本發(fā)明屬于無線通信領(lǐng)域，具體涉及一種用于FOGA的UFMC發(fā)射機的頻域?qū)崿F(xiàn)方法。

背景技術(shù)：

OFDM技術(shù)在現(xiàn)有的各種無線通信標(biāo)準中得到了廣泛應(yīng)用，也是目前第四代移動蜂窩通信系統(tǒng)LTE物理層的關(guān)鍵技術(shù)之一。作為目前最流行的一種多載波調(diào)制技術(shù)，OFDM通過把整個信道劃分成多個子載波的形式，并行的傳輸信息。相對于傳統(tǒng)的單載波調(diào)制方式，OFDM系統(tǒng)具有更高的頻譜利用率，能更好的應(yīng)對多徑衰落、頻率選擇性衰落及窄帶干擾等等。

面向2020及未來的第五代移動通信將滲透到物聯(lián)網(wǎng)及各行各業(yè)，滿足工業(yè)、醫(yī)療、交通等行業(yè)的多樣化業(yè)務(wù)需求，實現(xiàn)“萬物互聯(lián)”。作為第五代移動通信的兩大發(fā)展驅(qū)動，移動互聯(lián)網(wǎng)和物聯(lián)網(wǎng)的發(fā)展對波形技術(shù)也提出了新的要求。由于物聯(lián)網(wǎng)業(yè)務(wù)具有小數(shù)據(jù)包、低功耗、連接海量、突發(fā)性強等特點，雖然總體數(shù)量較大，但設(shè)備對信道帶寬需求量低，適合零散、碎片化的頻譜。然而OFDM系統(tǒng)頻譜旁瓣大，對時頻偏移敏感，而其良好的特性都是建立在子載波正交的基礎(chǔ)上，小的時頻偏移也容易導(dǎo)致正交性的破壞，導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降。為保證載波間的正交性，OFDM系統(tǒng)采用嚴格的同步機制來保證正交性，由于短幀的數(shù)量大，導(dǎo)致同步的開銷大，傳輸效率下降，因此在第五代移動通信中的突發(fā)傳輸不適宜直接采用OFDM技術(shù)。

為此滿足下一代移動通信的要求，新型的多載波調(diào)制技術(shù)方案得到了廣泛的關(guān)注。基于濾波的多載波調(diào)制的濾波器組多載波(FBMC)和通用濾波多載波(UFMC)均是當(dāng)前研究的熱點。FBMC分別采用合成濾波器和分析濾波器實現(xiàn)載波調(diào)制和解調(diào)。由于是對子載波進行濾波，濾波頻帶窄，發(fā)射濾波器的沖擊響應(yīng)長度較長，導(dǎo)致開銷大，另外，F(xiàn)BMC系統(tǒng)各個子帶嚴重交疊帶來很大的載波間干擾(ICI)，為解決這個問題當(dāng)前采用的主要方法為偏移正交幅度調(diào)制(OQAM)，而OQAM與MIMO技術(shù)結(jié)合后的信道估計也比較困難。UFMC采用了基于子帶濾波的方式，由于濾波頻帶變寬，濾波器的階數(shù)也相應(yīng)的下降，降低了對器件的要求?；谧訋V波的UFMC系統(tǒng)對零散頻譜利用明顯優(yōu)于OFDM系統(tǒng)。在以往的研究也已經(jīng)證明時頻偏移對UFMC影響比OFDM系統(tǒng)更小，這對節(jié)省同步開銷和終端節(jié)能是有利的。

UFMC中使用IDFT實現(xiàn)多載波調(diào)制，為了獲得更好的旁瓣衰減效果，降低對相鄰用戶/子帶的干擾，通常會使用比較窄的子帶劃分和階數(shù)比較高的濾波器。在IDFT點數(shù)比較多的情況下，需要對每個子帶進行大量的補零操作，在FPGA實現(xiàn)時具體表現(xiàn)為引入處理時延。

