成器構成的情況下，可變移相器裝置設置在每個m元頻移鍵控調制裝置的輸出側，或者串聯(lián)連接在每個m元頻移鍵控調制裝置的基準頻率信號輸入端?？勺円葡嗥餮b置的控制信號被處理，以使得在輸入信號的符號(sign)變化引起頻率變化的前后，調制信號的相位保持連續(xù)。
本發(fā)明的第七方式與第一或第二方式組合。
下面結合附圖，進一步說明本發(fā)明。附圖中圖1是方框圖，表示傳統(tǒng)的信號多路復用器。
圖2是方框圖，表示傳統(tǒng)的頻移鍵控(FSK)信號多路復用器的原理。
圖3是方框圖，表示傳統(tǒng)的頻移鍵控信號多路復用器的一個實例。
圖4是曲線圖，表示頻移鍵控調制信號的包絡功率波形的實例。
圖5是方框圖，表示本發(fā)明的第一方式的實施例。
圖6A是流程圖，表示圖5中控制裝置24的控制過程的實例和根據本發(fā)明第三方式所述實施例的步驟；圖6B是一個時序圖，表示在控制裝置的控制過程中可變衰減器211到22n的衰減過程的實例和根據本發(fā)明第三方式所述實施例的步驟。
圖7是流程圖，表示在本發(fā)明的第一和第二方式中控制裝置24的控制過程的實例和根據本發(fā)明的第三和第四方式的實施例的步驟。
圖8是流程圖，表示在本發(fā)明的第一和第二方式中控制裝置24控制過程的實例和根據本發(fā)明的第三和第四方式的另一個實施例的步驟。
圖9是方框圖，表示本發(fā)明的第二方式的實施例。
圖10是方框圖，表示本發(fā)明的第二方式的另一個實施例。
圖11是方框圖，表示本發(fā)明的第一方式的另一個實施例。
圖12是方框圖，表示本發(fā)明的第二方式的又一個實施例。
圖13是方框圖，表示本發(fā)明的第一方式的又一個實施例。
圖14是方框圖，表示本發(fā)明的第五(第六)方式的實施例。
圖15是方框圖，表示本發(fā)明的第七方式的實施例。
圖16是時序圖，表示圖15所示實施例的主要部分的工作情況。
圖17是方框圖，表示本發(fā)明的第七方式的實施例，其中，用鎖相回路(PLL)頻率合成器作m元頻移鍵控調制器(m-ary FSK modulator)。
圖18是方框圖，表示本發(fā)明的第七方式的另一個實施例，其中，用直接數字頻率合成器DDS作m元頻移鍵控調制器。
圖19是方框圖，表示直接數字頻率合成器DDS的基本電路結構的實例。
圖20是方框圖，表示本發(fā)明的第七方式的又一個實施例。
圖21是方框圖，表示本發(fā)明的第七方式的再一個實施例。
圖22是方框圖，表示本發(fā)明的第七方式的再一個實施例。
圖23是方框圖，表示本發(fā)明的第七方式的再一個實施例。
圖24是方框圖，表示本發(fā)明的第七方式的再一個實施例。
圖25是方框圖，表示本發(fā)明的第七方式的再一個實施例。
圖26是方框圖，表示本發(fā)明的第七方式的再一個實施例。
圖27是方框圖，表示將本發(fā)明的第七方式與第一方式組合所構成的一個實施例。
圖28是方框圖，表示將本發(fā)明的第七方式與第二方式組合所構成的另一個實施例。
圖29是流程圖，表示根據本發(fā)明的第三方式的實施例的程序步驟。
圖30是流程圖，表示在本發(fā)明的第七方式中，計算將設置到可變移相器裝置47i中的相移量的具體步驟的實例。
圖5表示本發(fā)明的第一方式的一個實施例，其中，與圖1中相同的部分用相同的標號來表示。本發(fā)明中在頻率轉換裝置121到12n的輸出線路上分別設置可變衰減器211到21n；方向耦合器22位于功率組合裝置16的輸出側；電平檢測裝置23用來檢測組合的輸出信號或調制的多路復用信號的包絡功率電平，上述受檢測的信號是由方向耦合器22旁路輸出的；電平檢測裝置23的檢測輸出被輸入到控制裝置24中；并且可變衰減器211到21n受控制裝置24的控制?？勺兯p器211到21n可以容易地用PIN二極管和變容二極管構成，也可以使用市面上可買到的產品。電平檢測裝置23可以用一個二極管和一個電容器構成，并檢測從功率組合裝置16輸出的組合輸出信號的包絡功率電平?？刂蒲b置24包括下列基本電路部件一個模/數轉換器、一個微處理器、一個只讀存儲器(ROM)、一個隨機存取存儲器(RAM)和一個數/模轉換器，控制裝置24具有調節(jié)可變衰減器211到21n的置位(setting)點的功能，同時還具有監(jiān)測電平檢測器23的輸入信號的功能。圖6A是一個流程圖，說明控制裝置24的控制過程。
開始，由電平檢測裝置23來檢測多路復用信號的包絡功率電平L(S1)，并確定該電平L是否超過閾值Ls(S2)。當電平L超過閾值Ls時，可變衰減器211到21n的衰減量就從0[dB]調節(jié)d[dB](S3)?？勺兯p器211到21n的運行時間僅限定為一定的時間ΔT，如圖6B所示；進行計時(S4)，并檢查是否已經過去了ΔT時間(S5)，經過時間ΔT以后，可變衰減器211到21n的衰減量又回到0[dB](S6)，然后控制過程回到檢測包絡功率電平L(S1)的步驟。當步驟S2中發(fā)現電平L沒有超過閾值1s時，控制過程僅回到檢測包絡功率電平L的步驟S1，并且不調節(jié)可變衰減器211到21n。
假設ΔT0(Hz)代表一個多載波信號中的兩個相鄰載波的頻率間隔(spacing)，所述多載波信號是通過對調制信號的n次多路復用產生的，在多載波信號的包絡功率上峰值出現的時間可以用公式Tp＝1/[(n-1)ΔT0](秒)來估算。這相當于多載波信號的帶寬的倒數(reciprocal)。因此，步驟S4和S5中的衰減時間ΔT最好設置為Tp。
當步驟S2中的閾值Ls設定為多載波信號平均功率Pa的K倍時(K在1到10的范圍內)，每個載波的功率由每個可變衰減器21i調節(jié)到k/n倍或更低。換句話說，可變衰減器21i的衰減量為10 log(k/n)dB。為了放大輸出端17的多路復用的信號而設置放大器，從該放大器的小型化的觀點出發(fā)，k越小越好，但是，當k小的時候，對可變衰減器21i的衰減量的頻繁控制會抑制各調制信號的幅度，結果引起信號失真。因此，k最好不要設定得太??；k在4～5的范圍內是比較實用的。
由于持續(xù)或間歇地執(zhí)行圖6A所示的控制程序，因此，當多路復用信號的包絡功率電平L超過閾值Ls時，多路復用信號的輸出電平就由可變衰減器211到21n衰減預定的時間(ΔT)，從而防止多路復用信號的峰值包絡功率PEP急劇增大。
