本發(fā)明涉及dtmb技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置。

背景技術(shù)：

對于dtmb(Digital Terrestrial Multimedia Broadcast，地面數(shù)字廣播電視)的輸入信號源來說，由于不同廠家的信號發(fā)生源的正反頻譜特性，對于接收端來說是未知的，這樣需要解調(diào)器(Demod)能夠在未知信號源的正反頻譜特性時，能夠?qū)崿F(xiàn)正確解調(diào)。

Dtmb有多載波和單載波兩種系統(tǒng)，對于多載波而言，QAM(Quadrature Amplitude Modulation,正交振幅調(diào)制信號)是調(diào)制在頻域上的，可以通過頻域的TPS(頻域的傳輸參數(shù)信息)位置來確定當(dāng)前信號是否是正或反的，這樣解調(diào)TPS信號后，同時可確定當(dāng)前信號的正反頻譜特性。其中，正頻譜時：TPS位置為0～17和3762～3779；反頻譜時：TPS位置為0～18和3763～3779。

對于單載波而言，信息是反映在時域上的，而已知的PN(Pseudo-random Noise，偽隨機序列)和TPS信息在時域上I、Q是相等的，并且它們的頻譜也是對稱的，從而無法從當(dāng)前信號本身特性來獲得關(guān)于正、反頻譜的任何信息，所以只能進行搜索來獲取。通常的情況是系統(tǒng)狀態(tài)機等待FEC(Forward Error Correction，前向糾錯編碼)失鎖后，進行復(fù)位，然后再切換頻譜，重新讓FEC鎖定(lock)，這個的搜索時間大約是：如果第一次失鎖，一般要等待sync(同步)+che(信道估計)+fec(糾錯解碼)：150幀+150幀+510信號幀(交織周期)+150個信號幀(判斷fec lock)，大約有1000幀左右，這樣來回要1s左右。這樣在搜臺時，較易出現(xiàn)漏臺的情況；這是本領(lǐng)域技術(shù)人員所不期望見到的。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對上述存在的問題，本發(fā)明公開了一種解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置，包括：

歸一化和加權(quán)計算模塊，根據(jù)信道估計和均衡后的數(shù)據(jù)的實部datar和虛部datai兩路信號以及信道頻域沖擊響應(yīng)的能量csi，計算經(jīng)過信道噪聲加權(quán)后的歸一化數(shù)據(jù)的實部分量x、虛部分量y以及信道響應(yīng)的能量c；

合并模塊，與所述歸一化和加權(quán)計算模塊連接，以對所述x，y，c進行合并并輸出合并結(jié)果；

頻域解交織模塊，與所述合并模塊連接，以對所述合并結(jié)果進行頻域解交織；

第一選擇器，與所述合并模塊直接連接或通過所述頻域解交織模塊與所述合并模塊連接；

TPS去除模塊，與所述第一選擇器連接，以去除3780個輸入符號的頭36個系統(tǒng)信息，輸出3744個數(shù)據(jù)信息。

上述的解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置，其中，所述裝置還包括：

第一解合并模塊，與所述TPS去除模塊連接，以拆分出x，y和c；

第一交換(exchange)模塊，與所述第一解合并模塊連接，以根據(jù)頻譜控制信號freqRev，選擇是否對輸入x、y兩路數(shù)據(jù)進行交換；

第一對數(shù)似然比(log-likelihood ratio，llr)計算模塊，通過所述第一交換模塊與所述第一解合并模塊連接，以根據(jù)x、y和c計算每bit的對數(shù)似然比信息；