目前，現(xiàn)有技術(shù)中存在以下相關(guān)方案：

用于FPGA的高速高階FIR濾波器的頻域?qū)崿F(xiàn)方法(CN 104967428 A)提出的一種用于FPGA的FIR濾波器頻域方案，使用頻域處理卷積運算，相對于快速卷積可以減少FPGA補零運算數(shù)量。然而，該發(fā)明并沒有考慮分段IFFT/FFT點數(shù)與運算總體復(fù)雜度及補零數(shù)量的關(guān)系，也沒有很好的使用各個分段使用同一濾波器這一特性。

基于濾波器組的分塊傳輸系統(tǒng)頻域調(diào)制系統(tǒng)及方法(CN 101355538 A)是在已有的基于離散傅里葉變化的廣義多載波(DFT-S-GMC)的頻域調(diào)制方法，與時域方法相比該方法復(fù)雜度更低。然而此方法與UFMC不同，子帶濾波之前已經(jīng)存在相鄰子帶的干擾。

在常規(guī)FPGA實現(xiàn)中，通常對IDFT變換使用IFFT IP核來完成，然而在UFMC中使用IFFT IP核實現(xiàn)IDFT存在IP核利用率低、補零多造成延時大；對于濾波操作雖然有相關(guān)的頻域分段方法，但是沒有考慮分段IFFT/FFT點數(shù)與運算總體復(fù)雜度及補零數(shù)量的關(guān)系，另外由于同一子帶使用相同的濾波器，常規(guī)方法采用多片RAM存儲相同序列浪費存儲資源；在多個子帶相加過程中，由于各個子帶數(shù)據(jù)同時產(chǎn)生，采用累加器的方法需要對數(shù)據(jù)進行存儲后在相加，不能滿足處理的實時性。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

有鑒于此，本發(fā)明的目的在于提供一種可以在FPGA上實現(xiàn)的UFMC發(fā)射機系統(tǒng)方案，能夠?qū)崿F(xiàn)IDFT變換階段補零數(shù)量少；充分考慮濾波處理考慮分段的IFFT/FFT點數(shù)與運算總體復(fù)雜度及補零數(shù)量的關(guān)系，使得IFFT/FFT IP可以被充分利用，也減少補零數(shù)量，降低處理時延；子帶相加采能夠?qū)崿F(xiàn)多子帶輸入的同時相加。

為達到上述目的，本發(fā)明提供如下技術(shù)方案：

一種用于FPGA的UFMC發(fā)射機的頻域?qū)崿F(xiàn)方法，所述方法包括以下步驟：

1)對串行比特流進行符號映射，將映射的符號分塊，分別送到B個不同子帶的處理單元；

2)每個子帶處理單元采用分塊處理的方式實現(xiàn)N_IDFT點IDFT變換；

3)對IDFT變換后的數(shù)據(jù)補零后進行頻域分段濾波，對輸出的各個分段結(jié)果相加后輸出；

4)通過并行的分級加法器將所有子帶的處理結(jié)果疊加。

進一步的，步驟1)所述符號映射的方法為QAM或QPSK。

進一步的，步驟2)所述實現(xiàn)N_IDFT點IDFT變換具體方法為：

N_IDFT點的IDFT變換為設(shè)定每個子帶包含n個子載波，那么將其對應(yīng)的矩陣中的n列，按行存儲，依次讀入到分塊處理單元上，分塊處理單元根據(jù)輸入QAM/QPSK的值對對應(yīng)的值進行處理，從而獲得每個F(n)W^-nk的值，累加n次后得到f(k)值。

