本發(fā)明屬于載波頻偏估計(jì)技術(shù)領(lǐng)域，更為具體地講，涉及一種基于共軛對稱訓(xùn)練序列的移動通信系統(tǒng)載波頻偏估計(jì)方法。

背景技術(shù)：

與單載波系統(tǒng)相比，在基于OFDM技術(shù)的多載波的通信系統(tǒng)中各子載波對載波頻偏具有較高的敏感度，載波頻率偏移對系統(tǒng)接收機(jī)性能的影響更大，所以，必須通過相關(guān)措施對載波頻偏進(jìn)行抑制，以保證系統(tǒng)性能。

圖1是載波頻偏對信號頻譜的影響示意圖。從圖1可以看到，由于OFDM符號間具有正交性，當(dāng)載波頻率存在偏移時，OFDM符號的正交性會受到不利影響，在某符號峰值點(diǎn)取值時，相鄰符號會對其造成干擾。而當(dāng)不存在載波頻率偏移時，某一符號的波峰剛好是相鄰符號的波谷，因此就不會產(chǎn)生符號間干擾。

載波頻率偏移的同步算法多種多樣，按算法方式來分可以分為三類：數(shù)據(jù)輔助算法(基于加入到發(fā)送信號內(nèi)部的輔助信息進(jìn)行頻偏估計(jì)與補(bǔ)償)，非數(shù)據(jù)輔助算法(在接收端通過分析頻域信號進(jìn)行頻偏估計(jì))，基于循環(huán)前綴的載波同步算法(利用循環(huán)前綴進(jìn)行頻率偏移估計(jì))。其中，數(shù)據(jù)輔助算法是一種非常有效的載波同步算法，這里的輔助數(shù)據(jù)主要指的是訓(xùn)練序列，這樣做的好處就是，在OFDM幀中的有效數(shù)據(jù)部分來之前，就可使用最大似然估計(jì)對載波進(jìn)行估計(jì)與補(bǔ)償。

概括來講，在時域上進(jìn)行載波頻偏校正的基本原理是依靠接收信號在時域上的輔助數(shù)據(jù)來實(shí)現(xiàn)的，采用最大似然算法來進(jìn)行頻偏估計(jì)，再根據(jù)估計(jì)的結(jié)果來糾正傳輸過程中造成的頻偏。其具體頻偏估計(jì)方法如下：

記經(jīng)過無線信道后的基帶接收信號為：

其中，n表示載波序號，x_n表示發(fā)射信號，f_tx表示發(fā)射端載頻，y_n表示接收端信號，T_s表示采樣周期。

假設(shè)收發(fā)兩端載波的頻率偏差為Δf_c＝f_tx-f_rx，f_rx表示接收端載頻，則接收端接收到的基帶信號r_n為：

按照OFDM幀結(jié)構(gòu)，在前導(dǎo)部分存在重復(fù)的符號，在這里假設(shè)其長度為L，兩個重復(fù)符號之間延時的采樣點(diǎn)數(shù)為D，則將兩個符號通過延時進(jìn)行相關(guān)可得到：

其中，上標(biāo)*表示共軛。

根據(jù)上式可以分析得到，如果從發(fā)射端到接收端信號沒有發(fā)生載波頻率偏移，則式中x_n＝x_n-D，即最終結(jié)果R會為一個確定的實(shí)數(shù)。由此可知，式(3)中的一項(xiàng)可體現(xiàn)載波頻偏的影響，繼而可得出載波頻率偏差的估計(jì)值為：

其中，∠R為對R取角運(yùn)算操作，D表示長訓(xùn)練序列中兩個相同序列的延時采樣點(diǎn)數(shù)，T_s表示接收信號的采樣周期。

根據(jù)上述分析，如果R的值的范圍在[-π,+π]中，則該算法能夠估計(jì)出的頻率偏差為：

其中，f_s為相鄰子載波的頻率間隔。

由此可知，頻偏算法可以估計(jì)的偏差范圍與重復(fù)訓(xùn)練符號的長度之間存在關(guān)系。當(dāng)符號長度與延時距離相等時，有：

因此，頻率偏差最大為載波間隔的一半。

由上述推導(dǎo)可知，如果使用短訓(xùn)練序列來進(jìn)行載波頻偏估計(jì)，假設(shè)采樣時間間隔為50ns，延時為16，所以，其可估算的最大頻率偏差為：

如果使用長訓(xùn)練序列來進(jìn)行載波頻偏估計(jì)，若取樣時間為50ns，延時為64，則其可估算的最大頻率偏差：

綜上所述，使用長訓(xùn)練序列與短訓(xùn)練序列進(jìn)行頻偏估計(jì)的精度是不同的，在實(shí)際應(yīng)用中可以根據(jù)具體的需求靈活選用。對于對頻偏估計(jì)精度要求不高的系統(tǒng)，只使用短訓(xùn)練序列進(jìn)行估計(jì)與修正即可。對于一些對頻偏估計(jì)精度要求較高的系統(tǒng)，可以采用先使用短訓(xùn)練序列進(jìn)行粗估計(jì)，再使用長訓(xùn)練序列進(jìn)行精確估計(jì)的方法來進(jìn)行載波頻偏估計(jì)。

