本發(fā)明涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種大規(guī)模MIMO信道估計方法和系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

隨著大容量、高速無線通信需求的飛速增長，未來無線通信系統(tǒng)必須具有大容量、高速率、以及高可靠性的特性。為了實現(xiàn)這一目標，研究人員己經(jīng)進行了大量研究，從不同角度提高信道傳輸?shù)淖杂啥?，利用時間、頻率、空間、以及編碼等物理層資源，挖掘提升信道傳輸容量的增長點。大規(guī)模MIMO系統(tǒng)由于能提供更多的信道傳輸自由度，可以提供更大的信道傳輸容量，成為當今重要的研究熱點。

然而，由于大規(guī)模MIMO系統(tǒng)提供的等效子信道數(shù)目遠遠多于傳統(tǒng)通信系統(tǒng)，需要估計的信道參數(shù)也隨之猛增，導致信道估計難度急劇增大。單一導頻估計技術(shù)應用在大規(guī)模MIMO系統(tǒng)中，出現(xiàn)導頻符號占用信道資源過多而沒有足夠的信道資源傳輸數(shù)據(jù)符號的技術(shù)難題。盲估計方法不發(fā)送導頻符號，僅依據(jù)接收到的數(shù)據(jù)符號進行的信道估計。利用數(shù)據(jù)符號本身固有的一些特征，進行信道估計?？梢粤舫鲎銐虻男诺蕾Y源傳輸數(shù)據(jù)符號。然而，盲估計在MIMO系統(tǒng)中會出現(xiàn)估計模糊造成估計精度不高，無法滿足實際中的移動通信系統(tǒng)需求。

為了消除導頻估計和盲估計的不足，利用導頻符號高度相關(guān)性和數(shù)據(jù)符號統(tǒng)計特性的半盲信道估計方法已經(jīng)被提出。EVD-ILSP(特征值分解-循環(huán)迭代)方法中，首先，通過EVD方法利用各用戶間近似正交的信道、噪聲、數(shù)據(jù)符號以及各個用戶不同的大尺度路徑衰落值，利用求矩陣特征值方法，獲得EVD估計值。然后，再通過ILSP(循環(huán)迭代)方法對EVD方法引入的色噪聲以及系統(tǒng)本身固有的色噪聲進行白化處理，進一步提升估計精度。然而，在該方法中，用于消除用戶位置模糊的導頻矩陣只是一維的，每個用戶只能獲得一個導頻符號，其效果很有限。另外，該導頻矩陣的用途也沒有被進一步的挖掘。最后，ILSP方法在進一步提升估計精度上的潛力也沒有被進一步發(fā)現(xiàn)和利用。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是大規(guī)模MIMO系統(tǒng)中估計參數(shù)眾多，單一的采用EVD-ILSP方法無法進一步提升信道估計精度的問題，提供一種大規(guī)模MIMO信道估計方法和系統(tǒng)。