閾值Ls設定成一個值，例如，比功率放大器的平均運行(operation)功率大四到五倍，這里所述的放大器連接在輸出端17上，而圖中未示出，并且它最多為0.1μs，這樣頻帶寬度大約為10MHz的多路復用信號的包絡功率電平比上述平均運行功率大四到五倍；包絡功率電平高于閾值Ls的期間所對應的包絡部分像橢圓形圓弧一樣逐漸上升。在上述多路復用信號的情況下，當高于閾值Ls的功率電平所對應的包絡部分持續(xù)10ns或更長時間時，信號失真就成為一個問題。因此，在本例中，在僅僅n個毫微秒內檢測包絡功率電平，當包絡功率L超過閾值Ls時，在每個可變衰減器211到21n中設定d＝10dB的衰減量，衰減持續(xù)時間ΔT＝0.1μs。由于在若干或更少的毫微秒內進行檢測控制，因此，即使使用小放大器，也能夠減小放大時的失真。
利用圖6A所示的控制方法，當包絡功率電平L超過閾值Ls時，可變衰減器211到21n就立即得到調節(jié)；然而，也可以在包絡功率電平連續(xù)超過閾值的次數達到預定值M0時，才調節(jié)各可變衰減器21i，由此防止可變衰減器211到21n在包絡功率電平L瞬時增大，但沒有太高于閾值Ls時被自動控制。圖7是流程圖，表示這種情況下控制裝置24的控制過程。
第一步，變量M代表包絡功率電平L超過閾值Ls的次數，將這個變量M初始化(M＝0)(S11)。然后，由電平檢測裝置23來檢測多路復用信號的包絡功率電平L(S1)，并檢查確定電平L是否高于閾值Ls(S2)。當電平L高于閾值Ls時，變量M增加1(S12)。當電平L不高于閾值Ls時，控制過程就回到步驟S11，其中M＝0，并且不調節(jié)可變衰減器211到21n。
當M增加1時，將變量M與預設的值M0相比較(S13)。如果變量M等于預設的值M0。則將可變衰減器211到21n的衰減量從0[dB]變化到d[dB](S3)?？勺兯p器211到21n的運行過程與結合圖6A所述的過程相同，在衰減量d保持預定的時間ΔT以后，控制過程又回到步驟S11。
當變量M不等于預設的值M0時，控制過程就回到檢測包絡功率電平L的步驟S1，而不調節(jié)可變衰減器211到21n。
由于持續(xù)或間歇地執(zhí)行上述控制程序，因此，當多路復用信號的包絡功率電平L連續(xù)M0次超過閾值Ls時，多路復用信號的輸出電平就由可變衰減器211到21n衰減預定的時間ΔT，從而能防止多路復用信號的峰值包絡功率大幅度地增大。在多載波信號中，由于各個載波信號是各自獨立調制的，因而，峰值包絡功率PEP出現的頻率隨著調制的載波信號而變化，所以，很難估算單位時間內峰值包絡功率PEP會多少次超過預定電平。這就是說，峰值包絡功率PEP可能會連續(xù)許多次超過預定電平，或者有時只有一次。因此，上例中的次數M0是兩次或更多次，但最多幾次。
雖然圖6A和圖7所示的控制方法采用包絡功率電平超過閾值Ls的次數作為是否調節(jié)可變衰減器211到21n的一個判斷標準，但本發(fā)明的權利要求6采用另一個判斷標準，即包絡功率電平持續(xù)超過閾值Ls的時間，在這種情況下，如果持續(xù)時間等于或超過預定的時間T0，則調節(jié)可變衰減器211到21n。圖8是流程圖，表示這種情況下控制裝置24的控制過程。
多路復用信號的包絡功率電平L由電平檢測裝置23檢測(S1)，并且檢查確定該電平是否高于閾值Ls(S2)。當電平L高于閾值Ls時，就對L超過Ls的時間T進行計時(S21)，并將T與預置值T0比較(S22)。如果電平L沒有超過閾值Ls，則控制過程就簡單地回到檢測包絡功率電平L的步驟S1，并且不調節(jié)可變衰減器211到21n。
當時間T等于或大于預置值T0時，將可變量衰減器211到21n的衰減量調節(jié)到d[dB]，并且只持續(xù)時間ΔT，經過時間ΔT以后，控制過程回到檢測包絡功率電平L的步驟S1。也就是說，實現了圖6A所示的步驟S3后面的處理步驟。當步驟S22中發(fā)現T小于預置值T0時，控制過程就簡單地回到檢測包絡功率電平L的步驟S1，并且不調節(jié)可變衰減器211到21n。
由于持續(xù)或間歇地執(zhí)行上述控制程序，因此，當多路復用信號的包絡功率電平L持續(xù)超過閾值Ls的時間等于或超過預置值T0時，多路復用信號的輸出電平就由可變衰減器211到21n衰減預定時間ΔT，從而，能防止多路復用信號的峰值包絡功率PEP大幅度地增大。在上述情況下，T0的值設定在10毫微秒左右。在圖8的實施例中，由于包絡功率電平超過閾值的時間極短，沒有使信號產生多大的失真，因此，為了減少可變衰減器211到21n受控的次數，上述極短時間內超過閾值Ls的包絡功率電平忽略不計。
圖9表示本發(fā)明的第二方式的實施例。本實施例不同于圖5所示的實施例，即在本實施例中，僅僅在方向耦合器22的后面設置一個可變衰減器21，而不是在頻率轉換裝置121到12n的輸出線路上設置可變衰減器211到21n。本實施例只采用上述結合圖6A、7和8所述的控制可變衰減器211到21n的同樣方式，來控制可變衰減器21，由此也能防止多路復用信號的峰值包絡功率PEP大幅度地增大。
如圖10所示，也能在功率組合裝置16和方向耦合器22之間只連接一個可變衰減器21?；蛘?，可以在功率組合裝置16和輸出端口17之間設置可變衰減器21。而且，本實施例不同于圖5所示的實施例，在頻率轉換裝置121到12n中，它用合成器251到25n替代了本地振蕩器131到13n，并且用一個基準頻率振蕩裝置26來驅動合成器251到25n。利用這種電路結構，就能提高各頻率轉換裝置121到12n的載波頻率的精度。在圖5和9所示的實施例中也可以采用合成器251到25n。
圖11表示本發(fā)明的第一方式的實施例。本實施例不同于圖1所示的實施例，它用調頻裝置311到31n替代了頻率轉換裝置121到12n。在調頻裝置31i中(其中i＝1，2，……，n)壓控振蕩器(VCO)32i輸出的信號頻率由分頻器33i進行分頻；用相位比較器35i將分頻器33i分頻輸出的相位與基準振蕩器34i輸出的基準信號進行比較；相位比較器35i的相位比較輸出作為控制信號，經過低通濾波器36i，供給壓控振蕩器32i；當由分頻器33i的分頻比和基準振蕩器34i輸出的基準信號頻率確定了一個信號的頻率，并且這個信號的頻率隨著基準信號的穩(wěn)定而穩(wěn)定后，從壓控振蕩器32i中輸出這個信號(載波)；用從輸入端11i輸入的信號對這個載波進行調頻，并從調頻裝置31i上輸出。分頻器331到33n的分頻比或/和基準振蕩器341到34n的振蕩頻率設定為不同的值。因此，從調頻裝置311到31n輸出的各調頻信號屬于不同的頻帶，并且載波頻率常常設定為等間隔的。在調頻裝置311到31n和功率組合裝置16之間分別插入可變衰減器211到21n。除了上面所述的幾點之外，本實施例的其余結構和工作過程與圖5所示的實施例相同。