進一步的，步驟3)所述采用的頻域分段濾波的具體步驟為：

在重疊相加法下設(shè)定分段IFFT/FFT點數(shù)為N，分段的數(shù)據(jù)長度為L_seg，需要的分段數(shù)為m；根據(jù)總體計算復(fù)雜度和補零數(shù)量選擇合適的分段卷積實現(xiàn)所需要的IFFT/FFT點數(shù)N；接著根據(jù)每個分段中數(shù)據(jù)長度L_seg與濾波器長度M的關(guān)系，確定可以實現(xiàn)連續(xù)數(shù)據(jù)處理的分段數(shù)m；隨后將經(jīng)過IDFT變換后的數(shù)據(jù)進行分段，前m-1段長度為L_seg，最后一個分段長度為N_IDFT-(m-1)L_seg，分別對其補零到N點，每個分段進行N點FFT，隨后與濾波器的頻域響應(yīng)對應(yīng)相乘后再進行N點IFFT；由于每兩個相鄰分段間隔為L_seg，因此，直接將各個分段值直接疊加即可獲得濾波處理的結(jié)果。

進一步的，重疊相加法的計算復(fù)雜度采用實數(shù)計算總數(shù)來表示，并按照一次復(fù)數(shù)加法需要兩次實數(shù)加法，一次復(fù)數(shù)乘法需要四次實數(shù)乘法和兩次實數(shù)加法進行計算。

進一步的，所述補零數(shù)量的計算方法為：

式中表示濾波器所需的補零總數(shù)，h_(n)表示濾波器相應(yīng)；表示IDFT變換后數(shù)據(jù)所需要的補零總數(shù)，x_(n)表示數(shù)據(jù)序列。

進一步的，步驟4)所述通過并行的分級加法器將所有子帶的處理結(jié)果疊加具體方法為：對所有B個子帶進行分組，將B分解為2的次冪的和，Max(i)表示所有i的最大值，因此分級加法最大級數(shù)為i，使用帶有截位操作的兩輸入定點加法器，對各個子帶值兩兩相加，結(jié)果送入下一級，次一級仍然兩兩相加，結(jié)果送入下下級，對于不足i級的部分通過添加寄存器緩存，實現(xiàn)全部子帶同時相加且時延較低。

本發(fā)明的有益效果在于：通過使用分塊處理的方式實現(xiàn)了一種適用于FPGA實現(xiàn)的UFMC中的IDFT調(diào)制，避免了采用IFFT IP核需要較多的補零數(shù)量，降低了調(diào)制部分的處理時延；通過分段卷積的方式，依據(jù)計算復(fù)雜度和補零數(shù)量，選擇了頻域濾波所需要的合適的FFT/IFFT點數(shù)，依據(jù)濾波器長度與數(shù)據(jù)分段長度關(guān)系確定實現(xiàn)連續(xù)處理所需要的濾波分段數(shù)目，相對于一般的頻域處理方式計算總量更少；對于全子帶相加，提出了使用帶有截位操作的兩輸入定點加法器和寄存器構(gòu)成的分級加法的方式，可以以較快的速度實現(xiàn)多個輸入數(shù)據(jù)同時相加?？偟膩碚f，處理的延時比直接實現(xiàn)的方式可以更快的實現(xiàn)連續(xù)數(shù)據(jù)處理。

附圖說明

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和有益效果更加清楚，本發(fā)明提供如下附圖進行說明：

圖1為本發(fā)明UFMC發(fā)射機系統(tǒng)原理框圖；

圖2為本發(fā)明UFMC發(fā)射機中調(diào)制模塊中使用的處理單元的原理框圖；

圖3為本發(fā)明UFMC發(fā)射機中調(diào)制和濾波模塊的原理框圖；

圖4為本發(fā)明UFMC發(fā)射機中分段及補零模塊原理示意圖；

圖5為本發(fā)明UFMC發(fā)射機中多輸入并行分級加法模塊原理框圖；

圖6為本發(fā)明UFMC發(fā)射機濾波模塊中使用的XILINX FFT IP及多口RAM模塊的原理框圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合附圖，對本發(fā)明的優(yōu)選實施例進行詳細的描述。