為解決上述問題，本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的：

一種大規(guī)模MIMO信道估計方法，具體包括如下步驟：

步驟1.用戶向基站發(fā)送包括數(shù)據(jù)和導頻的幀信號；

步驟2.基站對接收到的數(shù)據(jù)即接收數(shù)據(jù)進行特征值分解，得到各用戶的初始信道估計值；

步驟3.基站根據(jù)接收到的導頻即接收導頻和預先存儲在基站中的真實導頻計算各用戶的模糊因子；

步驟4.基站將步驟2得到的初始信道估計值與步驟3得到的模糊因子相乘，得到各用戶的信道估計值；

步驟5.基站將信道估計值作為已知量，并采用最小二乘法對接收數(shù)據(jù)進行檢測，得到發(fā)送數(shù)據(jù)估計值；

步驟6.基站將發(fā)送數(shù)據(jù)估計值作為已知量，并采用最小二乘法對接收數(shù)據(jù)進行檢測，得到信道的估計值；

步驟7.基站重復步驟5-6，得到循環(huán)迭代K_step次后的信道估計值；K_step為設(shè)定值；

步驟8.基站將步驟7得到的信道估計值作為已知量，并采用最小二乘法對接收導頻進行檢測，得到導頻直接估計值；

步驟9.基站將步驟8得到的導頻直接估計值與預先存儲在基站中的真實導頻相減，得到導頻直接偏移絕對值；

步驟10.基站將步驟7得到的信道估計值減去步驟4得到的信道估計值，得到信道偏移向量；

步驟11.基站將步驟10得到的信道偏移向量與權(quán)值系數(shù)k相乘，得到初始加權(quán)向量；其中k為設(shè)定值；

步驟12.基站將步驟11得到的初始加權(quán)向量中的元素按元素序號進行隨機不重復排列，得到加權(quán)向量；

步驟13.基站將步驟12得到的加權(quán)向量作為權(quán)值與步驟7得到的信道估計值相加，得到加權(quán)信道；

步驟14.基站將步驟12得到的加權(quán)信道作為已知量，采用最小二乘法對接收導頻進行檢測，得到導頻加權(quán)估計值；

步驟15.基站將步驟14得到的導頻加權(quán)估計值與預先存儲在基站中的真實導頻相減，得到導頻加權(quán)偏移絕對值；

步驟16.基站判斷步驟15得到的導頻加權(quán)偏移絕對值減去步驟9得到的導頻直接偏移絕對值的差值是否大于性能提升門限a；如果大于，則當前加權(quán)信道即為最終信道估計值；否則，返回步驟12；其中a為設(shè)定值。

步驟S11中，數(shù)據(jù)在時間上先于導頻發(fā)送。

步驟7中，K_step的取值范圍介于3～20之間。

步驟11中，權(quán)值系數(shù)k的取值范圍介于2.5～3.5之間。

步驟16中，性能提升門限a根據(jù)步驟9所求導頻直接偏移絕對值進行自適應調(diào)整。

步驟16中，性能提升門限a為步驟9所求導頻直接偏移絕對值的1/10～3/10。

實現(xiàn)上述方法的一種大規(guī)模MIMO信道估計系統(tǒng)，由基站和至少1個用戶組成?；景∕IMO天線陣列、雙工模塊、上行射頻接收模塊、上行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊、上行基帶信號處理模塊、下行射頻接收模塊、下行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊、下行基帶信號處理模塊、以及基站控制中心；MIMO天線陣列通過無線信道與用戶連接；MIMO天線陣列與雙工模塊相連；基站控制中心與雙工模塊的控制端連接；上行射頻接收模塊的輸入端連接雙工模塊，上行射頻接收模塊的輸出端經(jīng)由上行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊連接上行基帶信號處理模塊的輸入端，基站控制中心與上行射頻接收模塊和上行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端連接；上行基帶信號處理模塊與基站控制中心相連；下行基帶信號處理模塊與基站控制中心相連；下行基帶信號處理模塊的輸出端經(jīng)由下行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊連接下行射頻接收模塊的輸入端，基站控制中心與下行射頻接收模塊和下行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端連接；下行射頻接收模塊的輸出端連接雙工模塊。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明利用線性信號處理技術(shù)在不改變信道和相關(guān)噪聲統(tǒng)計特性的性質(zhì)的前提下，將復雜的數(shù)據(jù)、噪聲和信道的相關(guān)性分析轉(zhuǎn)化為普通的計算問題，從而在不增加導頻資源消耗的同時顯著提升了信道估計精度。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的信道估計方法流程圖。

圖2為本發(fā)明的信道估計方法帶狀導頻數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)圖。

圖3為本發(fā)明的信道估計系統(tǒng)框圖。

圖4為上行基帶信號處理模塊具體框圖。

圖5為加權(quán)信道生成單元具體框圖。

圖6為本發(fā)明實施例中小區(qū)系統(tǒng)模型圖。

圖7為本發(fā)明實施例中現(xiàn)有方法和本發(fā)明所提方法的均方誤差(MSE)性能仿真比較示意圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合附圖1至附圖7和具體的實施例對本發(fā)明方法和系統(tǒng)的實現(xiàn)做進一步的闡述。需要說明的是，實例中的參數(shù)不影響本發(fā)明的一般性。

