本申請要求2015年8月19日遞交的第10201506538r號新加坡專利申請案的在先申請優(yōu)先權(quán)，該在先申請的全部內(nèi)容以引入的方式并入本文本中。

本發(fā)明大體上涉及用于無線局域網(wǎng)(wirelesslocalareanetwork，wlan)系統(tǒng)的接收器設(shè)計(jì)，更具體地，涉及用于減少正交頻分復(fù)用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)接收器中的相鄰信道干擾(adjacentchannelinterference，aci)的方法和設(shè)備，以提高wlan接收信號的質(zhì)量。

背景技術(shù)：

ofdm系統(tǒng)中存在aci，這極大地影響了wlan接收信號的質(zhì)量。在用于減少ofdm接收器中的aci的一種現(xiàn)有方法中，aci在頻域估計(jì)并在時(shí)域消除。具體地，aci通過獲得帶外子載波在快速傅里葉變換(fastfouriertransform，fft)過程之后計(jì)算。隨后，所計(jì)算的干擾通過快速傅里葉反變換(inversefastfouriertransform，ifft)轉(zhuǎn)換回時(shí)域并從模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-digitalconverter，adc)的輸出中扣除。

這種方法的一個(gè)問題是aci的估計(jì)由于實(shí)施損耗導(dǎo)致而不準(zhǔn)確，因?yàn)閍ci的估計(jì)是ofdm接收器在隨后的一級中完成的，并涉及來自若干不同模塊的輸出。這里，隨后的一級是指由ofdm接收器中的firlpf之后的模塊進(jìn)行的任何階段/過程。當(dāng)aci的估計(jì)的不準(zhǔn)確性足夠大時(shí)，可能導(dǎo)致發(fā)散。這種方法的另一個(gè)問題是在減少aci的過程期間，不斷地使用反饋信號的估計(jì)可能導(dǎo)致穩(wěn)定性問題，例如，匯聚或發(fā)散問題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為準(zhǔn)確和穩(wěn)定地減少ofdm接收器中的aci，本發(fā)明實(shí)施例提供的技術(shù)是在初始階段，即，在使用firlpf進(jìn)行濾波的過程中，減少ofdm接收器中的aci，而現(xiàn)有方法是在后期階段減少ofdm接收器中的aci。因此，可以克服現(xiàn)有方法中由于實(shí)施損耗而導(dǎo)致的aci估計(jì)的不準(zhǔn)確性。此外，由于在本發(fā)明實(shí)施例中，在減少aci的過程中不使用反饋信號的估計(jì)，本發(fā)明消除了現(xiàn)有方法面臨的穩(wěn)定性問題。

根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供了一種用于減少ofdm接收器中的aci的方法。所述方法包括：

基于初始信號帶寬，處理由所述ofdm接收器接收的幀的前導(dǎo)碼的第一部分；

根據(jù)從所述幀的所述前導(dǎo)碼的所述第一部分解碼的信號來確定最終信號帶寬；

基于所述最終信號帶寬，從多個(gè)可用firlpf中選擇有限脈沖響應(yīng)低通濾波器(finiteimpulseresponselowpassfilter，firlpf)，以從所述ofdm接收器即將接收的所述前導(dǎo)碼的剩余部分的信號及所述幀的數(shù)據(jù)部分中消除相鄰信道干擾；以及確定快速傅里葉變換(fastfouriertransform，fft)點(diǎn)的數(shù)量，以對所述前導(dǎo)碼的所述剩余部分的信號及所述幀的所述數(shù)據(jù)部分進(jìn)行fft。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述方法還包括在確定所述最終信號帶寬之前確定所述初始信號帶寬的過程，所述過程包括：計(jì)算在多個(gè)預(yù)定帶寬上分別進(jìn)行的多個(gè)lpf中的每一個(gè)的輸出功率，以及基于針對所述多個(gè)lpf中的每一個(gè)的所述計(jì)算的輸出功率來確定所述初始信號帶寬。優(yōu)選地，在本實(shí)施例的一個(gè)示例中，所述多個(gè)預(yù)定帶寬包括四個(gè)不同的20mhz帶寬。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述處理由所述ofdm接收器接收的幀的前導(dǎo)碼的第一部分包括：