4qam-nr解碼模塊，與所述第一對數(shù)似然比計算模塊連接，以對4qam-nr編碼信號進行解碼。

第二選擇器，與所述TPS去除模塊直接連接或通過所述4qam-nr解碼模塊與所述第一對數(shù)似然比計算模塊連接。

上述的解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置，其中，所述裝置還包括：

時域解交織模塊，與所述第二選擇器連接，以對所述合并結(jié)果進行時域解交織；

第二解合并模塊，與所述時域解交織模塊連接，以拆分出x，y和c；

第二交換模塊，與所述第二解合并模塊連接，以根據(jù)輸入控制信號freqRev或fec_lock，選擇是否對輸入x、y兩路數(shù)據(jù)進行交換。

第二對數(shù)似然比計算模塊，通過所述第二交換模塊與所述第二解合并模塊連接，以根據(jù)x、y和c計算每bit的對數(shù)似然比信息。

第三選擇器，與所述時域解交織模塊直接連接或通過所述第二對數(shù)似然比計算模塊與所述第二交換模塊連接。

緩存模塊，與所述第三選擇器連接，以對基于符號速率輸入的3744個36bit的似然比信息進行存儲，輸出基于bit速率的7488個6bit的似然比信息。

低密度奇偶校驗碼解碼(Low-Density Parity-Check Code，LDPC)模塊，與所述緩存模塊連接，以對所述緩存模塊輸出的對數(shù)似然比信息進行解碼，并根據(jù)解碼結(jié)果進行校驗，以確定當(dāng)前信號的正、反頻譜特性；

上述的解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置，其中，所述歸一化和加權(quán)計算模塊根據(jù)公式(1)、公式(2)和公式(3)計算多載波的x，y，c；

所述公式為：

其中，多載波信道頻域沖擊響應(yīng)的能量csi＝Hpow＝|H|^{^2}，snr為估計的信躁比；Hpow_avg為信道頻域響應(yīng)的能量的均值，errpow_avg為子載波誤差能量的均值；errpow_seg為每段子載波的誤差能量。

上述的解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置，其中，所述歸一化和加權(quán)計算模塊根據(jù)公式(4)、公式(5)和公式(6)計算單載波的x，y，c；

所述公式為：

x＝datar×snr (4)

y＝datai×snr (5)

c＝1 (6)

上述的解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置，其中，所述x，y，c采用浮點二進制表示法表示。

上述的解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置，其中，基于4qam調(diào)制，所述第一對數(shù)似然比計算模塊根據(jù)x、y、c和公式(7)、公式(8)計算每bit的對數(shù)似然比信息；

llr0＝x (7)

llr1＝y(tǒng) (8)

上述的解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置，其中，基于16qam調(diào)制，所述第二對數(shù)似然比計算模塊根據(jù)x、y、c和公式(9)、公式(10)、公式(11)、公式(12)計算每bit的對數(shù)似然比信息；

llr0＝|x|-4c (9)

llr1＝x (10)

llr2＝|y|-4c (11)

llr3＝y(tǒng) (12)

其中，||為取絕對值運算。

上述的解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置，其中，基于64qam調(diào)制，所述第二對數(shù)似然比計算模塊根據(jù)x、y、c和公式(13)、公式(14)、公式(15)、公式(16)、公式(17)、公式(18)計算每bit的對數(shù)似然比信息；

llr1＝|x|-4c (14)

llr2＝x (15)

llr4＝|y|-4c (17)

llr5＝y(tǒng) (18)

上述發(fā)明具有如下優(yōu)點或者有益效果：

本發(fā)明公開了一種解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置，將用于計算對數(shù)似然比的對數(shù)似然比計算模塊挪到時域解交織模塊后，這樣每解一幀低密度奇偶校驗碼(ldpc)時，可以將x和y進行交換(相當(dāng)于正、反頻譜切換)，再計算對數(shù)似然比(llr)，最后根據(jù)ldpc解出的結(jié)果，就可以確定當(dāng)前信號的正、反頻譜特性，而不需要重新復(fù)位整個解調(diào)器系統(tǒng)，這樣可大大縮短搜索時間，比通常做法可縮短約一半時間左右，減少了漏臺概率；同時基于浮點二進制量化方法，可減少ram的存儲。

附圖說明

通過閱讀參照以下附圖對非限制性實施例所作的詳細描述，本發(fā)明及其特征、外形和優(yōu)點將會變得更加明顯。在全部附圖中相同的標(biāo)記指示相同的部分。并未可以按照比例繪制附圖，重點在于示出本發(fā)明的主旨。

圖1是本發(fā)明背景技術(shù)中解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2是本發(fā)明實施例中解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3是本發(fā)明實施例中解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置的狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和具體的實施例對本發(fā)明作進一步的說明，但是不作為本發(fā)明的限定。

本發(fā)明背景技術(shù)中解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置如圖1所示：包括交換模塊、歸一化和加權(quán)計算模塊(計算x，y，c)、對數(shù)似然比計算模塊、頻域解交織模塊、第一選擇器(mux1)、TPS去除模塊、4qam-nr解碼模塊、第二選擇器(mux2)、時域解交織模塊、緩存模塊以及低密度奇偶校驗碼(ldpc)解碼模塊。

