本發(fā)明屬于衛(wèi)星中繼通信技術(shù)領(lǐng)域,更具體地,涉及一種非相干擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的解調(diào)方法。
背景技術(shù):
目前采用的常規(guī)直擴(kuò)(直接序列擴(kuò)頻)通信體制通常為相干擴(kuò)頻系統(tǒng),即擴(kuò)頻碼周期和數(shù)據(jù)碼元時(shí)間寬度間為整數(shù)倍關(guān)系。常規(guī)擴(kuò)頻系統(tǒng)具有一定的處理增益,使得接收機(jī)自身也具備較強(qiáng)的抗干擾能力,且隨著擴(kuò)頻碼處理增益的增大,抗干擾能力也隨之增強(qiáng)。但是常規(guī)擴(kuò)頻體制存在信息安全方面抗偵聽(tīng)能力相對(duì)較弱的缺陷,一旦擴(kuò)頻序列為惡意用戶所偵測(cè),正常用戶的數(shù)據(jù)碼元很容易為對(duì)方破解。非相干擴(kuò)頻技術(shù)則可較好地解決這一問(wèn)題,因擴(kuò)頻碼周期和數(shù)據(jù)碼元時(shí)間寬度間為非整數(shù)倍關(guān)系,數(shù)據(jù)碼元寬度的解算將變得十分困難,這一特點(diǎn)直接提升了非相干擴(kuò)頻系統(tǒng)的抗偵聽(tīng)能力即信息安全能力。
現(xiàn)有非相干擴(kuò)頻通信系統(tǒng)解調(diào)技術(shù)中,基于快速傅立葉變換快捕算法則或者未考慮數(shù)據(jù)碼元的跳變影響,或者未考慮受調(diào)制數(shù)據(jù)位寬度與偽碼周期為非整數(shù)倍的關(guān)系。非相干捕獲的匹配濾波器參數(shù)分析及偽碼跟蹤環(huán)設(shè)計(jì)等只解決了匹配濾波的參數(shù)設(shè)置和跟蹤環(huán)路設(shè)計(jì)問(wèn)題,未完整給出解擴(kuò)方案??朔窍喔蓴?shù)據(jù)影響的直擴(kuò)信號(hào)捕獲算法只解決了擴(kuò)頻碼相位的搜索問(wèn)題,但并未找到擴(kuò)頻的起始位置,即未完成數(shù)據(jù)碼元起始位置(位同步)的搜尋。
技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素:
針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的以上缺陷或改進(jìn)需求,本發(fā)明提供了一種非相干擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的解調(diào)方法,其目的在于采用延遲共軛相乘消除數(shù)據(jù)位跳變的影響,并利用數(shù)字匹配濾波計(jì)算接收信號(hào)和本地?cái)U(kuò)頻碼即偽碼的時(shí)域相關(guān),完成偽碼相位的并行捕獲即擴(kuò)頻碼同步,并利用快速傅立葉變換頻譜分析完成多普勒頻率的估計(jì)和補(bǔ)償,然后采用兩路本地移動(dòng)窗搜尋數(shù)據(jù)位起始相位,完成位同步,由此解決現(xiàn)有技術(shù)中非相干擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的解調(diào)方案不完整,數(shù)據(jù)碼元誤捕高的缺陷。
為實(shí)現(xiàn)上述目的,按照本發(fā)明的一個(gè)方面,提供了一種非相干擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的解調(diào)方法,該發(fā)明方法包括以下步驟:
(1)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行中頻下變頻和低通濾波;
(2)用本地偽碼對(duì)中頻下變頻和低通濾波后的信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò);
(3)將解擴(kuò)信號(hào)延遲共軛相乘,在一個(gè)偽碼周期內(nèi)累加并取模;
(4)判斷累加后模值是否超過(guò)第一門限閾值,是則其峰值對(duì)應(yīng)的相位即為接收信號(hào)偽碼相位,進(jìn)而得到偽碼預(yù)測(cè)值;否則調(diào)整本地偽碼相位,返回步驟(2)重新開(kāi)始搜尋;
(5)用得到的偽碼預(yù)測(cè)值解擴(kuò)并對(duì)解擴(kuò)值延遲相乘,再對(duì)結(jié)果做快速傅立葉變換,得到多普勒頻率估計(jì)值;