基于所述初始信號帶寬，從所述多個(gè)可用firlpf中選擇firlpf，以從所述ofdm接收器接收的所述幀的所述前導(dǎo)碼的所述第一部分的信號中消除相鄰信道干擾；以及確定fft點(diǎn)的數(shù)量，以對所述幀的所述前導(dǎo)碼的所述第一部分的所述信號進(jìn)行fft。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述方法還包括：

在確定所述最終信號帶寬之后，調(diào)整從所述firlpf輸出的每個(gè)信號的時(shí)延，使得從不同firlpf輸出的信號在執(zhí)行fft之后通過使用緩沖器實(shí)現(xiàn)群時(shí)延的對準(zhǔn)以確保子載波的對準(zhǔn)。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述方法還包括：在確定所述最終信號帶寬之后，調(diào)整從所述firlpf輸出的每個(gè)信號的增益以對準(zhǔn)從不同firlpf輸出的信號的增益。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述方法還包括：識別所述接收幀中的每個(gè)ofdm符號的邊界，以將從所述firlpf輸出的信號對準(zhǔn)到關(guān)聯(lián)ofdm符號；以及估計(jì)每個(gè)已對準(zhǔn)信號的時(shí)間/頻率漂移并基于所述估計(jì)的時(shí)間/頻率漂移來校正所述每個(gè)已對準(zhǔn)信號。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述方法還包括：

數(shù)字前端(digitalfrontend，dfe)響應(yīng)fft后校正模塊通過將每個(gè)子載波乘以預(yù)定標(biāo)量來調(diào)整fft進(jìn)行之后的每個(gè)子載波的增益。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述方法還包括：

調(diào)整所述每個(gè)子載波的增益之后，對所述調(diào)整后的信號依次進(jìn)行均衡過程、星座解映射和相位/頻率補(bǔ)償過程、對數(shù)似然比(log-likelihoodratio，llr)生成過程和解碼過程，以獲得所述調(diào)整后的信號的解碼比特。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述多個(gè)可用firlpf包括20mhz的firlpf、40mhz的firlpf、80mhz的firlpf和160mhz的firlpf。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，根據(jù)以下選擇fft算法的所述fft點(diǎn)的數(shù)量：

如果所述最終信號帶寬為20mhz，則選擇64*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；如果所述最終信號帶寬為40mhz，則選擇128*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；如果所述最終信號帶寬為80mhz，則選擇256*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；以及如果所述最終信號帶寬為160mhz，則選擇512*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量，其中n為精度。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于減少ofdm接收器中的aci的設(shè)備。所述設(shè)備包括：

最終信號帶寬檢測模塊，用于基于從由所述ofdm接收器接收的幀的前導(dǎo)碼的第一部分解碼的信號來確定最終信號帶寬，其中所述幀的所述前導(dǎo)碼的所述第一部分由所述ofdm接收器基于初始信號帶寬來處理；

有限脈沖響應(yīng)低通濾波器(finiteimpulseresponselowpassfilter，firlpf)模塊，用于基于來自所述多個(gè)可用firlpf的所述最終信號帶寬選擇firlpf，以從所述前導(dǎo)碼的剩余部分的信號及所述幀的數(shù)據(jù)部分中消除相鄰信道干擾，所述前導(dǎo)碼的所述剩余部分的所述信號及所述幀的數(shù)據(jù)部分將由所述ofdm接收器接收；以及

快速傅里葉變換(fastfouriertransform，fft)模塊，用于基于所述最終信號帶寬選擇fft點(diǎn)的數(shù)量，以對所述前導(dǎo)碼的所述剩余部分的所述信號及所述幀的所述數(shù)據(jù)部分進(jìn)行fft。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述設(shè)備還包括初始信號帶寬檢測模塊，用于：計(jì)算在多個(gè)預(yù)定帶寬上分別進(jìn)行的多個(gè)lpf中的每一個(gè)的輸出功率；以及基于針對所述多個(gè)lpf中的每一個(gè)的所述計(jì)算的輸出功率來確定初始信號帶寬。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述firlpf模塊還用于基于所述初始信號帶寬從所述多個(gè)可用firlpf中選擇firlpf，以從所述ofdm接收器接收的所述幀的所述前導(dǎo)碼的所述第一部分的信號中消除相鄰信道干擾；以及