一種大規(guī)模MIMO信道估計方法，其估計流程如圖1所示，具體實施過程如下：

S1.求出采用EVD方法估計的信道估計值CHL_evd；包括S11-S14步驟

S11.用戶向基站發(fā)送包括導頻符號和數(shù)據(jù)符號的幀信號。幀信號的幀結(jié)構(gòu)如圖2所示，其中數(shù)據(jù)符號在時間上先于導頻符號發(fā)送，n表示每個用戶的導頻數(shù)量。作為導頻矩陣，同時存儲在用戶和基站中。

S12.基站先接收從用戶發(fā)送過來的數(shù)據(jù)符號矩陣Y_{d_noised}，并對Y_{d_noised}進行EVD分解，得到EVD初始信道估計值U_d。其中，H_li是信道小尺度衰落系數(shù)，D_li是信道大尺度衰落系數(shù)，X_i是各用戶發(fā)射數(shù)據(jù)符號，N_ld是復高斯噪聲矩陣；

S13.基站在接收完用戶數(shù)據(jù)符號矩陣Y_{d_noised}后，繼續(xù)接收用戶導頻矩陣并通過Y_{p_noised}和基站存儲的真實導頻求出各用戶模糊因子

S14.將步驟S12中求得的各用戶初始信道估計值U_d與步驟S13中求得的模糊因子相乘，求出EVD信道估計值CHL_evd，

S2.在步驟S1的基礎(chǔ)上，繼續(xù)求出EVD-ILSP方法的信道估計值CHL_evd-ilsp以及在CHL_evd-ilsp作為已知信道時的EVD-ILSP導頻偏移絕對值；具體包括S21-S25步驟

S21.將步驟S14中得到的EVD估計信道CHL_evd作為已知信道，通過LS(least square，最小二乘法)算法，去檢測接收到的Y_{d_noised}，檢測結(jié)果為

S22.將步驟S21中求得的檢測數(shù)據(jù)作為已知數(shù)據(jù)，再通過LS算法，重新估計信道，得到CHL_ilsp(n)，其中n表示ILSP循環(huán)迭代計算中的第n次計算結(jié)果；

S23.將步驟S22中求得的CHL_ilsp(n)替換步驟S21中的CHL_evd，再重復步驟S21，S22共K_step次，得到步驟S22的第K_step次計算結(jié)果CHL_ilsp(K-step)，并將該結(jié)果作為EVD-ILSP信道估計值CHL_evd-ilsp，CHL_evd-ilsp＝CHL_{ilsp(K_step)}；

S24.將在步驟S23控制下，由步驟S22求得的CHL_evd-ilsp作為已知，通過LS算法去檢測步驟S13中的接收導頻Y_{p_noised}，得到EVD-ILSP導頻估計值

S25.將步驟S24求得的EVD-ILSP導頻估計值與真實導頻相減，得到EVD-ILSP導頻偏移絕對值E_evd-ilsp，

S3.在步驟S1，步驟S2的基礎(chǔ)上，求出最后信道估計值CHL_optimal；包括步驟S31-S37

S31.將在步驟S23控制下，由步驟S22求得的EVD-ILSP信道估計值CHL_evd-ilsp與步驟S14得到的EVD信道估計值CHL_evd相減，得到這兩次估計的信道偏移向量D_val，D_val＝CHL_evd-ilsp-CHL_evd；

S32.將步驟S31中得到的信道偏移向量D_val與系數(shù)k相乘，得到初始加權(quán)向量W_val，W_val＝kD_val，其中k是給定的；

S33.將步驟S32中所得初始加權(quán)向量W_val內(nèi)各個元素按元素序號進行隨機不重復排列，得到加權(quán)向量W_val(c)，其中c表示初始加權(quán)向量W_val隨機不重復排列的次數(shù)。