(6)得到多普勒頻率估計(jì)值后,去除多普勒頻移影響,再用得到的偽碼預(yù)測(cè)值對(duì)下變頻信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò),得到還原后的數(shù)據(jù)位;
(7)構(gòu)建兩路本地移動(dòng)窗,兩路移動(dòng)窗內(nèi)采樣值分別累加并取模;
(8)將兩路本地移動(dòng)窗的累加模值相減,判斷所得值是否超過(guò)第二門限閾值,是則確定數(shù)據(jù)位起始相位,完成位同步,得到數(shù)據(jù)位;否則兩路本地移動(dòng)窗同步調(diào)整相位,返回步驟(7)。
進(jìn)一步地,該方法步驟(1)具體為:
接收信號(hào)為
其中,tk=k·ts,ts為采樣時(shí)間間隔,PS為接收信號(hào)功率,d(tk)為調(diào)制數(shù)據(jù),PN(tk+τ)為帶有延時(shí)量τ的偽碼,ωI為中頻頻率,ωd為載波多普勒頻率,為初始相位,n(tk)為噪聲;
對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行中頻下變頻,并通過(guò)低通濾波濾除高頻分量,得到同相I和正交Q兩路信號(hào),
其中,為載波多普勒頻率估計(jì)值;nI(tk)、nQ(tk)分別為I支路和Q支路噪聲;
進(jìn)一步地,該方法步驟(2)具體為:
用本地偽碼對(duì)下變頻后信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò),暫不考慮噪聲的影響,可得
其中為對(duì)延時(shí)量τ的估計(jì)值;
進(jìn)一步地,該方法步驟(3)具體為:
將解擴(kuò)后信號(hào)進(jìn)行延遲共軛相乘,然后在一個(gè)偽碼周期內(nèi)對(duì)上述信號(hào)進(jìn)行累加取模,其值為
其中,延遲間隔m選為一個(gè)偽碼元寬度,根據(jù)m序列的移位相加特性,m序列PN(tk)與其移位序列PN(tk-m)的模相加得到的序列為該m序列的另一位移序列PN(tk-m');
由于d(tk)d(tk-m)只在數(shù)據(jù)位發(fā)生跳變的一個(gè)偽碼元間隔內(nèi)值為-1,其他時(shí)刻均為+1,因而其對(duì)相關(guān)結(jié)果的影響很小,可以忽略,故可進(jìn)一步得到
由此可以看出,在累加前先進(jìn)行延遲共軛相乘不僅可有效克服數(shù)據(jù)位跳變的影響,而且還避免了由載波多普勒頻率殘留值導(dǎo)致的相關(guān)峰值損失;
進(jìn)一步地,該方法步驟(4)第一閾值為
Thre=α·μ,
其中,其中α為比例因子;μ為步驟(3)所得F的數(shù)學(xué)期望值;
進(jìn)一步地,該方法步驟(5)具體為:
利用步驟(4)獲得的偽碼預(yù)測(cè)值對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)并進(jìn)行延遲相乘可得
其中,多普勒頻率估計(jì)值可通過(guò)對(duì)上式進(jìn)行快速傅立葉變換頻譜分析得到;由于僅在數(shù)據(jù)位發(fā)生跳變的一個(gè)碼元寬度內(nèi)d(tk)d(tk-m)=-1,且進(jìn)行快速傅立葉變換處理前一般需進(jìn)行降采樣率處理,因而數(shù)據(jù)位跳變的少數(shù)幾個(gè)采樣值對(duì)快速傅立葉變換頻譜分析結(jié)果產(chǎn)生的影響極??;
進(jìn)一步地,該方法步驟(6)具體為:
得到多普勒頻率估計(jì)值后,去除多普勒頻移影響,再用步驟(4)獲得的偽碼預(yù)測(cè)值對(duì)下變頻信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò),暫不考慮噪聲的影響,可得
由于多普勒頻率估計(jì)值已得到,故而PN(tk+τ)PN(tk+τ)=1,于是可得
實(shí)際應(yīng)用中,表征I和Q兩路信號(hào)的殘余常數(shù)比例因子,并不影響最終d(tk)的判決;
此時(shí)得到了還原后的數(shù)據(jù)位d(tk)值,但還并未找到d(tk)的起始相位,即尚未實(shí)現(xiàn)位同步;
進(jìn)一步地,該方法步驟(7)具體為:
消除多普勒頻偏并得到含噪聲的解擴(kuò)信號(hào)后,保持解擴(kuò)前后信號(hào)的采樣率不變;采用兩路本地移動(dòng)窗搜尋d(tk)數(shù)據(jù)位起始相位,每路本地移動(dòng)窗的寬度為d(tk)的一個(gè)數(shù)據(jù)位寬。兩路移動(dòng)窗的時(shí)延差為半個(gè)數(shù)據(jù)位寬度。設(shè)靠前的移動(dòng)窗為A,靠后的移動(dòng)窗為B;若單位碼元的采樣點(diǎn)數(shù)為L(zhǎng),則兩路本地移動(dòng)窗分別對(duì)各自窗內(nèi)的L個(gè)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行累加;殘余噪聲一般具有高斯白噪聲性質(zhì),隨著累加次數(shù)的增大,累加值中的噪聲殘余將趨于0;累加后將兩路本地移動(dòng)窗的L點(diǎn)采樣信號(hào)累加值分別取模;
進(jìn)一步地,該方法步驟(8)具體為:
將兩路本地移動(dòng)窗的累加值取模后相減得相減值C,將C與第二門限閾值Thre=β·η對(duì)比做判決,其中β為比例因子,η為相減值C的數(shù)學(xué)期望值;
若C大于第二門限閾值,則表明A移動(dòng)窗的起始相位即為數(shù)據(jù)位d(tk)的起始相位,完成位同步,此時(shí)相鄰的前后2個(gè)數(shù)據(jù)碼元是不相同的;否則兩路本地移動(dòng)窗同步調(diào)整相位,返回步驟(7)重新開(kāi)始搜尋數(shù)據(jù)位起始相位,直至完成位同步為止。
總體而言,通過(guò)本發(fā)明所構(gòu)思的以上技術(shù)方案與現(xiàn)有技術(shù)相比,具有以下技術(shù)特征及有益效果:
(1)本發(fā)明解調(diào)方法不含前導(dǎo)碼,且給出了完整的捕獲、解擴(kuò)和位同步方案,既解決了擴(kuò)頻碼相位的搜索,又解決了數(shù)據(jù)碼元起始位置的搜尋;
(2)本發(fā)明解調(diào)方法對(duì)用戶數(shù)據(jù)位跳變時(shí)刻不敏感,采用兩路本地偽碼移動(dòng)窗進(jìn)行位同步,方法簡(jiǎn)單可靠,同時(shí)大幅降低了數(shù)據(jù)碼元誤捕的概率。
附圖說(shuō)明
圖1為非相干擴(kuò)頻示意圖;
圖2為非相干擴(kuò)頻通信系統(tǒng)解調(diào)流程框圖;
圖3為移動(dòng)窗搜捕工作示意圖;
圖4為用戶擴(kuò)頻信號(hào)和加噪后信號(hào)時(shí)域波形圖;
圖5為擴(kuò)頻信號(hào)與帶多普勒頻偏擴(kuò)頻信號(hào);
圖6為采用普通解擴(kuò)方法得到的相關(guān)值;
圖7為采用本發(fā)明后得到的相關(guān)峰;
圖8為采用本發(fā)明后得到的多普勒頻偏估計(jì)值;
圖9為兩路位同步移動(dòng)窗累加值對(duì)比圖;
圖10為SNR=-10dB時(shí)采用本發(fā)明后得到的位同步結(jié)果對(duì)比圖。
具體實(shí)施方式
為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白,以下結(jié)合附圖及實(shí)施例,對(duì)本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。應(yīng)當(dāng)理解,此處所描述的具體實(shí)施例僅僅用以解釋本發(fā)明,并不用于限定本發(fā)明。此外,下面所描述的本發(fā)明各個(gè)實(shí)施方式中所涉及到的技術(shù)特征只要彼此之間未構(gòu)成沖突就可以相互組合。
如圖1非相干擴(kuò)頻示意圖所示,偽碼周期1的末尾并未對(duì)齊數(shù)據(jù)碼元3的末尾,因此捕獲過(guò)程無(wú)法采用常規(guī)相干擴(kuò)頻的匹配濾波等方式,而必須在搜尋到擴(kuò)頻碼相位的起始位置后,再找到數(shù)據(jù)碼元的起始位置。
如圖2為本發(fā)明方法工作流程圖,本發(fā)明包括以下步驟:
(1)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行中頻下變頻和低通濾波:
接收信號(hào)為
其中,tk=k·ts,ts為采樣時(shí)間間隔,PS為接收信號(hào)功率,d(tk)為調(diào)制數(shù)據(jù),PN(tk+τ)為帶有延時(shí)量τ的偽碼,ωI為中頻頻率,ωd為載波多普勒頻率,為初始相位,n(tk)為噪聲;