所述快速傅里葉變換(fastfouriertransform，fft)模塊還用于基于所述初始信號帶寬選擇fft點(diǎn)的數(shù)量，以對所述幀的所述前導(dǎo)碼的所述第一部分的所述信號進(jìn)行fft。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述設(shè)備還包括時(shí)延對準(zhǔn)模塊，所述時(shí)延對準(zhǔn)模塊用于調(diào)整從所述firlpf模塊輸出的每個(gè)信號的時(shí)延，使得從不同firlpf輸出的信號在被所述fft模塊處理后通過使用緩沖器以實(shí)現(xiàn)群時(shí)延的對準(zhǔn)以確保子載波的對準(zhǔn)。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述設(shè)備還包括增益補(bǔ)償模塊，所述增益補(bǔ)償模塊用于調(diào)整從所述firlpf模塊輸出的每個(gè)信號的增益，以對準(zhǔn)從所述firlpf模塊中的不同firlpf輸出的信號的增益。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述設(shè)備還包括前導(dǎo)碼同步模塊，所述前導(dǎo)碼同步模塊用于識別所述接收幀中的每個(gè)ofdm符號的邊界，以將從所述firlpf輸出的每個(gè)信號對準(zhǔn)到關(guān)聯(lián)ofdm符號；以及時(shí)間/頻率漂移補(bǔ)償模塊，所述時(shí)間/頻率漂移補(bǔ)償模塊用于估計(jì)所述前導(dǎo)碼同步模塊輸出的每個(gè)信號的時(shí)間/頻率漂移并基于所述估計(jì)的時(shí)間/頻率漂移來校正所述每個(gè)信號。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述設(shè)備還包括數(shù)字前端(digitalfrontend，dfe)響應(yīng)fft后校正模塊，所述dfe響應(yīng)fft后校正模塊用于通過將每個(gè)子載波乘以預(yù)定標(biāo)量來調(diào)整從所述fft模塊輸出的每個(gè)子載波的增益。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述設(shè)備還包括均衡器，所述均衡器用于對從針對信道的所述dfe響應(yīng)fft后校正模塊輸出的信號進(jìn)行校正；

星座解映射模塊，用于將從所述均衡器輸出的信號變?yōu)閜sk或qam星座；

相位/頻率補(bǔ)償模塊，用于校正所述psk或qam星座的相位誤差；

對數(shù)似然比(log-likelihoodratio，llr)生成模塊，用于將所述相位校正的psk或qam星座轉(zhuǎn)換為llr；以及

fec解碼器，用于對從所述llr生成模塊輸出的信號進(jìn)行解碼。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述多個(gè)可用firlpf包括20mhz的firlpf、40mhz的firlpf、80mhz的firlpf和160mhz的firlpf。

在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，所述fft模塊還用于進(jìn)行以下操作：

如果所述最終信號帶寬為20mhz，則選擇64*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；如果所述最終信號帶寬為40mhz，則選擇128*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；如果所述最終信號帶寬為80mhz，則選擇256*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；以及如果所述最終信號帶寬為160mhz，則選擇512*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量，其中n為精度。

附圖說明

將參考附圖詳細(xì)描述本發(fā)明，在附圖中：

圖1是根據(jù)本發(fā)明一項(xiàng)實(shí)施例的ofdm接收器的框圖；

圖2a至2c示出了根據(jù)本發(fā)明一項(xiàng)實(shí)施例的圖示一種用于減少ofdm接收器中的aci的方法的各種流程圖；以及

圖3a至圖3f分別示出了圖示初始信號帶寬檢測模塊、firlpf模塊、前導(dǎo)碼同步模塊、時(shí)延對準(zhǔn)模塊、增益補(bǔ)償模塊和dfe響應(yīng)fft后校正模塊的框圖。