在目前的載波頻偏估計(jì)方法中，利用長訓(xùn)練序列和短訓(xùn)練序列的周期重復(fù)性可以很好進(jìn)行載波頻率偏差估計(jì)，從而對頻偏進(jìn)行補(bǔ)償。然而經(jīng)研究發(fā)現(xiàn)，目前載波頻偏估計(jì)方法只利用了訓(xùn)練序列的外部重復(fù)性，而其內(nèi)部的序列空間并沒有被充分利用起來，造成了資源的極大浪費(fèi)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種基于共軛對稱訓(xùn)練序列的移動通信系統(tǒng)載波頻偏估計(jì)方法，設(shè)計(jì)了一種基于共軛對稱序列的長訓(xùn)練序列，通過對長訓(xùn)練序列內(nèi)部序列空間進(jìn)行改進(jìn)來擴(kuò)大長訓(xùn)練序列的適用范圍，為頻偏估計(jì)提供更多選擇方案。

為實(shí)現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明基于共軛對稱訓(xùn)練序列的移動通信系統(tǒng)載波頻偏估計(jì)方法包括以下步驟：

S1：發(fā)送端構(gòu)建基于長訓(xùn)練序列的訓(xùn)練符號并構(gòu)建發(fā)送符號進(jìn)行發(fā)送，其中長訓(xùn)練序列由兩個長度為L的相同序列構(gòu)成，每個序列由序列A和B組成，且序列A和B呈共軛對稱關(guān)系；

S2：接收端接收發(fā)送符號，提取出長訓(xùn)練序列中兩組序列A和B的接收信號并去噪；

S3：接收端對兩組序列A和B的接收信號分別進(jìn)行相乘操作，得到結(jié)果

S4：接收端根據(jù)步驟S3計(jì)算得到的結(jié)果R_i，采用如下公式分別計(jì)算得到兩個頻偏估計(jì)值

其中，∠R_i表示對R_i取角運(yùn)算操作；

對兩個頻偏估計(jì)值進(jìn)行平均，可得頻偏估計(jì)值

本發(fā)明基于共軛對稱訓(xùn)練序列的移動通信系統(tǒng)頻偏估計(jì)方法，發(fā)送端構(gòu)建基于長訓(xùn)練序列的訓(xùn)練符號并構(gòu)建發(fā)送符號進(jìn)行發(fā)送，其中長訓(xùn)練序列由兩個長度為L的相同序列構(gòu)成，每個序列由序列A和B組成，且序列A和B呈共軛對稱關(guān)系，接收端提取出兩組序列A和B的接收信號并分別進(jìn)行相乘操作，根據(jù)相乘結(jié)果得到兩個頻偏估計(jì)值，平均后得到最終的頻偏估計(jì)值。本發(fā)明中設(shè)計(jì)了一種基于共軛對稱序列的長訓(xùn)練序列，利用內(nèi)部數(shù)據(jù)空間的改進(jìn)，增大了長訓(xùn)練序列的可估計(jì)頻偏范圍，為頻偏估計(jì)提供更多選擇方案。

附圖說明

圖1是載波頻偏對信號頻譜的影響示意圖；

圖2是本發(fā)明基于共軛對稱訓(xùn)練序列的移動通信系統(tǒng)頻偏估計(jì)方法的具體實(shí)施方式流程圖；

圖3是本實(shí)施例中發(fā)送符號結(jié)構(gòu)圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實(shí)施方式進(jìn)行描述，以便本領(lǐng)域的技術(shù)人員更好地理解本發(fā)明。需要特別提醒注意的是，在以下的描述中，當(dāng)已知功能和設(shè)計(jì)的詳細(xì)描述也許會淡化本發(fā)明的主要內(nèi)容時，這些描述在這里將被忽略。

實(shí)施例

圖2是本發(fā)明基于共軛對稱訓(xùn)練序列的移動通信系統(tǒng)頻偏估計(jì)方法的具體實(shí)施方式流程圖。如圖2所示，本發(fā)明基于共軛對稱訓(xùn)練序列的移動通信系統(tǒng)頻偏估計(jì)方法的具體步驟包括：

S201：發(fā)送包含共軛對稱訓(xùn)練序列的發(fā)送符號：

發(fā)送端構(gòu)建基于長訓(xùn)練序列的訓(xùn)練符號并構(gòu)建發(fā)送符號進(jìn)行發(fā)送，其中長訓(xùn)練序列由兩個長度為L的相同序列構(gòu)成，每個序列由序列A和B組成，且序列A和B呈共軛對稱關(guān)系，即那么兩個由序列A和B組成的長度為L的序列滿足下式：