本發(fā)明提供了一種用于FPGA的UFMC發(fā)射機的頻域?qū)崿F(xiàn)方法，圖1為本發(fā)明的UFMC發(fā)射機系統(tǒng)原理框圖，如圖所示，發(fā)射機包括幾大模塊，其中，主要的模塊是補零及分段模塊、調(diào)制及濾波模塊、多輸入并行分級加法模塊。

圖2調(diào)制處理單元的內(nèi)部原理框圖。它包括三個小模塊，首先處理邏輯模塊根據(jù)輸入的QAM符號對輸入的IDFT矩陣對應(yīng)的值進行相應(yīng)的變換，由于IDFT變換為如果每個子帶包含個l子載波，假設(shè)一個子帶上子載波的起點為i,那么第k個值為由于N個F(n)值里面有N-l個零，實際上計算每個f(k)僅僅需要對l非零子載波的值進行運算即可，那么將其對應(yīng)的矩陣中的l列，按行存儲起來，隨著QAM/QPSK符號的輸入依次讀入到分塊處理單元上，分塊處理單元根據(jù)輸入QAM/QPSK的值對對應(yīng)的值進行倍數(shù)及正負的變化，而QAM/QPSK幅度值相對固定，QAM符號的實部為QAM_Re，虛部為QAM_Im，對應(yīng)的IDFT矩陣值實部為虛部為兩者乘積的實部為虛部為當(dāng)QAM實部和虛部值確定的情況下使用乘法器消耗資源更多一些，一般只需要對IDFT矩陣對應(yīng)值的實部/虛部進行移位相加就能獲得一次運算的值，然后通過累加器對l次計算值進行累加，就可以獲得一個f(k)值，由于從QAM符號輸入到結(jié)果輸出經(jīng)歷了l個時鐘，那么，只需要有l(wèi)個相同的模塊同時運算，就可以實現(xiàn)連續(xù)數(shù)據(jù)計算。QAM符號在相鄰模塊間依次傳遞，相差一個時鐘，l個時鐘后數(shù)據(jù)就能連續(xù)輸出，通過多路選擇器當(dāng)前輸出數(shù)據(jù)的分塊處理單元。通過這種運算方法可以避免直接使用IFFT IP核的時候補零數(shù)量多，引入大的處理時延的問題。

圖3是調(diào)制及濾波模塊的原理框圖，IDFT調(diào)制通過多個相同的處理單元實現(xiàn)。濾波操作通過分段卷積實現(xiàn)。每個調(diào)制處理單元負責(zé)計算第k個IDFT變換結(jié)果值f(k)，運算結(jié)果交替輸出，從而實現(xiàn)處理的連續(xù)性。濾波器采用分段卷積實現(xiàn)。IDFT變換后的數(shù)據(jù)f(k)與濾波器響應(yīng)h(n)進行時域線性卷積，而實際應(yīng)用中，數(shù)據(jù)f(k)的長度L常常遠大于濾波器響應(yīng)h(n)的長度M，從計算復(fù)雜度來講常規(guī)的時域及頻域方法計算復(fù)雜度均比較高，比較合適的方法為分段卷積。然而在實現(xiàn)分段卷積的時候選用的IFFT/FFT點數(shù)并非越大越好，也不是越小越好的，需要從計算復(fù)雜度及補零長度考慮，實際使用的并行處理分段的數(shù)量也需要結(jié)合具體情況而定，即根據(jù)分段中數(shù)據(jù)的長度和濾波器響應(yīng)h(n)的長度M的關(guān)系來確定。在重疊相加下，假定選取的分段IFFT/FFT點數(shù)為N，分段的數(shù)據(jù)長度為L_seg，需要的分段數(shù)為m。