具體實(shí)施方式

下文描述中陳述許多具體細(xì)節(jié)，以對本發(fā)明各實(shí)施例進(jìn)行通徹理解。然而，本領(lǐng)域熟練技術(shù)人員將理解，可以在不具有這些具體細(xì)節(jié)中的一些或全部的情況下實(shí)踐本發(fā)明的實(shí)施例。應(yīng)理解，本文中所用的術(shù)語僅僅是出于描述特定實(shí)施例的目的，并且并不打算限制本發(fā)明的范圍。在附圖中，相同參考標(biāo)號在若干視圖中始終指代相同或相似功能性或特征。

本發(fā)明實(shí)施例提出減少ofdm接收器中的aci，以在存在aci的情況下提高wlan接收信號的質(zhì)量。

圖1是根據(jù)本發(fā)明一實(shí)施例的ofdm接收器100的框圖。如圖1所示，在本實(shí)施例中，ofdm接收器100包括初始信號帶寬檢測模塊101、有限脈沖響應(yīng)低通濾波器(finiteimpulseresponselowpassfilter，firlpf)模塊102、時(shí)延對準(zhǔn)模塊103、增益補(bǔ)償模塊104、前導(dǎo)碼同步模塊105、時(shí)間/頻率漂移補(bǔ)償模塊106、快速傅里葉變換(fastfouriertransform，fft)模塊107，數(shù)字前端(digitalfrontend，dfe)響應(yīng)fft后校正模塊108、均衡器109、星座解映射和相位/頻率補(bǔ)償模塊110、對數(shù)似然比(log-likelihoodratio，llr)生成模塊111、前向糾錯(cuò)(forwarderrorcorrecting，fec)解碼器112和最終信號帶寬檢測模塊113。

初始信號帶寬檢測模塊101用于從模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-to-digitalconverter，adc)接收輸入信號并計(jì)算在多個(gè)不同20mhz帶寬上分別進(jìn)行的多個(gè)低通濾波器(lowpassfilter，lpf)中的每一個(gè)的輸出功率以確定初始信號帶寬。在本實(shí)施例的一個(gè)示例中，多個(gè)lpf包括如圖3a所示的四個(gè)lpf。計(jì)算四個(gè)lpf中的每一個(gè)的平均輸出功率，并將其用于確定占用哪個(gè)20mhz信道。因此，可以確定初始信號帶寬。

firlpf模塊102用于：從adc接收輸入信號；基于在最終信號帶寬檢測模塊113確定最終信號帶寬之前由初始信號帶寬檢測模塊102確定的初始信號帶寬或者基于最終信號帶寬檢測模塊113確定的最終信號帶寬，從多個(gè)可用firlpf中選擇firlpf；隨后從所接收的輸入信號中消除相鄰信道干擾，例如干擾信號和/或噪聲。在本實(shí)施例的一個(gè)示例中，多個(gè)可用firlpf包括20mhz的firlpf、40mhz的firlpf、80mhz的firlpf和160mhz的firlpf。

時(shí)延對準(zhǔn)模塊103用于通過使用緩沖器來調(diào)整從firlpf模塊102輸出的每個(gè)信號的時(shí)延，使得從firlpf模塊102中的不同firlpf輸出的信號以實(shí)現(xiàn)群時(shí)延的對準(zhǔn)以確保子載波，即i和q信號，在被fft模塊107處理之后也被對準(zhǔn)。

增益補(bǔ)償模塊104用于調(diào)整從firlpf模塊102輸出的每個(gè)信號的增益，以對準(zhǔn)從firlpf模塊102中的不同firlpf輸出的信號的增益。

在本實(shí)施例中，增益補(bǔ)償模塊104用于在時(shí)延對準(zhǔn)模塊103進(jìn)行時(shí)延對準(zhǔn)過程后進(jìn)行增益補(bǔ)償過程。應(yīng)當(dāng)理解，在本發(fā)明其它實(shí)施例中，增益補(bǔ)償模塊104可用于在時(shí)延對準(zhǔn)模塊13進(jìn)行時(shí)延對準(zhǔn)過程之前進(jìn)行增益補(bǔ)償過程，只要時(shí)延對準(zhǔn)過程不影響每個(gè)信號的經(jīng)調(diào)整的增益。

前導(dǎo)碼同步模塊105用于識別所述接收幀中的每個(gè)ofdm符號的邊界，以將從所述firlpf模塊102輸出的每個(gè)信號對準(zhǔn)到關(guān)聯(lián)ofdm符號。