圖9和10中的頻率轉換裝置121到12n可以用圖11中的調頻裝置311到31n來替代。例如，如圖12所示，圖11中的調頻裝置311到31n可以替代圖9所示的實施例中的頻率轉換裝置121到12n。圖12所示的實施例采用共用的基準頻率振蕩裝置26來替代圖11中的基準振蕩器341到34n。圖11所示的實施例也可以像圖12所示的那樣，用共用的基準頻率振蕩裝置26來替代基準振蕩器341到34n。當使用調頻裝置311到31n(如圖11和12所示)時，可以用前面結合圖6A、7和8所述的任意一種方法來控制可變衰減器211到21n。
如圖5和11所示，可變衰減器211到21n分別設置在功率組合裝置16的各輸入線路上，而可變衰減器211到21n的衰減量都設定為相等的，在這種情況下，對信號的影響與多載波信號在多路復用以后被衰減的情況下是相同的。在如圖9和12所示的實施例中，當峰值包絡功率PEP超過預定值時，所有的載波(調制的)信號都受到同樣的限制(或抑制)，這相當于故意使所有載波信號失真，并且有時會增大各載波信號的信息誤差。
為了降低多載波信號的包絡功率，不需要等同地限制所有載波(調制信號)的幅度?？梢杂脠D13所示的電路來降低功率組合裝置16輸出的包絡功率到所需電平，在圖13中，要進行多路復用的調制信號，即頻率轉換裝置121到12n(或調頻裝置311到31n)的輸出信號被分成兩組，一組進行限幅，另一組不限幅；設置可變衰減器211到21n，用來對m個頻率轉換裝置121到12n輸出的信號進行限幅，而其它頻率轉換裝置12m+1到12n的輸出端直接連到功率組合裝置16上。為了實現這一方法，值m的選擇如下所述。
設每個調制信號的平均功率為P0，調制信號的數量(或多路復用數)為n，并假設當多載波信號的包絡功率超過所有多載波信號的總平均功率(p＝np0)的k倍時，該多載波信號的包絡功率就被抑制。在這一情況下，(n-m)個未限幅的調制信號的峰值包絡功率PEP達到最大值(n-m)2p0。由于要求該最大值小于預定的功率knp0，因而必須滿足下列條件(n-m)2P0≤knP0(1)由此式得出m≥n-kn.---(2)]]>在n個調制信號中，僅僅m個或更多一些調制信號需要控制，以使它們衰減。采用這種方式，至少m個要限幅的調制信號被按照它們對信息誤差限制的嚴重程度，由小到大次序進行選擇。
現在，說明一下所有載波都同樣限幅的情況。假設每個載波在限幅后的功率為XP0(其中X＜1)。多載波信號的總平均功率這時為XnP0，而峰值包絡功率PEP達到最大值Xn2P0。由于峰值包絡功率必須小于預定功率knP0，即xn2P0≤knP0(3)因此，x≤k/n. (4)例如當n＝16，k＝5時。將頻率轉換裝置或調頻裝置的輸出信號分成兩組，一組進行限幅，另一組不限幅，由式(2)可知，n-m≤8。也就是說，總共16個載波中的8個載波沒有限幅，而其余載波的幅度在其峰值包絡功率PEP超過預定值時都被降低為零，這就能夠防止多載波信號的峰值包絡功率超過一個值，這個值大于所包括的全部載波的平均功率的五倍。為了對所有載波都同樣限幅，由式(4)可知，X≤5/16。由于在峰值包絡功率超過預定值時控制其幅度，因此，每個載波都將失去其功率的一半以上。在這種情況下，每個載波都會產生信息誤差。
由此可以看出，直接降低多載波信號的包絡功率就等于對所有的載波信號進行同樣地限幅；在這種情況下，就可能所有的載波都有錯誤信息。與此相比，在為每個載波設置一個可變衰減器并且對一組指定的調制信號進行限幅的情況下，就能夠消除未限幅調制信號產生信息誤差的可能性。
當如圖9、10和12所示的那樣為多載波信號設置可變衰減器21時，就會出現下述問題，即由于多載波信號的峰值包絡功率PEP較大，因此，可變衰減器21必須是耐大功率型的，而且，如果可變衰減器21出現故障，則會喪失限制峰值包絡功率PEP的功能。另一方面，當對每個載波設置一個可變衰減器21i時，由于單個載波的峰值包絡功率PEP不那么大，因此，衰減器可以是耐小功率型的，而且，即使在一個可變衰減器21i出現故障時，多載波信號的峰值包絡功率仍能受到抑制，盡管這種功能不充分，但這種不充分僅僅是某種程度上的。從上述組控(groupcontrol)方法中可以看出，要加以限制的功率量XP0中的X隨著出現故障可變衰減器數量而變化，并因此進行相應的組控。還可以使用一種電路結構，例如圖13中的虛線所示的部分，其中，在通常沒有控制幅度的信道上加設可變衰減器21m到21n，也就是，在所有信道上都設置可變衰減器21i，這時，選定最先用于控制的可變衰減器，但如果這些衰減器中的一個或多個出現故障，則可以選擇與出現故障的可變衰減器相當的另外的可變衰減器來替換。這樣，就能減小可變衰減器21i出現故障所造成的影響。上述優(yōu)點只有在每個載波都設有一個可變衰減器的情況下才具有。
此外，在所有信道都設置可變衰減器，但僅對m個衰減器進行衰減控制，并且其余n-m個可變衰減器的衰減量設定為零的情況下，可以采用下述控制方式，即在完成一次或n次對可變衰減器的控制過程后，改變受控制的m個可變衰減器組，從而使限幅產生的信號失真在所有信道中盡可能地均勻。例如，在16個信道的情況下，可變衰減器分成兩組，一組是211到218，另一組是219到2116，而這兩組交替地受控。
用圖29所示的方法就可以象上面所述的那樣，改變受控的可變衰減器21i，使所有信道盡可能地均勻。
開始，計算受控可變衰減器的數量m(S24)。將調制波的數量用n表示，并且假設包絡功率電平小于多載波信號的總平均功率的k倍(設為Ls)，由式(2)可以求出數值m，即， 。然后，檢查確定是否滿足控制可變衰減器的條件，即是否滿足圖6A的步驟S2、圖7的步驟S13和圖8的步驟S22中的任何一個條件(S25)。如果條件滿足，則用隨機數產生裝置在1到n中確定m個不同的整數r1、r2、……、rm(S26)。這里，任何整數被選取的可能性是相同的，在這個意義上，這里所用的隨機數是例如一個均勻隨機數。由于采用均勻隨機數，因此，任何可變衰減器21i都是均勻選取的。此外，由于有公知的利用均勻隨機數產生具有不同統(tǒng)計分布的隨機數的方法，因此，除均勻數(uniform one)之外的隨機數都能使用。所述統(tǒng)計分布是例如指數分布、正態(tài)分布和類似的特殊分布。(例如，參見W.H.Press、B.P.Flannery、S.A.Teukolsky和W.T.Vetterling在Cambridge第7章上發(fā)表的文章“Numerical Recipe in C”紐約，1990年)，簡單地說，任何隨機數都可以使用，只要它們適用于隨機選取可變衰減器21i。
下面，將其下標為所選定的整數r1、r2……rm的可變衰減器21i(其中，i＝r1，r2，……，rm)的衰減量設定為∞[dB]，并持續(xù)一預定時間期限ΔT(S27)。從設定衰減量為∞(S4、S5)起經過時間ΔT以后，受控可變衰減器21i(其中，i＝r1，r2，……，rm)的衰減量又重新設定為0[dB](S28)，處理過程回到監(jiān)測包絡功率電平L的步驟(S25)。