S34.將步驟S33中得到的加權(quán)向量W_val(c)作為權(quán)值與在步驟S23控制下，由步驟S22求得的EVD-ILSP信道估計值CHL_evd-ilsp相加，得到加權(quán)信道CHL_wd(c)，CHL_wd(c)＝CHL_evd-ilsp+W_val(c)；

S35.將步驟S34中得到的CHL_wd(c)作為已知信道，去檢測步驟S13中接收到的導頻矩陣Y_{p_noised}，得到導頻矩陣估計值

S36.將基站中存儲的與步驟S34中得到的相減，得到第c次加權(quán)信道下所檢測到的導頻偏移絕對值E(c)，

S37.判斷步驟S36中得到的E(c)是否小于步驟S24中得到的E_evd-ilsp減去a的差值，即是否滿足條件E(c)<E_evd-ilsp-a，如果是，結(jié)束算法，信道估計值CHL_optimal即為當前導頻偏移絕對值所對應的加權(quán)信道CHL_wd(c)。如果不是，重復執(zhí)行步驟S33，S34，S35，S36，S37直到滿足條件E(c)<E_evd-ilsp-a，其中a是性能提升門限值。

實現(xiàn)上述方法的一種大規(guī)模MIMO信道估計系統(tǒng)，由基站和至少1個用戶組成。基站包括MIMO天線陣列、雙工模塊、上行射頻接收模塊、上行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊、上行基帶信號處理模塊、下行射頻接收模塊、下行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊、下行基帶信號處理模塊、以及基站控制中心；MIMO天線陣列通過無線信道與用戶連接；MIMO天線陣列與雙工模塊相連；基站控制中心與雙工模塊的控制端連接；上行射頻接收模塊的輸入端連接雙工模塊，上行射頻接收模塊的輸出端經(jīng)由上行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊連接上行基帶信號處理模塊的輸入端，基站控制中心與上行射頻接收模塊和上行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端連接；上行基帶信號處理模塊與基站控制中心相連；下行基帶信號處理模塊與基站控制中心相連；下行基帶信號處理模塊的輸出端經(jīng)由下行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊連接下行射頻接收模塊的輸入端，基站控制中心與下行射頻接收模塊和下行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端連接；下行射頻接收模塊的輸出端連接雙工模塊。參見圖3。

下面通過一個具體實例，對本發(fā)明進行進一步說明：本實例中用戶所在的小區(qū)分布如圖6所示，信道估計系統(tǒng)框圖如圖3所示，相關(guān)的參數(shù)如表1所示：

表1

步驟(1)各小區(qū)用戶同時向大規(guī)模MIMO陣列天線發(fā)送如圖2所示的數(shù)據(jù)和導頻符號，其中數(shù)據(jù)符號先于導頻符號發(fā)送，以便系統(tǒng)可以在接收導頻符號時，也可以同時對數(shù)據(jù)進行EVD分解，提高系統(tǒng)效率。

本步驟中的導頻采用塊狀導頻：

式中本發(fā)明采用的導頻符號數(shù)量N_p＝11，參數(shù)分別對應圖6中的每個小區(qū)。

作為本發(fā)明對比方法的純導頻估計方法采用的塊狀導頻是其中導頻符號數(shù)量N_pp＝33，參數(shù)分別對應圖6中的每個小區(qū)。

接收數(shù)據(jù)

式中Y_{d_noised}是接收數(shù)據(jù)符號矩陣，H_li是第i小區(qū)用戶對0小區(qū)基站天線小尺度衰落系數(shù)，D_li是第i小區(qū)用戶對第0小區(qū)基站天線大尺度衰落系數(shù)，X_i是各用戶發(fā)射數(shù)據(jù)符號，N_ld是復高斯噪聲矩陣。