時(shí)間/頻率漂移補(bǔ)償模塊106用于估計(jì)從所述前導(dǎo)碼同步模塊105輸出的每個(gè)信號的時(shí)間/頻率漂移并基于所估計(jì)的時(shí)間/頻率漂移來校正每個(gè)信號。

fft模塊107用于基于在最終信號帶寬檢測模塊113確定最終信號帶寬之前由初始信號帶寬檢測模塊102確定的初始信號帶寬或者基于由最終信號帶寬檢測模塊113確定的最終信號帶寬，為fft算法選擇快速傅里葉變換(fastfouriertransform，fft)點(diǎn)的數(shù)量。fft模塊107還用于基于所選擇的fft點(diǎn)的數(shù)量對ofdm接收器100即將接收的前導(dǎo)碼的剩余部分的信號及幀的數(shù)據(jù)部分進(jìn)行fft。

在本實(shí)施例的一個(gè)示例中，所述fft模塊107還用于進(jìn)行以下操作：如果所述最終信號帶寬為20mhz，則選擇64*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；如果所述最終信號帶寬為40mhz，則選擇128*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；如果所述最終信號帶寬為80mhz，則選擇256*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；以及如果所述最終信號帶寬為160mhz，則選擇512*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量，其中n為精度。

數(shù)字前端(digitalfrontend，dfe)響應(yīng)fft后校正模塊108用于通過將每個(gè)子載波乘以預(yù)定標(biāo)量來調(diào)整從所述fft模塊107輸出的每個(gè)子載波的增益。

均衡器109連接到dfe響應(yīng)fft后校正模塊108并用于校正從dfe響應(yīng)fft后校正模塊108輸出的信號。例如，均衡器109可用于減少傳輸從adc接收的信號的信道的多路徑失真效應(yīng)。

星座解映射和相位/頻率補(bǔ)償模塊模塊110用于將從均衡器109輸出的信號變?yōu)橄嘁奇I控(phase-shiftkeying，psk)或正交幅度調(diào)制(quadratureamplitudemodulation，qam)星座并校正psk或qam星座的相位誤差。

對數(shù)似然比(log-likelihoodratio，llr)生成模塊111用于將所述相位校正的psk或qam星座轉(zhuǎn)換為llr。

前向糾錯(cuò)(forwarderrorcorrecting，fec)解碼器112用于對從llr生成模塊111輸出的信號進(jìn)行解碼。fec解碼器112可為根據(jù)wifi標(biāo)準(zhǔn)和規(guī)范的維特比解碼器或低密度奇偶校驗(yàn)(low-densityparity-check，ldpc)解碼器。

最終信號帶寬檢測模塊113用于基于fec解碼器112從ofdm接收器100接收的幀的前導(dǎo)碼中解碼的信號來檢測最終信號帶寬。

應(yīng)當(dāng)注意，由于均衡器109、星座解映射和相位/頻率補(bǔ)償模塊110、llr生成模塊111和fec解碼器112所進(jìn)行的功能/過程是已知的或者具有本領(lǐng)域等效已知的模塊，故在這里不詳細(xì)描述。

盡管在本實(shí)施例中，從adc接收的每個(gè)輸入信號將由上述模塊按照如圖1a所示的順序處理，但是本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，可以修改所述處理順序?？梢允÷运鲞^程的一部分。例如，在確定最終信號帶寬之前，可以為每個(gè)輸入信號省略由時(shí)延對準(zhǔn)模塊103、增益補(bǔ)償模塊104和dfe響應(yīng)fft后校正模塊108進(jìn)行的處理，因?yàn)檫@些模塊的處理僅在當(dāng)最終信號帶寬不同于初始信號帶寬，或當(dāng)存在帶寬變化時(shí)才有必要。

圖2a至2c示出了根據(jù)本發(fā)明一項(xiàng)實(shí)施例的圖示一種用于減少ofdm接收器中的aci的方法200的各流程圖。為減少ofdm接收器中的aci，基于從由ofdm接收器接收的幀的前導(dǎo)碼中解碼的信號來確定最終信號帶寬，然后基于所確定的最終信號帶寬來選擇firlpf，以從即將從adc接收的輸入信號中消除相鄰信道干擾，以及基于所確定的最終信號帶寬來相應(yīng)地選擇對即將從adc接收的幀的剩余前導(dǎo)碼部分和數(shù)據(jù)部分的輸入信號進(jìn)行的fft算法。