重疊相加法的計算復(fù)雜度使用實數(shù)計算總數(shù)來表示，以基-2FFT為例，N點FFT需要的復(fù)數(shù)乘法次數(shù)復(fù)數(shù)加法次數(shù)此時總實數(shù)運算量為：C_seg＝m[3(6m_F+2a_F)+6N]+2(m-1)(N-L_seg),N＝2ⁿ≥L_seg+M-1，補零的數(shù)量也是一個重要的考慮因素，補零總數(shù)為：通過上述兩個公式選取合適的IFFT/FFT點數(shù)使得總體運算量最低，補零數(shù)量盡可能少。隨后按長度為L_seg對IDFT變換后的數(shù)據(jù)進行分段并補零到N點，隨后進行N點FFT，濾波器時域響應(yīng)補零到N點后也進行N點FFT，兩者結(jié)果對應(yīng)相乘后的N個值進行N點IFFT，就獲得了濾波后的一個分段的值，由于相鄰分段相隔L_seg個數(shù)值，對m個分段的值疊加后就能獲得每個子帶數(shù)據(jù)濾波后的結(jié)果，在此過程中，由于使用的IFFT/FFT點數(shù)相對較小，可以采用流水類型XILINX FFT/IFFT IP核來實現(xiàn)，保證數(shù)據(jù)處理的連續(xù)性。

圖4是圖3中濾波模塊前面分段控制及補零模塊的時序示意圖，當(dāng)每個分段中數(shù)據(jù)長度大于補零長度，即每個分段中的數(shù)據(jù)長度長過濾波器時域響應(yīng)的長度時，每個子帶只需要兩個頻域濾波處理模塊交替運算即可實現(xiàn)連續(xù)的數(shù)據(jù)處理。否則需要相應(yīng)的增加處理模塊的數(shù)量，具體需要使用多少個分段處理模塊還需要結(jié)合實際情況下的具體數(shù)據(jù)來分析。

圖5是圖1中多輸入并行分級加法模塊的實現(xiàn)框圖。具體為，將B個子帶的輸入結(jié)果進行分組，使得B分解為2的次冪的和，即Max(i)表示所有i的最大值，因此分級加法最大級數(shù)為i，即實現(xiàn)上最多經(jīng)過i個時鐘周期就可以獲得連續(xù)輸出的B個子帶相加的結(jié)果。對于小于i的分組，需要使用寄存器對分組數(shù)據(jù)進行緩存，即通過寄存器將該分組補齊到i級，從而保證所有分組經(jīng)歷相同的延時。

圖6是圖3中濾波器模塊使用的XILINX FFT/IFFT IP核及根據(jù)UFMC同一子帶共用濾波器的特點，設(shè)計的多輸出RAM，其工作原理為：用戶使用XILINX FFT IP核將濾波器時域響應(yīng)變換到頻域，通過RAM的DINA口存儲到RAM中，由于分段濾波過程中，F(xiàn)IR1，F(xiàn)IR2……FIRm，相差固定間隔，即L_seg，因此本發(fā)明設(shè)計的多輸出RAM模塊輸出DOUTB口輸出的也是同一序列，但間隔為L_seg。通過上述方法可以節(jié)省一部分處理資源。

本發(fā)明提供了一種FPGA上的UFMC的頻域?qū)崿F(xiàn)方法，解決了UFMC中直接使用點數(shù)較大的IDFT IP核時需要補零的數(shù)量較多，從而導(dǎo)致處理時延大的問題，另外，在濾波處理是采用分段卷積方法，且對分段點數(shù)進行了合理的選擇，從而降低了濾波處理的復(fù)雜度，子帶求和使用了一種并行多輸入分級加法模塊，該模塊主要由帶截位的兩輸入加法器模塊和寄存器組成，能夠較快的獲得同時產(chǎn)生的多個子帶數(shù)值之和。

最后說明的是，以上優(yōu)選實施例僅用以說明本發(fā)明的技術(shù)方案而非限制，盡管通過上述優(yōu)選實施例已經(jīng)對本發(fā)明進行了詳細的描述，但本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，可以在形式上和細節(jié)上對其作出各種各樣的改變，而不偏離本發(fā)明權(quán)利要求書所限定的范圍。