利用這種方法，每當多載波信號的包絡功率電平滿足衰減控制的條件時，就用隨機數來選定受控可變衰減器。也就是說，改變了由m個可變衰減器構成的組。
例如，當n＝16，k＝5時，m≥8，但這里假設m＝8。這時，用上述隨機數從1到16中選取8個整數。例如，假設用隨機數選取的8個不同的整數為1，3，4，6，8，10，12，和15，則受控的可變衰減器是211，213，214，216，218，2110，2112和2115。還是在這種情況下，對可變衰減器的控制每進行預定的次數以后，就通過產生隨機數的方法改變受控衰減的可變衰減器組。
如上所述，不必總是使所有信道(輸入線路)的調制信號同樣地衰減，并且對有些信道的調制信號不需要進行衰減控制，因此，可以采用下述控制方法，即，當多載波信號的峰值包絡功率超過預定值時，將所有信道分成若干組，給各組提供不同的衰減量。例如，在信道分成兩組的情況下，給這兩組選擇不同的、大約為3到5dB的衰減量，從而，這些誤差率要求很低的調制信號被輕微地衰減。在極端情況下，各信道(輸入線路)的衰減量都可以不同。此外，需要時，還能夠改變那些要大幅度衰減調制信號的信道；因此，在圖5、9、10、11和12中，可變衰減器211到21n分別設置在各個信道中，這些可變衰減器211到21n可以用控制裝置24分別進行控制。
雖然上述部分中，多載波信號的包絡功率電平或功率組合裝置16的組合輸出信號的包絡功率電平由電平檢測裝置23檢測，并且檢查確定被測電平L是否高于閾值Ls，但還可以采用圖14所示的電路結構，其中，與圖5、9、10、11和12相對應的部分用相同的標號表示，以及其中方向耦合器22的輸出不僅供給電平檢測裝置23，而且還供給平均功率檢測裝置45，以便檢測多載波信號的平均功率Pa，并且通過控制裝置24計算由電平檢測裝置23測到的的峰值包絡功率或測到的電平L與平均功率Pa之比L/Pa，然后，判斷L/Pa的比值是否超過預定的值A，如果超過，則在一個或者多個可變衰減器211到21n中設置預定的衰減量，并持續(xù)預定的時間ΔT。在這種情況下，當L/Pa的比值連續(xù)超過預定值A的次數達到圖7中所示的預定值M0時，可以控制可變衰減器，或者當L/Pa的比值超過預定值A的時間超過圖8中所示的預定時間T0時，可以控制可變衰減器。此外，還可以省去圖14中的可變衰減器211到21n，而在功率組合裝置16的輸出側設置一個可變衰減器21，如圖14中的虛線所示。
下面將說明本發(fā)明第七方式的實施例，它適用于多路復用的頻移鍵控調制信號。圖15表示m＝2的情形，與圖2和3中對應的部分用相同的標號表示。在m＞2的情況下，除了m元頻移鍵控調制器5i包含m個振蕩器外，其余構成與m＝2時相同。在本實施例中，設有一個基準頻率振蕩裝置8，可變移相器裝置47i連接在n(n≥2)個m元頻移鍵控調制器5i(其中，i＝1，2，……，n)和功率組合裝置6的各信道輸入端之間。由基準頻率振蕩裝置8輸出的基準頻率信號CLK供給振蕩器2i和3i，這兩個振蕩器2i和3i是m元頻移鍵控調制器5i的組成部分，由于使振蕩器2i和3i的振蕩頻率與基準頻率信號CLK同步，因此，振蕩器的輸出信號具有相同的初始相位。各個m元頻移鍵控調制器5i輸出的信號相位由可變移相器裝置47i對應調節(jié)。通過輸入端1i供給的輸入信號Si由分路裝置44i分成兩路，這兩路分別輸入m元頻移鍵控調制器5i和控制裝置48的控制輸入端49i?？刂蒲b置48根據輸入信號S1到Sn的符號組合(a combination of symbols)來確定和調節(jié)各可變移相器裝置47i的相移量，也就是說，根據由n個m元頻移鍵控調制器5i輸出(振蕩器2i和3i輸出)的n個頻率的組合來確定和調節(jié)各可變移相器裝置47i的相移量，這與各個m元頻移鍵控調制器5i的輸出頻率變化時間是同步的。當然，輸入信號S1到Sn的符號之間是相互同步的。
可變移相裝置47i是一種公知的裝置，它可以由環(huán)形器、可變延遲線或變容二極管構成[參見Miyauchi和Yamamoto的文章“通訊用微波電路”(MicrowaveCircuits for Commurications)，日本電子、信息和通訊工程師學會會刊(the Institute ofElectronics，Information and Communication Engineers of Japan)，1981年，第314-321頁)；也可以使用市場上可買到的產品?？勺円葡嘌b置47i調節(jié)相應的m元頻移鍵控調制器5i的輸出信號相位?？刂蒲b置48包括下列基本電路組件一個模/數轉換器、一個微處理器、一個只讀存儲器(ROM)、一個隨機存取存儲器(RAM)、一個數/模轉換器和一個濾波器，并且根據其控制輸入端49i(其中，i＝1到n)所輸入的信號的符號組合(the combination of symbols)，所述控制裝置48通過其控制輸出端50i輸出控制信號Vi，該信號Vi將可變移相器裝置47i(其中，i＝1到n)的相移量調節(jié)到預定值。下面將說明控制裝置48的工作過程。
在每個m元頻移鍵控調制器5i中，信號開關裝置4i根據輸入信號Si的符號(symbol)選擇一個振蕩器的輸出，其頻率為預定值。圖16A和16B以舉例的方式表示m元頻移鍵控調制器5i的輸入信號Si和其輸出頻率的狀態(tài)。在這種情況下，m＝2，當m＞2時其基本原理也相同。這樣，信號開關裝置4i根據輸入信號Si的符號從fi-δf[Hz]和fi+δf[Hz]兩者中轉換一個振蕩頻率。這里，m元頻移鍵控信號除了在轉換(switch)振蕩頻率時之外，都是一個純音頻(mere tone)信號，而多路復用的頻移鍵控信號可看作是一個n多頻音信號(n multitone singal)(或多頻信號，即MF信號)。n多頻音信號的峰值包絡功率(PEP)在整個寬度范圍內隨著各音頻的初始相位組合而變化。適當地調節(jié)多頻音信號中每個音頻的初始相位，就可以減小峰值包絡功率PEP[參見Narahashi和Nojima的文章“用初始相位分配方法對多載波系統(tǒng)的峰值參數抑制的效果”(Peak-factor suppression effects of multi-carrier system with initial-phase assignment method)，日本電子、信息和通訊工程師學會春季全國會議文集(Spring National Conventeon Record of the Institute ofElectronics，Information and Communication Engineer of Japan)，1990年，B卷，第388頁]。