首先交換模塊，根據(jù)外部的正反頻譜控制信號freqRev(這個信號在多載波時，由tps信息的位置決定；在單載波時，可由軟件來控制切換)，選擇對信道估計和均衡后的兩路輸入數(shù)據(jù)datar(實部分量)和datai(虛部分量)是否進行交換處理；然后經(jīng)過歸一化和加權(quán)計算模塊計算出x，y和c，再經(jīng)過對數(shù)似然比計算模塊得到每bit的對數(shù)似然比信息llr，一路經(jīng)過頻域解交織(對于多載波信號)，另一路為直通(對于單載波信號)，兩路輸入mux1；mux1的輸出經(jīng)過TPS去除模塊去掉頭部36個系統(tǒng)信息，得到3744個數(shù)據(jù)信息；TPS去除模塊的輸出一路為直通信號(非4qam-nr信號)，另一路進入4qam-nr解碼模塊(4qam-nr信號)，兩路輸入選擇器mux2；mux2的輸出，經(jīng)過時域解交織模塊和緩存模塊，最后進入ldpc(低密度奇偶校驗碼解碼)模塊，由ldpc解碼的校驗方程，可知道當(dāng)前信號有沒有解出。如果連續(xù)多幀沒有解出，系統(tǒng)狀態(tài)機給出fec失鎖標(biāo)志，這時會復(fù)位整個系統(tǒng)，切換一次正(或反)頻譜，重新進行解調(diào)。如上所述，一般解調(diào)一次，到fec正確解碼，大約需要1000幀左右的時間，約0.5ms。在單載波系統(tǒng)，頻譜未知的情況下，來回搜索一次，需要2倍的正常解調(diào)時間(約1s左右)。

本發(fā)明為解決上述搜索時間過長的問題，提出了一種新的解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置。

如圖2所示，本實施例涉及解決dtmb單載波正反頻譜的搜索裝置(通常芯片的fec處理方法)，包括：歸一化和加權(quán)計算模塊、合并模塊、頻域解交織模塊、第一選擇器、TPS去除模塊、第一解合并模塊、第一交換模塊、第一對數(shù)似然比計算模塊、4qam-nr解碼模塊、第二選擇器、時域解交織模塊、第二解合并模塊、第二交換模塊、第二對數(shù)似然比計算模塊、第三選擇器、緩沖模塊、低密度奇偶校驗碼解碼模塊。

歸一化和加權(quán)計算模塊根據(jù)信道估計和均衡后數(shù)據(jù)的實部datar和虛部datai兩路信號以及信道沖擊響應(yīng)的能量csi，計算經(jīng)過信道噪聲加權(quán)后的歸一化數(shù)據(jù)的實部分量、虛部分量以及信道響應(yīng)的能量：x，y和c；合并模塊與歸一化和加權(quán)計算模塊連接，以對x，y和c進行合并并輸出合并結(jié)果；頻域解交織模塊與合并模塊連接，以對合并結(jié)果進行頻域解交織；第一選擇器與合并模塊直接連接或通過頻域解交織模塊與合并模塊連接；TPS去除模塊和第一選擇器連接，以去掉頭部36個系統(tǒng)信息，輸出3744個數(shù)據(jù)信息；第一解合并模塊與TPS去除模塊連接，以拆分出x，y和c，第一交換模塊根據(jù)外部的頻譜控制信號freqRev，對輸入的x和y，選擇是否要進行交換處理；第一對數(shù)似然比計算模塊和第一交換模塊連接，以根據(jù)x、y和c計算每bit的對數(shù)似然比信息，此處只需要根據(jù)下面的公式(1.7)～(1.88)，對4qam信號進行計算即可；4qam-nr解碼模塊和第一對數(shù)似然比計算模塊連接，以對4qam-nr編碼信號進行解碼；第二選擇器與TPS去除模塊直接連接或通過4qam-nr解碼模塊與第一對數(shù)似然比計算模塊連接；時域解交織模塊與第二選擇器連接，以對合并結(jié)果進行時域解交織；第二解合并模塊與時域解交織模塊連接，以拆分出x，y和c；第二交換模塊，在多載波時，根據(jù)tps信息位置解出的頻譜特性freqRev；在單載波時，根據(jù)當(dāng)前系統(tǒng)設(shè)定的頻譜特性時，fec是否鎖定的信號fec_lock，來選擇對輸入的x和y，是否要進行交換處理；第二對數(shù)似然比計算模塊與第二交換模塊連接，以根據(jù)x、y和c計算每bit的對數(shù)似然比信息；第三選擇器與時域解交織模塊直接連接(4qam-nr信號)或通過第二對數(shù)似然比計算模塊與第二交換模塊連接(非4qam-nr信號)；緩存模塊與第三選擇器連接，以對基于符號速率輸入的3744個36bit的似然比信息進行存儲，輸出基于位(bit)速率的7488個6bit的似然比信息；低密度奇偶校驗碼解碼模塊與緩存模塊連接，以對對數(shù)似然比信息進行解碼和校驗，并根據(jù)校驗結(jié)果確定當(dāng)前信號的正、反頻譜特性。