式中Y_{p_noised}是接收導頻符號矩陣，N_ln是復高斯噪聲。

步驟(2)將通過大規(guī)模MIMO陣列天線的信號經(jīng)過雙工模塊，將用戶到基站的上行信號提取出來。

步驟(3)基站控制中心控制射頻接收模塊以及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊將上行高頻信號降為低頻信號，之后再通過模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊轉(zhuǎn)換，得到待處理的上行基帶信號。

步驟(4)將步驟(3)中待處理的上行基帶信號送入圖4上行基帶信號處理模塊的FPGA進行導頻和數(shù)據(jù)的降速和分離處理。

步驟(4.1)將模/數(shù)模塊輸出的高速數(shù)字信號通過數(shù)字下變頻降速后，再通過帶通濾波，得到高信噪比低速數(shù)字信號。

步驟(4.2)將步驟(4.1)中的數(shù)字信號通過導頻數(shù)據(jù)檢測分離模塊對接收導頻符號和接收數(shù)據(jù)符號進行分離。

步驟(4.3)將步驟(4.2)中分離后的接收導頻符號和接收數(shù)據(jù)符號各自通過寄存模塊并經(jīng)過數(shù)字下變頻后得到適合下一步DSP處理的信號。

步驟(5)圖4中DSP模塊對來自FPGA的信號進行處理，得到信道估計參數(shù)。

步驟(5.1)將步驟(4.3)中的接收數(shù)據(jù)符號送入EVD分解計算單元，對接收數(shù)據(jù)符號進行特征值分解(EVD分解)得到信道初始估計值U_d。

同時將接收導頻符號分別送入第一接收導頻存儲單元、第二接收導頻存儲單元以及模糊因子計算單元。其中第一接收導頻存儲單元和第二接收導頻存儲單元存儲接收導頻符號，用于后續(xù)的導頻檢測。

模糊因子計算單元利用接收導頻符號計算各用戶位置的模糊因子計算過程如下U_d

式中D是所有用戶的大尺度衰落矩陣。

步驟(5.2)將步驟(5.1)中得到的信道初始估計值U_d和模糊因子通過乘法單元相乘，計算出EVD信道估計值CHL_evd

步驟(5.3)將步驟(5.2)中得到的CHL_evd和數(shù)據(jù)符號Y_{d_noised}送入第一LS算法單元，通過LS算法得到估計數(shù)據(jù)。并將該數(shù)據(jù)存入估計數(shù)據(jù)寄存單元。

步驟(5.4)將步驟(5.3)中估計數(shù)據(jù)寄存單元寄存的估計數(shù)據(jù)作為已知量送入第二LS算法單元，再次對信道參數(shù)進行LS估計，得到更新后的信道參數(shù)并將參數(shù)存入信道估計參數(shù)寄存單元。

步驟(5.5)調(diào)用信道估計參數(shù)寄存單元中的信道參數(shù)作為已知量，對接收數(shù)據(jù)進行再次估計，并將估計值更新到估計數(shù)據(jù)寄存單元。

步驟(5.6)重復步驟(5.4)-(5.5)共K_step次。

步驟(5.7)將步驟(5.6)中經(jīng)過K_step次循環(huán)計算得到EVD-ILSP信道估計值CHL_evd-ilsp分為三路，分別送到第一導頻檢測單元、信道偏移值計算單元和加權(quán)信道生成單元。

步驟(5.8)第一導頻檢測單元利用步驟(5.7)送入的CHL_evd-ilsp對接收導頻存儲單元1送過來的接收導頻進行檢測，將檢測結(jié)果送入第一導頻偏移絕對值計算單元。

步驟(5.9)信道偏移值計算單元利用步驟(5.7)送入的CHL_evd-ilsp和步驟(5.2)送入的CHL_evd進行信道偏移值計算，得到計算結(jié)果D_val。其中D_val由下式計算所得

D_val＝CHL_evd-ilsp-CHL_evd (6)