振蕩頻率的組合取決于n個m元頻移鍵控調制器5i的輸入信號的符號組合，控制裝置48根據振蕩頻率的組合來設定初始相位，將其作為可變移相器裝置47i的相移量，以使得組合信號的峰值包絡功率PEP不會大大超過平均包絡功率電平，但保持是它的例如幾倍。當m元頻移鍵控信號的多路復用數為n時，符號的組合數為mn?？刂蒲b置48有一個存儲裝置46，其中存儲了針對所有符號組合而預先計算好的相移量；在m元頻移鍵控調制器5i的振蕩頻率變化時，即，當n個信道的頻率組合發(fā)生變化的轉換時刻(switching timing)，控制裝置根據從存儲裝置46到控制輸入端49i(i＝1至n)的輸入信號的符號組合，讀出相應的相移量，并通過控制輸出端50i輸出一個控制信號，該控制信號根據讀出值來調節(jié)可變移相器裝置47i的相移量。換句話說，控制裝置調節(jié)可變移相器裝置47i的相移量，這種調節(jié)與m元頻移鍵控裝置5i輸出的頻移鍵控信號的頻率轉換同步。例如，如果用一個由電壓控制的移相器作為可變移相器裝置47i，則用一個數/模轉換器來給控制輸出端50i提供控制電壓。圖16c示出了一個例子，表示可變移相器裝置47i的相移量設定情況。
利用上面所述的方法，可以防止多路復用頻移鍵控調制信號的峰值包絡功率PEP大幅度地增大。
盡管上述控制過程是根據控制裝置48的控制輸入端49i所輸入的信號的符號組合將可變移相器47i的相移量設定成一個預定的值，但是也可以采用下述控制方法，即，控制裝置48依次計算出相移量，并將各個可變移相器裝置47i設置為所計算的值。在這種情況下，控制裝置48中的微處理器或類似裝置，根據控制輸入端49i(其中，i＝1到n)的輸入信號的符號組合，依次計算出相移量，并且由控制輸出端50i向每個可變移相器裝置47i供給一個控制信號。
可以用下述方法來依次計算可變移相器裝置47i的相移量。即，假設根據輸入信號的符號而設定在n個m元頻移鍵控調制裝置5i中的頻率為fi(其中，i＝1，……，n)，則通過將n個m元頻移鍵控調制裝置5i輸出的頻移鍵控信號進行多路復用所產生的信號的復用包絡信號u(t)由下式表示u(t)=Σi=1naexp[j(2πfit+θi)]---(5)]]>其中，a是各頻移鍵控信號的幅度，Qi是第i個頻移鍵控調制信號的初始相位。現在，用A(θ1，……，θn)來表示在一個周期T內多路復用信號的最大值，它由初始相位的組合{θi}決定。
A(θ1，…，θn)＝max|u(t)|，t
(S2)。按預定的次序設定M0個初始相位組合{θi}(S3)，然后對該初始相位組合{θi}計算A(θ1，……，θn)(S4)，并檢查其計算值A(θ1，……，θn)是否小于預定值Ath(S5)。如果是，則這時的初始相位組合{θi}就作為減小A(θ1，…，θn)的初始相位組合{θ′i}輸出(S6)，并在其后設定到各可變移相器裝置17i中(S7)。
如果在步驟S5中發(fā)現A(θ1，……，θn)不小于預定值Ath，則檢查確定A(θ1，……，θn)是否小于變量Amin(S8)，如果小于，則A(θ1，……，θn)就更新為值Amin，然后，將初始相位組合{θi}作為初始相位組合{θ′i}輸出(S9)，并將M增加1。
如果在步驟S8中發(fā)現A(θ1，……，θn)不小于值Amin，則進入步驟S10。在變量M增加1之后，檢查變量M是否等于M0(S11)；如果不等于，則回到步驟S3，用下一個初始相位組合{θi}繼續(xù)進行上述同樣的計算和處理。如果在步驟S11中M＝M0，則這時的初始相位組合{θ′i}設定到各可變移相器裝置17i中(S7)。
在上述過程中，步驟S5和S6可以省略。在這種情況下，從M0個預定的初始相位組合中，選出一個使A(θ1，……，θn)為最小值的{θi}，并用這個{θi}作為初始相位組合{θ′i}，由此設定各可變移相器裝置47i的相移量。
簡單地說，由于只要求多路復用信號的峰值不要超過允許值，例如等于或小于多路復用信號本身的平均功率的4到5倍，因此，不總是需要根據輸入符號的組合來計算使多路復用信號的峰值最小的初始相位{θ′i}的組合。在步驟S5中用值Ath作為上述允許值，便可減小計算的復雜性。從這個觀點可以看出，通過在步驟S3中將初始相位θi(其中，i＝1，……，n)設成在(0，2π)內均勻分布的隨機值，而不是通過在(0，2π)內用最小相位躍變Δθ＝2π/k改變初始相位{θi}，并通過將M0的數值設定為小于kn，而產生的相位的所有組合來計算A(θ1，……，θn)，便可減少所包含的計算量。
圖17示出了一個例子，它是用圖3所示的鎖相回路(PLL)頻率合成器構成圖15所示的實施例中的每個m元頻移鍵控調制器5i。與圖3和圖15中相對應的部件用同樣的標號表示。
圖18示出了一個例子，其中，它是用一個直接數字頻率合成器(DDS)51i構成圖15中的m元頻移鍵控調制器5i和可變移相器裝置47i。圖19示出了直接數字頻率合成器(DDS)51i的基本電路結構的一個例子。在直接數字頻率合成器(DDS)51i中通過分路裝置44i供給的輸入信號Si由數據轉換裝置52i轉換成振蕩頻率數據值；數據轉換裝置52i的振蕩頻率數據值被存儲到頻率寄存器53i中；頻率寄存器53i中的振蕩頻率數據由累加器55i累加；所得到的累加值由加法器56i加到相位寄存器54i的初始相位數據值上；相加所得的數據值用來從波形只讀存儲器(ROM)57i中讀出數據；所讀出的數據由數/模轉換器58i轉換成模擬信號輸出。向直接數字頻率合成器DDS提供基準頻率信號CLK，利用該基準頻率信號來實現累加器55i的累加過程和波形只讀存儲器(ROM)57i的讀出過程，根據輸入信號Si來轉換振蕩頻率數據值，以確定要輸出的頻移鍵控信號的頻率，與控制信號Vi相對應的數據設定在相位寄存器54i中，由此而確定直接數字頻率合成器(DDS)51i所要輸出的頻移鍵控信號的相位。除了上面所述的之外，圖18所示實施例的構成與圖15所示的實施例相同。
還可以利用圖20所示的電路結構，以便能使用較低速度和較低成本的可變移相器裝置47i和控制裝置48，其中，在每個分路裝置44i和直接數字頻率合成器DDS 51i(或m元頻移鍵控調制器5i)之間串接延遲裝置59i，從而，向直接數字頻率合成器DDS 51i(或m系頻移鍵控調制器5i)輸入的輸入信號Si被延遲，因而滯后于向控制裝置48的輸入。
如圖21所示，頻率轉換裝置63可以設置在功率組合裝置6的輸出側，從而，功率組合裝置6輸出的多路復用信號由頻率轉換裝置63轉換成一個較高頻帶的信號。頻率轉換裝置63由本地振蕩器60、混合器61和帶通濾波器裝置62組成，混合器61用來將本地振蕩器60輸出的信號與功率組合裝置6輸出的信號相乘，帶通濾波器裝置62位于混合器61的輸出側，以便去除因相乘而產生的不需要的頻帶信號。