圖2中歸一化和加權(quán)計算模塊按公式1.1～1.6進行計算，第一對數(shù)似然比計算模塊(4qm-nr信號)，根據(jù)公式1.7和1.8，只計算4qam星座的對數(shù)似然比信息，第二對數(shù)似然比計算模塊根據(jù)不同的星座映射(QAM)類型，按公式1.7～1.18進行計算。

圖2中第一合并模塊分兩路輸出到第一選擇器，一路直接輸出(單載波系統(tǒng))，另一路通過頻域解交織模塊(多載波系統(tǒng))輸出。第一選擇器輸出3780個符號(symbol)信息，經(jīng)TPS去除模塊后輸出為3744個數(shù)據(jù)符號信息，去掉了頭部36個系統(tǒng)符號信息；然后分為兩路輸出到時域解交織模塊：如果為非4qam-nr信號，則走直接相連的通路；如果為4qam-nr信號，則要先根據(jù)第一解合并模塊、第一交換模塊和第一對數(shù)似然比計算模塊解出的llr值，再送入4qam-nr解碼模塊，解出3744個符號對應(yīng)的llr值，這里因為解4qam-nr的似然比值llr是在時域解交織器前，所以不能進行自動正、反頻譜的搜索，只能根據(jù)外部給定的信號freqRev(可由軟件進行配置)來決定，如圖2中所示。然后第一交換模塊根據(jù)freqRev信號，選擇對輸入的兩路信號x和y是否要進行交換處理。時域解交織模塊對輸入信號解交織后，分兩路輸出到第三選擇器，如果為4qam-nr信號，則走直接相連的通路；如果為非4qam-nr信號，則經(jīng)第二解合并模塊、第二交換模塊和第二對數(shù)似然比計算模塊后，輸出到第三選擇器；第三選擇器輸出3744個36bit的似然比信息，經(jīng)緩存模塊后，輸出7488個6bit的似然比信息，最后送入ldpc解碼模塊進行解碼。

對于歸一化和加權(quán)計算模塊，有兩個部分：根據(jù)信道估計和均衡后數(shù)據(jù)的實部datar和虛部datai兩路信號和信道頻域沖擊響應(yīng)的能量csi，計算x、y和c；由x、y和c計算每bit的對數(shù)似然比信息llr，具體公式如下：

多載波計算如下：

單載波計算如下：

x＝data_r×snr (1.4)

y＝data_i×snr (1.5)

c＝1 (1.6)

其中，datar和datai是信道估計和均衡后數(shù)據(jù)的實部和虛部輸入，多載波為頻域信息，單載波為時域信息；csi為信道響應(yīng)能量Hpow，多載波為csi＝|H^{^2}，單載波為csi＝1；snr為估計的信躁比；Hpow_avg為信道響應(yīng)能量的均值，errpow_avg為子載波誤差能量的均值，errpow_seg為每段(4個子載波)子載波的誤差能量，多載波時共有3780/4＝945個值(即對于3780子載波按每4段進行分割，共有945個值)。

在單載波時，不用這些信息，因為是在時域上處理的。

得到x，y和c后，根據(jù)下面的簡化公式計算llr:

基于4qam調(diào)制，對數(shù)似然比計算模塊根據(jù)x、y、c和公式(1.7)、公式(1.8)計算每bit的對數(shù)似然比信息；

llr0＝x (1.7)

llr1＝y(tǒng) (1.8)