步驟(5.10)第一導頻偏移絕對值計算單元將步驟(5.8)送入的與真實導頻存儲單元送入的真實導頻進行相減，得到第一導頻偏移絕對值E_evd-ilsp。

步驟(5.11)初始加權(quán)向量生成單元將D_val乘以權(quán)值系數(shù)w得到初始加權(quán)向量W_val，并將W_val送入加權(quán)向量生成單元。

W_val＝wD_val (8)

步驟(5.12)加權(quán)向量生成單元對W_val中的權(quán)值進行隨機不重復排序，得到加權(quán)向量W_val(c)。具體實施步驟如附圖5。

步驟(5.12.1)隨機序列生成單元生成等待使用的權(quán)值排列方式。

步驟(5.12.2)隨機序列判決單元對權(quán)值排列方式進行判決，如果當前權(quán)值排列方式與前面所有權(quán)值排列方式都不重復，則加權(quán)向量生成器按當前權(quán)值排列方式對初始加權(quán)向量進行排列，并做為加權(quán)向量輸出。

步驟(5.12.3)如果當前權(quán)值排列方式與前面所有權(quán)值排列方式出現(xiàn)重復，隨機序列判決單元控制隨機序列生成單元重新生成權(quán)值排列方式。

步驟(5.12.4)重復步驟(5.12.2)-(5.12.3)。

步驟(5.13)將步驟(5.6)中生成的EVD-ILSP信道估計值CHL_evd-ilsp和步驟(5.12)生成的加權(quán)向量W_val(c)在加權(quán)信道生成單元中相加，得到加權(quán)信道CHL_wd(c)

CHL_wd(c)＝CHL_evd-ilsp+W_val(c) (9)

步驟(5.14)第二導頻檢測單元將步驟(5.1)中存儲在接收導頻存儲單元2中的接收導頻信號取出，通過步驟(5.13)的加權(quán)信道的LS檢測，并將檢測結(jié)果送入第二導頻偏移絕對值計算單元。

步驟(5.15)第二導頻偏移絕對值計算單元調(diào)用真實導頻存儲單元中的真實導頻，并將其與相減，得到第二導頻偏移絕對值(也是第c次加權(quán)信道所檢測導頻偏移絕對值E(c))

步驟(5.16)將步驟(5.10)中第一導頻偏移絕對值E_evd-ilsp與第二導頻偏移絕對值E(c)在導頻偏移值判決控制單元中判決，判決公式如下：

E(c)<E_evd-ilsp-a (11)

步驟(5.17)如果滿足判決條件，輸出信道最佳估計值。

步驟(5.18)如果不滿足判決條件，導頻偏移值判決控制單元控制加權(quán)向量生成單元重新生成與之前排列不重復的加權(quán)向量W_val(c+1)，重復執(zhí)行步驟(5.13)-(5.18)。得到如圖7所示MATLAB仿真結(jié)果

步驟(6)在基站控制中心的控制下，上行基帶信號處理模塊將得到的信道最佳估計值作為已知對接收數(shù)據(jù)進行檢測，將檢測結(jié)果再通過基站控制中心發(fā)往上一層網(wǎng)絡(luò)(ISDN、PSTN、PLMN等)。信道估計參數(shù)則繼續(xù)保留在基站控制中心，用于控制下行數(shù)據(jù)信息的發(fā)送。

步驟(7)下行基帶信號處理模塊在基站控制中心信道估計參數(shù)的控制下對下行基帶信號進行處理。

步驟(8)經(jīng)過估計參數(shù)控制后的下行基帶信號再經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊轉(zhuǎn)換為模擬信號，在射頻發(fā)射模塊中進行上變頻。最后，通過雙工模塊將信號饋送到大規(guī)模MIMO天線陣列。

本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將會意識到，這里所述的實施例是為了幫助讀者理解本發(fā)明的原理，應被理解為發(fā)明的保護范圍并不局限于這樣的特別陳述和實施例。凡是根據(jù)上述表述做出各種可能的等同替換或改變，均被認為屬于本發(fā)明的權(quán)利要求的保護范圍。