在圖22中，頻率轉換裝置67i設置在每個直接數字頻率合成器DDS 51i的輸出線路上，直接數字頻率合成器511到51n的輸出信號被轉換成不同頻帶的高頻信號，然后供給功率組合裝置6。在這種情況下，每個信道的直接數字頻率合成器DDS 51i或m元頻移鍵控調制器5i輸出的中心頻率(載波頻率)可以設定成一個相對較低的固定值，這就簡化了包括可變移相器裝置在內的這些電路的設計結構，并且能夠使用便宜的部件。在頻率轉換裝置67i中，頻率合成器64i用基準頻率振蕩裝置8的輸出作為基準頻率信號，由頻率合成器64i輸出的信號與直接數字頻率合成器51i輸出的信號在混合器65i中相乘，相乘后的輸出信號經過帶通濾波器裝置66i供給功率組合裝置，在帶通濾波器裝置66i中，因相乘而產生的不需要的頻帶信號被濾除。
圖23示出了一個例子，其中，在每個直接數字頻率合成器DDS 51i的輸出側，設置帶通濾波器裝置68i，該裝置68i允許其輸出頻移鍵控調制信號通過，并且該帶通濾波裝置68i的輸出信號由功率組合裝置6組合。采用前面所述的通過轉換若干振蕩裝置的輸出信號所產生m元頻移鍵控調制信號的方法(圖15)，m元頻移鍵控調制信號的相位通常在轉換振蕩頻率時變成不連續(xù)的。而對于采用鎖相回路(PLL)頻率合成器的方法(圖17)而言，當可變移相器裝置47i進行突變性相移時，就會出現同樣的相位不連續(xù)。這就會引起所輸出的m元頻移鍵控調制信號的頻譜擴大。帶通濾波器裝置68i用來抑制頻譜擴大。通過對各信道中如此抑制的頻譜進行擴大，調制信號的功率組合輸出就可以像結合圖21所述的那樣，由頻率轉換裝置63轉換成高頻帶信號。這就是說，最好能組合圖21和23所示的電路結構。
如圖24所示，可以在圖22所示的每個直接數字頻率合成器DDS 51i和頻率轉換裝置67i之間設置低通濾波器裝置69i。該低通濾波器裝置69i與圖23所示實施例中的帶通濾波器裝置68i一樣用來抑制頻率擴大。
在圖21中，如果把低通濾波器裝置69i連接到功率組合裝置6的輸出側，則也會產生同樣的效果。
如圖25所示，在圖17所示的控制裝置48中設置控制信號處理裝置70，用于設定可變移相器裝置47i的相移量的控制信號由該處理裝置70處理，以便抑制輸出的m元頻移鍵控調制信號的頻譜擴大，然后，經處理的控制信號供給到控制輸出端50i上。例如，如果用壓控移相器作為變移相器裝置47i，則根據每個控制輸入端49i的輸入信號的符號組合所讀出的相移量數據由數/模轉換器轉換成模擬電壓，經低通濾波器處理后供給控制輸出端50i，從而，可變移相器裝置47i的相移量不會躍變式地(stepwise)變化。如圖16D所示，與控制電壓沒有進行濾波處理的情況(圖16C)相比，相位控制信號Vi的波形已經過處理，從而抑制了m元頻移鍵控調制信號的頻譜擴大。如果用直接數字頻率合成器51i構成m元頻移鍵控調制信號多路復用器，則通過用控制信號處理裝置70對從控制輸出端50i傳輸到相位寄存器54i(圖19)的數據進行處理，就可以使直接數字頻率合成器51i所輸出的m元頻移鍵控調制信號的相位連續(xù)。順便說一下，不管控制信號處理裝置70是位于控制裝置48的內側還是外側，都能獲得同樣的效果。
在上述采用可變移相器裝置47i的實施例中，可變移相器裝置47i的位置不局限于所示具體位置，它們可以設置在其它任何位置，只要能調節(jié)每個m元頻移鍵控調制信號的相位即可。圖26表示一個實施例，其中，可變移相器裝置47i設置在基準頻率振蕩裝置8的基準頻率信號供給各個m系頻移鍵控調制器5i的通路上。除上述情況外，本實施例的其它結構與圖25所示的相同。還是在這種情況下，由于m元頻移鍵控調制器5i的輸出信號已經與基準頻率振蕩裝置8的基準信號CLK同步，因此，調節(jié)可變移相器47i的相移量，就可以調節(jié)每個m元頻移鍵控調制信號的相位。
順便說一下，上述實施例中，用直接數字頻率合成器(DDS)51i表示的部分可以用圖17所示的m元頻移鍵控調制器5i和可變移相器裝置47i來替代。
盡管在圖15到26中是根據輸入信號的符號組合來控制每個信道中的相移量，以防止多路復用的m元頻移鍵控調制信號的峰值包絡功率急劇增大，但是，該電路結構也可以用來與前面結合圖5到12所述的電路結構組合，在圖5到12所示的電路結構中，通過衰減來抑制峰值包絡功率。組合的基本電路如圖27和28所示，其中，與圖5到26中對應的部分用同樣的標號表示。在圖27中，可變衰減器211到21n分別串聯(lián)連接在m元頻移鍵控調制器51到5n的輸出側，根據電平檢測裝置6檢測到的包絡功率電平對可變衰減器221到22n的控制，以及對可變移相器裝置471到47n的控制都是用共用控制裝置81實現的。在圖28中，可變衰減裝置21串聯(lián)連接在功率組合裝置6(或16)的輸出側，由功率組合裝置6輸出的多路復用信號的包絡功率電平由電平檢測裝置23檢測?？勺兯p裝置21和可變移相器裝置471到47n被置于控制裝置81的控制之下。在圖27和28中，還可以用前面所述的直接數字頻率合成器(DDS)51i構成m元頻移鍵控調制器5i和可變移相器裝置47i，并且也可以在功率組合裝置6的輸入側或輸出側將信號轉換成高頻帶信號；此外，前面結合圖15到26所述的所有改進和變更都可以適用于圖27和28所示的實施例。
如上所述，根據本發(fā)明的第一到第六方式，可以使多路復用信號的大的峰值包絡功率電平得到抑制。另外，由于僅僅在一個預定的時間期限內衰減信號，也就是說，由于信號衰減的程度僅僅是一個瞬時峰值的寬度，因此，包含在調制信號中的信息只會產生瞬時失真，因而不會產生嚴重影響。
當包絡功率電平持續(xù)超過預定值的次數或時間達到預定值時，就進行衰減，在這種情況下，當前級放大器的影響不大時，即使包絡功率電平高于預定值，也不進行衰減控制。因此，包含在調制信號中的信息的失真較小。
在另一種電路裝置中，所有調制信號被分成兩部分，一部分進行衰減，另一部分不進行衰減，在這種情況下，包絡功率的峰值受到抑制，但某些調制信號(信道)則完全不受對信道抑制的影響，與所有信道都均勻衰減所產生的影響相比，在這些信道上，對誤差率的嚴格要求可變得不那么重要。
根據本發(fā)明的第七方式，對每個m元頻移鍵控調制信號的相移量進行控制，使其與輸入符號的變化同步，并且根據每個輸入信號的符號狀態(tài)對每個信道進行控制，由此可以有效地降低多路復用信號的峰值包絡功率電平。此外，用本發(fā)明的第一或第二方式到第九方式中的一種方式就能使多路復用信號的峰值包絡功率得到充分地抑制。
權利要求