在本實(shí)施例中，在確定最終信號帶寬之前，將根據(jù)如圖2a和2b所示的步驟201至207中的步驟來處理從adc接收的輸入信號的每一個(gè)。在確定最終信號帶寬之后，將根據(jù)如圖2a和2c所示的步驟208至215中的步驟處理接收的輸入信號的每一個(gè)。對于在確定最終信號帶寬之前接收的輸入信號，省略由時(shí)延對準(zhǔn)模塊103、增益補(bǔ)償模塊104和dfe響應(yīng)fft后校正模塊108進(jìn)行的處理。

在步驟201中，基于從adc接收的輸入信號來確定初始信號帶寬。此步驟的目的是估計(jì)aci消除之前的信號帶寬。這意味著初始信號帶寬可能包括輸入信號和aci兩者。

具體地，接收器100中的初始信號帶寬檢測模塊101從模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-to-digitalconverter，adc)接收輸入信號。初始信號帶寬檢測模塊101計(jì)算在多個(gè)不同的20mhz帶寬上分別進(jìn)行的多個(gè)低通濾波器(lowpassfilter，lpf)中的每一個(gè)的輸出功率以確定初始信號帶寬進(jìn)行。

在本實(shí)施例的一個(gè)示例中，多個(gè)lpf包括四個(gè)lpf，計(jì)算四個(gè)lpf中的每一個(gè)的平均輸出功率并將其用于確定占用哪個(gè)20mhz帶寬信道。因此，可以確定初始信號帶寬。

在步驟202中，firlpf模塊102基于由初始信號帶寬檢測模塊102確定的初始信號帶寬從多個(gè)可用firlpf中選擇適當(dāng)firlpf，以從adc接收的每個(gè)信號中消除相鄰信道干擾。

在本實(shí)施例的一個(gè)示例中，所述多個(gè)可用firlpf包括20mhz的firlpf、40mhz的firlpf、80mhz的firlpf和160mhz的firlpf。20mhz、40mhz，80mhz和160mhz帶寬的四個(gè)firlpf在adc之后實(shí)施，但在任何時(shí)間只使用一個(gè)firlpf。實(shí)施20mhz/40mhz/80mhz/160mhz的并發(fā)濾波器的目的是可以無縫地實(shí)現(xiàn)帶寬變化。

參考圖3b，所選擇的firlpf可以根據(jù)以下等式來處理輸入信號：

yi(t)＝∑nxi(t-n)c(n)(1)

yq(t)＝∑nxq(t-n)c(n)(2)

其中xi(t-n)和xq(t-n)分別是指時(shí)間t時(shí)的輸入i和q信號，將輸入i和q信號延遲n，c(n)是n的系數(shù)。n是{1,2,…,total_number_coefficients}。yi(t)和yq(t)分別是指時(shí)間t時(shí)的輸出i和q信號。

為20mhz、40mhz、80mhz和160mhz帶寬中的每一個(gè)規(guī)定了的一組系數(shù)c(n)。初始信號帶寬將用于確定將使用哪組系數(shù)。

在步驟203中，參考圖3c，前導(dǎo)碼同步模塊105識別接收到的幀中的每個(gè)ofdm符號的邊界，以將從增益補(bǔ)償模塊104輸出的每個(gè)信號對準(zhǔn)到關(guān)聯(lián)ofdm符號。

在步驟204中，時(shí)間/頻率漂移補(bǔ)償模塊106估計(jì)從所述前導(dǎo)碼同步模塊105輸出的每個(gè)已對準(zhǔn)信號的時(shí)間/頻率漂移并基于所估計(jì)的時(shí)間/頻率漂移來校正每個(gè)已對準(zhǔn)信號。

在步驟205中，fft模塊107基于初始信號帶寬選擇用于fft算法的fft點(diǎn)的數(shù)量并基于所選擇的fft點(diǎn)的數(shù)量對從時(shí)間/頻率漂移補(bǔ)償模塊106輸出的信號進(jìn)行fft。