基于16qam調(diào)制，對數(shù)似然比計算模塊根據(jù)x、y、c和公式(1.9)、公式(1.10)、公式(1.11)、公式(1.12)計算每bit的對數(shù)似然比信息；

llr0＝|x|-4c (1.9)

llr1＝x (1.10)

llr2＝|y|-4c (1.11)

llr3＝y(tǒng) (1.12)

其中，||為取絕對值運算。

基于64qam調(diào)制，對數(shù)似然比計算模塊根據(jù)x、y、c和公式(1.13)、公式(1.14)、公式(1.15)、公式(1.16)、公式(1.17)、公式(1.18)計算每bit的對數(shù)似然比信息；

llr1＝|x|-4c (1.14)

llr2＝x (1.15)

llr4＝|y|-4c (1.17)

llr5＝y(tǒng) (1.18)

計算llr后，將其量化為6bit(ldpc解碼內(nèi)部量化位寬)，這樣對于64qam，最大llr位寬為6*6＝36位的，總的ram大小為3780*36bit，然后去除36個tps信息后，得到信息數(shù)據(jù)的3744*36個llr，再送入時域解交織模塊，這里時域解交織是基于符號交織的，所以對36bit做為一個整體，進行解交織，最后根據(jù)qam類型，取36個比特中相應(yīng)個數(shù)的llr，組合成7488*6比特送入ldpc解碼。在這里如果先計算出x、y和c，再經(jīng)過時域解交織，將不能進行單幀的正、反頻譜切換操作，因為被時域解交織打亂了。如果將計算llr的部分挪到時域解交織后，再進行計算，這樣每解一幀ldpc時，可以將x和y進行交換(相當(dāng)于正和反頻譜切換)，再計算llr(圖2所示)，最后根據(jù)ldpc解出的結(jié)果，就可以確定當(dāng)前信號的正、反頻譜特性，而不需要要重新復(fù)位整個demod系統(tǒng)，這樣將搜索時間縮短近一倍左右。

本發(fā)明對量化位寬的處理改進：

為了能夠?qū)崿F(xiàn)將計算llr的部分，放在時域解交織后，同時不增加ram大小，本發(fā)明實施例采用了浮點二進制表示法：數(shù)據(jù)精度*2^(數(shù)據(jù)范圍)。x、y和c，正常量化方法時，分別為19、19和18位(圖1所示)，基于浮點二進制表示時，我們存儲數(shù)據(jù)精度+數(shù)據(jù)范圍，將x、y和c分別量化為12(8+4)、12(8+4)和12(8+4)位，然后經(jīng)過合并模塊(圖2所示)后為36比特，再經(jīng)過時域解交織模塊，然后經(jīng)過解合并模塊，拆分出x、y和c，再輸入計算llr模塊，得到3744*36比特的似然比，經(jīng)過緩沖模塊后，輸出7488*6比特llr，送入ldpc解碼模塊。

如圖3所示，對于4qam、16qam和64qam，由于每個信號幀3744個符號，對應(yīng)的llr信息分別為：3744*2、3744*4和3744*6，所以每個信號幀分別對應(yīng)了1、2和3個ldpc幀，所以是整數(shù)倍的，因此每幀都可進行正、反頻譜的搜索。但對于32qam而言，一個信號幀包含3744*5＝2.5*7488個llr，所以為2.5個ldpc幀，這樣就存在半個ldpc幀頭的搜索，再加上正、反頻譜的搜索，共有4種情況，為了能夠遍歷每種情況，對每4幀進行一次正、反頻譜的搜索，同時在每2幀的地方丟棄半幀。

以上對本發(fā)明的較佳實施例進行了描述。需要理解的是，本發(fā)明并不局限于上述特定實施方式，其中未盡詳細描述的設(shè)備和結(jié)構(gòu)應(yīng)該理解為用本領(lǐng)域中的普通方式予以實施；任何熟悉本領(lǐng)域的技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明技術(shù)方案范圍情況下，都可利用上述揭示的方法和技術(shù)內(nèi)容對本發(fā)明技術(shù)方案作出許多可能的變動和修飾，或修改為等同變化的等效實施例，這并不影響本發(fā)明的實質(zhì)內(nèi)容。因此，凡是未脫離本發(fā)明技術(shù)方案的內(nèi)容，依據(jù)本發(fā)明的技術(shù)實質(zhì)對以上實施例所做的任何簡單修改、等同變化及修飾，均仍屬于本發(fā)明技術(shù)方案保護的范圍內(nèi)。