1.一種信號多路復用器，其中，經n個輸入信道供給的不同頻帶的調制信號由功率組合裝置組合成一個多路復用信號，輸出到輸出端，n是等于或大于2的整數，所述的信號多路復用器包括m′(其中m′≤n)個可變衰減裝置，它們分別串聯(lián)連接在分別與所述n個輸入信道中的m′個相對應的所述功率組合裝置的輸入端；包絡功率電平檢測裝置，它用來檢測所述多路復用信號的包絡功率電平；以及控制裝置，當上述所測的包絡功率電平超過預定值時，該控制裝置就在m(其中m≤m′)個所述可變衰減裝置中設置預定的衰減量，并持續(xù)預定的時間期限。
2.根據權利要求1所述的信號多路復用器，其中，設置在所述衰減裝置中的所述預定衰減量是相同的。
3.根據權利要求2所述的信號多路復用器，其中，所述的m等于n，所述的預定電平是所述多路復用信號平均功率的k倍，k基本上在1到10的范圍內，所述的預定衰減量等于或大于10 log(k/n)[dB]。
4.根據權利要求1所述的信號多路復用器，其中，所述的預定電平是所述多路復用信號平均功率的k倍，k基本上在1到10的范圍內，m＜n，(n-m)被設定為等于或小于一個不大于 的最大整數，所述(n-m)個其中沒設定所述預定衰減量的可變衰減裝置的衰減量被設定為0，而所述(n-m)個之外的m個可變衰減裝置的所述預定衰減量被設定為∞。
5.根據權利要求1所述的信號多路復用器，其中，m＜n，并進一步包括開關裝置，由此，每當一次或多次設置所述的衰減量時，就由所述的開關裝置來轉換所述的其中設置了所述預定衰減量的可變衰減裝置和所述的其中沒設置所述預定衰減量的可變衰減裝置。
6.根據權利要求5所述的信號多路復用器，其中，所述的開關裝置是在所述的n個可變衰減裝置中隨機選取所述的m個可變衰減裝置的裝置。
7.根據權利要求5所述的信號多路復用器，其中，所述的預定電平是所述多路復用信號平均功率的k倍，k基本上在1到10的范圍內，(n-m)設定為等于或小于一個不大于 的最大整數的值，所述(n-m)個其中沒設置所述預定衰減量的可變衰減裝置的衰減量被設定為0，而所述(n-m)個之外的m個可變衰減裝置的所述預定衰減量被設定為∞。
8.根據權利要求1所述的信號多路復用器，其中，在所述可變衰減裝置中的某些所述預定衰減量不同于其它衰減量。
9.根據權利要求1所述的信號多路復用器，其中，所述的預定電平是所述多路復用信號平均功率的k倍，k基本上在1到10的范圍內。
10.一種信號多路復用器，其中，經n個輸入信道供給的不同頻帶的調制信號由功率組合裝置組合成一個多路復用信號，輸出到輸出端，n是等于或大于2的整數，所述的信號多路復用器包括可變衰減裝置，串聯(lián)連接在所述功率組合裝置和所述輸出端之間；包絡功率電平檢測裝置，用來檢測所述多路復用信號的包絡功率電平；以及控制裝置，當上述所測的包絡功率電平超過預定值時，該控制裝置就在所述的可變衰減裝置中設置預定的衰減量，并持續(xù)預定的時間期限。
11.根據權利要求10所述的信號多路復用器，其中，所述的預定電平是所述多路復用信號平均功率的k倍，k基本上在1到10的范圍內。
12.根據權利要求1到11中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中，所述的預定時間期限為大約Tp＝1/ΔF0(秒)，ΔF0[Hz]是所述多路復用信號的帶寬。
13.根據權利要求1到11中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中，所述的控制裝置是這樣一種裝置，即，當上述檢測的的包絡功率電平連續(xù)超過所述預定電平的次數超過預定的次數時，該裝置就設置預定的衰減量。
14.根據權利要求13所述的信號多路復用器，其中，所述的預定時間期限為大約Tp＝1/ΔF0(秒)，ΔF0[Hz]是所述多路復用信號的帶寬。
15.根據權利要求1到11中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中，所述的控制裝置是這樣一種裝置，即，當上述所測的包絡功率電平連續(xù)超過所述預定電平的時間超過預定的時間期限時，該裝置就設置預定的衰減量。
16.根據權利要求15所述的信號多路復用器，其中，所述的預定時間期限為大約Tp＝1/ΔF0(秒)，ΔF0[Hz]是所述多路復用信號的帶寬。
17.一種信號多路復用器，其中，經n個輸入信道供給的不同頻帶的調制信號由功率組合裝置組合成一個多路復用信號，輸出到輸出端，n是等于或大于2的整數，所述的信號多路復用器包括n個可變衰減裝置，它們分別串聯(lián)連接在所述功率組合裝置的各輸入信道的輸入端；包絡功率檢測裝置，用來檢測所述多路復用信號的包絡功率電平；平均功率檢測裝置，用來檢測所述多路復用信號的平均功率，以及控制裝置，當上述所測包絡功率電平與所測平均功率之比超過預定值時，該控制裝置就在m(其中m≤n)個所述可變衰減裝置中設置預定的衰減量，并持續(xù)預定的時間期限。
18.一種信號多路復用器，其中，經n個輸入信道供給的不同頻帶的調制信號由功率組合裝置組合成一個多路復用信號，輸出到輸出端，n是等于或大于2的整數，所述的信號多路復用器包括可變衰減裝置，串聯(lián)連接在所述的功率組合裝置和所述的輸出端之間；包絡功率電平檢測裝置，用來檢測所述多路復用信號的包絡功率電平；平均功率檢測裝置，用來檢測所述多路復用信號的平均功率，以及控制裝置，當上述所測包絡功率電平與所測平均功率之比超過預定值時，該控制裝置就在所述的可變衰減裝置中設置預定的衰減量，并持續(xù)預定的時間期限。
19.一種信號多路復用方法，其中，經n個輸入信道供給的不同頻率的調制信號被組合成一個多路復用信號后輸出，n是等于或大于2的整數，所述的方法包括下列步驟檢測所述多路復用信號的包絡功率電平；將所測的包絡功率電平與預定電平相比較；以及當所測的包絡功率電平高于所述的預定電平時，給所述n個調制信號中的m個(m≤n)提供預定的衰減量，并持續(xù)預定的時間期限。
20.根據權利要求19所述的信號多路復用方法，其中，所述的m小于n，并進一步包括下述步驟每次提供所述的預定衰減量時，都改變(或變更)m個被衰減的調制信號的組合。
21.一種信號多路復用方法，其中，經n個輸入信道供給的不同頻率的調制信號被組合成一個多路復用信號后輸出，n是等于或大于2的整數，所述的方法包括下列步驟檢測所述多路復用信號的包絡功率電平；將所測的包絡功率電平與預定電平相比較；以及當所測的包絡功率電平高于所述的預定電平時，給所述的多路復用信號提供預定的衰減量，并持續(xù)預定的時間期限。