在本實(shí)施例的一個(gè)示例中，fft模塊107根據(jù)以下來確定fft點(diǎn)的數(shù)量：如果初始信號帶寬為20mhz，則選擇64*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；如果初始信號帶寬為40mhz，則選擇128*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；如果初始信號帶寬為80mhz，則選擇256*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；以及如果最終信號帶寬為160mhz，則選擇512*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量，其中n為精度。

在步驟206中，從fft模塊107輸出的每個(gè)信號由fft模塊107處理之后，依次由均衡器109進(jìn)行均衡過程、由星座解映射和相位/頻率補(bǔ)償模塊110進(jìn)行星座解映射相位/頻率補(bǔ)償過程、由對數(shù)似然比(log-likelihoodratio，llr)生成模塊111進(jìn)行對數(shù)似然比(log-likelihoodratio，llr)生成過程和由fec解碼器112進(jìn)行解碼過程，以獲得每個(gè)信號的經(jīng)解碼比特。

在步驟207中，最終信號帶寬檢測模塊113根據(jù)fec解碼器112從ofdm接收器100接收的幀的前導(dǎo)碼中解碼的信號來確定最終信號帶寬。

在步驟208中，firlpf模塊102基于由最終信號帶寬檢測模塊113確定的最終信號帶寬從多個(gè)可用firlpf中選擇firlpf，以從即將從adc接收的每個(gè)信號中消除相鄰信道干擾。

在步驟209中，時(shí)延對準(zhǔn)模塊103調(diào)整從firlpf模塊102輸出的每個(gè)信號的時(shí)延，使得從firlpf模塊102中的不同firlpf輸出的信號通過使用緩沖器實(shí)現(xiàn)群時(shí)延的對準(zhǔn)以確保子載波，即信號i和q，在被fft模塊107處理之后也被對準(zhǔn)。

參考圖3d，在本發(fā)明實(shí)施例的一個(gè)示例中，從20mhz/40mhz/80mhz/160mhzfirlpf輸出的信號通過使用緩沖器實(shí)現(xiàn)群時(shí)延的對準(zhǔn)。

假設(shè)初始信號帶寬為40mhz，最長時(shí)延為n1＝1至n1，使用系數(shù)c1(n)

yi(t)＝∑n1xi(t-n1)c1(n1)(3)

假設(shè)最終帶寬為20mhz，最長時(shí)延為n2＝1至n2，使用系數(shù)c2(n)

yi(t)＝∑n2xi(t-n2)c2(n2)(4)

然后，根據(jù)基于等式(5)中所示的標(biāo)準(zhǔn)選擇的兩個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)延參考d1和d2來調(diào)整每個(gè)輸入信號的時(shí)延：

如果n2>＝n1，選擇d1；

如果n2<n1，選擇d2。(5)

然后，將根據(jù)等式(6)或(7)生成從時(shí)延對準(zhǔn)模塊103輸出的信號：

yi(t)＝∑n1xi(t-n1-d1)c1(n1)(6)

yi(t)＝∑n2xi(t-n2-d2)c2(n2)(7)

在步驟210中，增益補(bǔ)償模塊104調(diào)整從firlpf模塊102輸出的每個(gè)信號的增益，以對準(zhǔn)從firlpf模塊102中的不同firlpf輸出的信號的增益。

圖3e是圖示由增益補(bǔ)償模塊104進(jìn)行的過程的框圖。增益補(bǔ)償?shù)哪康氖钱?dāng)作出帶寬改變時(shí)，即，最終信號帶寬與初始信號帶寬時(shí)，改變從firlpf輸出的信號的增益，使得從fft模塊107輸出的每個(gè)信號的增益對應(yīng)于最終信號帶寬的增益。

例如，如果所確定的帶寬從40mhz(初始信號帶寬)變?yōu)?0mhz(最終信號帶寬)，則對于40mhz的firlpf，增益為g1，而對于20mhz的firlpf，增益為g2。因此，從20mhz的firlpf輸出的每個(gè)信號乘以g1/g2。