其中，i＝1,2，分別表示第1個和第2個長度為L的序列。

本實(shí)施例中借鑒S&C算法中訓(xùn)練序列的結(jié)構(gòu)構(gòu)建發(fā)送符號。圖3是本實(shí)施例中發(fā)送符號結(jié)構(gòu)圖。

S202：接收端接收提取訓(xùn)練符號接收信號：

接收端接收發(fā)送符號，提取出長訓(xùn)練序列中兩組序列A和B的接收信號并去噪。

序列A和序列B接收信號的表達(dá)式可以表示如下：

其中，η_i(n)和η_i(L/2-n)表示噪聲信號。

S203：接收端對訓(xùn)練符號接收信號進(jìn)行處理：

接收端對兩組序列A和B的接收信號分別進(jìn)行相乘操作，得到結(jié)果

根據(jù)式(10)和式(11)，可得結(jié)果R_i計(jì)算公式如下：

由于序列A和B存在共軛特性關(guān)系，所以有：

由于頻率偏移的存在，所以R_i不為實(shí)數(shù)，在式(13)中，exp(-jπΔf_cLT_s)可表現(xiàn)載波頻偏的影響，從而可以估計(jì)得到頻偏。

S204：接收端計(jì)算頻偏估計(jì)值：

接收端根據(jù)步驟S203計(jì)算得到的結(jié)果R_i，采用如下公式分別計(jì)算得到兩個頻偏估計(jì)值

其中，∠R_i表示對R_i取角運(yùn)算操作，D表示長訓(xùn)練序列中兩個相同序列的延時采樣點(diǎn)數(shù)，T_s表示接收信號的采樣周期。

對兩個頻偏估計(jì)值進(jìn)行平均，可得頻偏估計(jì)值

顯然，如果R_i的取值在[-π,+π]之間，則該算法能夠估計(jì)出的最大頻率偏差為：

其中，f_s為相鄰子載波的頻率間隔。

由此可以看出，頻偏算法可估計(jì)的偏差范圍與重復(fù)符號的長度之間存在關(guān)系。當(dāng)符號長度與延時距離相等時，有：

由此式可知，頻率誤差最大時可與載波間隔相等。

由于本發(fā)明采用的是長訓(xùn)練序列，那么同樣假設(shè)采樣間隔時間為50ns，D＝64，因此，此時可估算本發(fā)明的最大頻率偏差：

根據(jù)以上說明可知，本發(fā)明基于共軛對稱訓(xùn)練序列的移動通信系統(tǒng)頻偏估計(jì)方法是基于長訓(xùn)練序列來進(jìn)行載波頻偏估計(jì)的，其可估計(jì)的最大頻率偏差是采用傳統(tǒng)長訓(xùn)練序列的2倍。此外，本發(fā)明中雖然對幀結(jié)構(gòu)中的長訓(xùn)練序列部分進(jìn)行了重新劃分定義，但從整體上并未改變兩段長訓(xùn)練序列的周期性，因此本發(fā)明所提出的訓(xùn)練符號結(jié)構(gòu)對基于長訓(xùn)練序列周期性的傳統(tǒng)載波同步算法也完全適用。以本實(shí)施例中所列參數(shù)為例，采用本發(fā)明結(jié)合傳統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方案，可以形成最大估計(jì)偏差分別為615kHz、312.5kHz、156.2kHz的三種偏差估計(jì)體系，提高載波頻偏估計(jì)的靈活性，為實(shí)際移動通信系統(tǒng)提供更多可選的頻偏估計(jì)方案。在現(xiàn)有的移動通信系統(tǒng)中，通常會先使用短訓(xùn)練序列進(jìn)行粗估計(jì)，如果估計(jì)得到的頻偏在長訓(xùn)練序列估計(jì)范圍(0～156.2kHz)內(nèi)，就再使用長訓(xùn)練序列進(jìn)行精確估計(jì)。而采用本發(fā)明，可以直接采用長訓(xùn)練序列完成0～312.5kHz范圍內(nèi)的頻偏精確估計(jì)，從而擴(kuò)大了長訓(xùn)練序列的適用范圍。也就是說，對于預(yù)計(jì)頻偏在312.5kHz以內(nèi)的系統(tǒng)，可以直接采用長訓(xùn)練序列進(jìn)行頻偏估計(jì)，從而降低接收端的處理復(fù)雜度。

與此同時，由于本發(fā)明基于共軛對稱訓(xùn)練序列的移動通信系統(tǒng)頻偏估計(jì)方法是完全基于接收信號自身的，其不需要提前在本地存儲長訓(xùn)練序列信息，因此其對接收端的硬件要求也大大降低。

盡管上面對本發(fā)明說明性的具體實(shí)施方式進(jìn)行了描述，以便于本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員理解本發(fā)明，但應(yīng)該清楚，本發(fā)明不限于具體實(shí)施方式的范圍，對本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來講，只要各種變化在所附的權(quán)利要求限定和確定的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，這些變化是顯而易見的，一切利用本發(fā)明構(gòu)思的發(fā)明創(chuàng)造均在保護(hù)之列。