22.根據權利要求19到21中的任意一個權利要求所述的信號多路復用方法，其中，所述的提供預定衰減量的步驟包括下列步驟當所測的包絡功率電平高于所述的預定電平時，計數值增加1；檢查確定所述的計數值是否達到預定值，如果是，則提供所述的預定衰減量，如果否，則回到所述的包絡功率電平檢測步驟；以及如果所測的包絡功率電平低于所述的預定電平，則將所述的計數值恢復到0，并回到所述的包絡功率電平檢測步驟。
23.根據權利要求19到22中的任意一個權利要求所述的信號多路復用方法，其中，所述的提供預定衰減量的步驟包括下列步驟如果所測的包絡功率電平高于所述的預定電平，則開始計時；檢查確定所述的計時時間是否達到預定值，如果是，則提供預定的衰減量，如果否，則回到所述的包絡功率電平檢測步驟；如果所測的包絡功率電平低于所述的預定電平，則將所述的計時值恢復到0，并回到所述的包絡功率電平檢測步驟。
24.一種信號多路復用器，其中，n個(n個信道)m元頻移鍵控調制裝置(其中m和n都是等于或大于2的整數)根據其輸入信號的符號，使其輸出頻率移位，給所述的n個m元頻移鍵控調制裝置提供由基準頻率振蕩裝置輸出的一個共用的基準頻率信號，作為每個所述的m元頻移鍵控調制裝置的輸出信號頻率的基準，并且所述的輸出信號由功率組合裝置組合后輸出，所述的信號多路復用器包括可變移相器裝置，用來移動由所述m元頻移鍵控調制裝置輸出的調制信號的相位；以及控制裝置，它根據所述的與m元頻移鍵控調制裝置根據其輸入信號而轉換其輸出頻率的時間同步的n個輸入信號的符號組合，設定所述移相器裝置的相移量，以便降低由所述功率組合裝置輸出的峰值包絡功率。
25.根據權利要求24所述的信號多路復用器，其中，每個所述的m元頻移鍵控調制器都包括m個不同振蕩頻率的振蕩器和信號開關裝置，該信號開關裝置用來根據所述輸入信號的符號，從所述的m個振蕩器中選擇一個輸出其振蕩信號；每個所述的可變移相器裝置分別串聯(lián)連接在每個所述m元頻移鍵控調制裝置的輸出側。
26.根據權利要求24所述的多路信號復用器，其中，每個所述的m元頻移鍵控調制器都包括m個不同振蕩頻率的振蕩器和信號開關裝置，該信號開關裝置用來根據所述輸入信號的符號，從所述的m個振蕩器中選擇一個輸出其振蕩信號；每個所述的可變移相器裝置分別串聯(lián)連接在各個所述的m元頻移鍵控調制裝置的輸入端，所述的基準頻率信號輸入到所述的m元頻移鍵控調制裝置中。
27.根據權利要求25所述的多路信號復用器，其中，每個所述的m元頻移鍵控調制裝置都由鎖相回路(PLL)頻率合成器構成，每個所述的可變移相器裝置分別串聯(lián)連接在各個所述的m元頻移鍵控調制裝置的輸出側。
28.根據權利要求26所述的信號多路復用器，其中，每個所述的m元頻移鍵控調制裝置都由鎖相回路(PLL)頻率合成器構成，每個所述的可變移相器裝置分別串聯(lián)連接在向其輸入所述基準頻率信號的各個所述的m元頻移鍵控調制裝置的輸入端。
29.根據權利要求24所述的信號多路復用器，其中，每個所述信道中的所述m元頻移鍵控調制裝置和所述可變移相器裝置由一個直接數字頻率合成器(DDS)構成。
30.根據權利要求24到29中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中進一步包括n個分路裝置，每個分路裝置在每個所述的信道中將所述的輸入信號分成兩路，一路供給一個所述的m元頻移鍵控調制裝置，另一路供給所述的控制裝置；以及延遲裝置，設置在每個所述的分路裝置和對應的所述m元頻移鍵控調制裝置之間的所述輸入信號的通路上。
31.根據權利要求24到29中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中，在所述功率組合裝置的輸出側設有頻率轉換裝置，以便將其組合后的信號轉換成高頻信號。
32.根據權利要求31所述的信號多路復用器，其中，在所述功率組合裝置的各信道輸入側設有低通濾波器裝置，以便限制所述調制信號的帶寬。
33.根據權利要求24到29中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中，在所述功率組合裝置的各信道輸入側設有頻率轉換裝置，以便將其調制的信號轉換成高頻信號。
34.根據權利要求33所述的信號多路復用器，其中，在每個所述頻率轉換裝置的輸入側設有低通濾波器裝置，以便限制所述調制信號的帶寬。
35.根據權利要求24到29中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中，在所述功率組合裝置的各信道輸入側設有帶通濾波器裝置，以便限制所述調制信號的帶寬。
36.根據權利要求24到29中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中，所述的控制裝置具有存儲裝置，用來存儲相移量，該相移量是根據所述n個輸入信號的符號組合而設置在所述可變移相器裝置中的。
37.根據權利要求24到29中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中，所述的控制裝置具有依次計算相移量的裝置，所述的相移量是根據所述幾個輸入信號的符號組合而設置在所述的可變移相器裝置中。
38.根據權利要求24到29中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中，所述的控制裝置具有控制信號處理裝置，用來處理控制信號，以便控制所述可變移相器裝置的相移量，以使得輸入到所述功率組合裝置上的各頻移鍵控調制信號的相位是連續(xù)的。
39.根據權利要求24到29中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中，進一步包括n個可變衰減裝置，分別串聯(lián)連接在每個所述m元頻移鍵控調制器的輸出側；檢測裝置，用來檢測由所述功率組合裝置輸出的組合輸出信號的包絡功率電平；控制裝置，當所測的包絡功率電平超過預定值時，該控制裝置就在P(P≤n)個所述的可變衰減裝置中設置預定的衰減量，并持續(xù)預定的時間期限。
40.根據權利要求24到29中的任意一個權利要求所述的信號多路復用器，其中，進一步包括可變衰減裝置，串聯(lián)連接在所述功率組合裝置的輸出側；檢測裝置，用來檢測由所述功率組合裝置輸出的組合輸出信號的包絡功率電平；控制裝置，當所測的包絡功率電平超過預定值時，該控制裝置就在所述的可變衰減裝置中設置預定的衰減量，并持續(xù)預定的時間期限。
全文摘要
經輸入端1文檔編號H04J1/00GK1138926SQ95191270
公開日1996年12月25日 申請日期1995年12月4日 優(yōu)先權日1994年12月5日
發(fā)明者楢橋祥一, 熊谷謙, 野島俊雄, 垂?jié)煞济?申請人:Ntt移動通信網株式會社