在步驟211中，前導(dǎo)碼同步模塊105識別接收幀中的每個(gè)ofdm符號的邊界，以將從增益補(bǔ)償模塊104輸出的每個(gè)信號對準(zhǔn)到關(guān)聯(lián)ofdm符號。

在步驟212中，時(shí)間/頻率漂移補(bǔ)償模塊106估計(jì)從前導(dǎo)碼同步模塊105輸出的每個(gè)對準(zhǔn)的信號的時(shí)間/頻率漂移并基于所估計(jì)的時(shí)間/頻率漂移來校正從前導(dǎo)碼同步模塊105輸出的每個(gè)已對準(zhǔn)信號。

在步驟213中，fft模塊107基于最終信號帶寬選擇用于fft算法的fft點(diǎn)的數(shù)量并基于所選擇的fft點(diǎn)的數(shù)量對從時(shí)間/頻率漂移補(bǔ)償模塊106輸出的信號進(jìn)行fft。

在本實(shí)施例的一個(gè)示例中，fft模塊107根據(jù)以下來確定fft點(diǎn)的數(shù)量：

如果所述最終信號帶寬為20mhz，則選擇64*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；如果所述最終信號帶寬為40mhz，則選擇128*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；如果所述最終信號帶寬為80mhz，則選擇256*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量；以及如果所述最終信號帶寬為160mhz，則選擇512*n作為所述fft點(diǎn)的數(shù)量，其中n為精度。

在步驟214中，參考圖3f，數(shù)字前端(digitalfrontend，dfe)響應(yīng)fft后校正模塊108通過將每個(gè)子載波乘以預(yù)定標(biāo)量來調(diào)整從fft模塊107輸出的每個(gè)子載波，即每個(gè)子載波的i和q信號的增益。應(yīng)當(dāng)注意，在本實(shí)施例中，dfe是指firlpf模塊102、時(shí)延對準(zhǔn)模塊103和增益補(bǔ)償模塊104。

在步驟215中，從dfe響應(yīng)fft后校正模塊108輸出的每個(gè)信號依次由均衡器109進(jìn)行均衡過程、由星座解映射和相位/頻率補(bǔ)償模塊110進(jìn)行星座解映射相位/頻率補(bǔ)償過程、由對數(shù)似然比(log-likelihoodratio，llr)生成模塊111進(jìn)行對數(shù)似然比(log-likelihoodratio，llr)生成過程和由fec解碼器112進(jìn)行解碼過程，以獲得每個(gè)信號的經(jīng)解碼比特。

根據(jù)上面描述的本發(fā)明實(shí)施例，本發(fā)明的目的是基于從由ofdm接收器接收的幀的前導(dǎo)碼的第一部分解碼的信號確定的最終信號帶寬來調(diào)整用于處理從adc接收的信號的firlpf和fft。因此，可以獲得更準(zhǔn)確的帶寬截止以從由ofdm接收器即將接收的前導(dǎo)碼的剩余部分的信號及幀的數(shù)據(jù)部分中消除/減少aci。在本發(fā)明實(shí)施例中，在前級中，即在使用firlpf進(jìn)行濾波的過程中，在ofdm接收器中消除aci，因此可以克服由于現(xiàn)有方法中的實(shí)施損耗而導(dǎo)致的aci估計(jì)的不準(zhǔn)確性。另外，由于在消除/減少aci的過程中不使用反饋信號，本發(fā)明也消除了現(xiàn)有方法所面臨的穩(wěn)定性問題。

應(yīng)當(dāng)理解，實(shí)施例中的每個(gè)模塊可以是由電路的一部分制成的模塊。因此，ofdm接收器100可以由集成電路實(shí)施。

應(yīng)理解，上文描述的實(shí)施例和特征應(yīng)被視為示例性的且不具有限制性。例如，上述實(shí)施例可以彼此組合使用。本領(lǐng)域熟練技術(shù)人員根據(jù)對本說明書的考量和對本發(fā)明的實(shí)踐將清楚許多其它實(shí)施例。因此，本發(fā)明的范圍應(yīng)該通過參考所附權(quán)利要求書以及此類權(quán)利要求書所授予的等效物的完整范圍來確定。此外，出于描述明確性的目的使用了某些術(shù)語且這些術(shù)語不會限制本發(fā)明的所揭示實(shí)施例。