對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行中頻下變頻,并通過(guò)低通濾波濾除高頻分量,得到同相I和正交Q兩路信號(hào),
其中,為載波多普勒頻率估計(jì)值;nI(tk)、nQ(tk)分別為I支路和Q支路噪聲;
(2)用本地偽碼解擴(kuò):
用本地偽碼對(duì)下變頻后信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò),暫不考慮噪聲的影響,可得
其中為對(duì)延時(shí)量τ的估計(jì)值;
(3)將解擴(kuò)信號(hào)延遲共軛相乘,在一個(gè)偽碼周期內(nèi)累加并取模:
將解擴(kuò)后信號(hào)進(jìn)行延遲共軛相乘,然后在一個(gè)偽碼周期內(nèi)對(duì)上述信號(hào)進(jìn)行累加取模,其值為
其中,延遲間隔m選為一個(gè)偽碼元寬度,根據(jù)m序列的移位相加特性,m序列PN(tk)與其移位序列PN(tk-m)的模相加得到的序列為該m序列的另一位移序列PN(tk-m');
由于d(tk)d(tk-m)只在數(shù)據(jù)位發(fā)生跳變的一個(gè)偽碼元間隔內(nèi)值為-1,其他時(shí)刻均為+1,因而其對(duì)相關(guān)結(jié)果的影響很小,可以忽略,故可進(jìn)一步得到
由此可以看出,在累加前先進(jìn)行延遲共軛相乘不僅可有效克服數(shù)據(jù)位跳變的影響,而且還避免了由載波多普勒頻率殘留值導(dǎo)致的相關(guān)峰值損失;
(4)模值門限判決:
判斷累加后模值是否超過(guò)閾值Thre=α·μ,其中α為比例因子;μ為上一步所得相關(guān)值F的數(shù)學(xué)期望值。
若超過(guò)則其相關(guān)峰值對(duì)應(yīng)的相位即為接收信號(hào)偽碼相位,進(jìn)而得到偽碼預(yù)測(cè)值;否則調(diào)整本地偽碼相位,返回至第二步重新開(kāi)始搜尋;
(5)用得到的偽碼相位解擴(kuò)并對(duì)解擴(kuò)值延遲相乘,再對(duì)結(jié)果做快速傅立葉變換,得到多普勒頻率估計(jì)值:
利用步驟(4)獲得的偽碼預(yù)測(cè)值對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)并進(jìn)行延遲相乘可得
其中,多普勒頻率估計(jì)值可通過(guò)對(duì)上式進(jìn)行快速傅立葉變換頻譜分析得到;由于僅在數(shù)據(jù)位發(fā)生跳變的一個(gè)碼元寬度內(nèi)d(tk)d(tk-m)=-1,且進(jìn)行快速傅立葉變換處理前一般需進(jìn)行降采樣率處理,因而數(shù)據(jù)位跳變的少數(shù)幾個(gè)采樣值對(duì)快速傅立葉變換頻譜分析結(jié)果產(chǎn)生的影響極??;
(6)得到去頻偏的解擴(kuò)信號(hào):
得到多普勒頻率估計(jì)值后,去除多普勒頻移影響,再用步驟(4)獲得的偽碼預(yù)測(cè)值對(duì)下變頻信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò),暫不考慮噪聲的影響,可得
由于多普勒頻率估計(jì)值已得到,故而PN(tk+τ)PN(tk+τ)=1,于是可得
實(shí)際應(yīng)用中,表征I和Q兩路信號(hào)的殘余常數(shù)比例因子,并不影響最終d(tk)的判決;
此時(shí)得到了還原后的數(shù)據(jù)位d(tk)值,但還并未找到d(tk)的起始相位,即尚未實(shí)現(xiàn)位同步;
(7)構(gòu)建兩路本地移動(dòng)窗,兩路移動(dòng)窗內(nèi)將采樣值分別累加并取模:
消除多普勒頻偏并得到含噪聲的解擴(kuò)信號(hào)后,保持解擴(kuò)前后信號(hào)的采樣率不變;采用兩路本地移動(dòng)窗搜尋d(tk)數(shù)據(jù)位起始相位,每路本地移動(dòng)窗的寬度為d(tk)的一個(gè)數(shù)據(jù)位寬。兩路移動(dòng)窗的時(shí)延差為半個(gè)數(shù)據(jù)位寬度。設(shè)靠前的移動(dòng)窗為A,靠后的移動(dòng)窗為B;圖3為搜尋d(tk)數(shù)據(jù)位起始相位示意圖,若單位碼元的采樣點(diǎn)數(shù)為L(zhǎng),則兩路本地移動(dòng)窗分別對(duì)各自窗內(nèi)的L個(gè)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行累加;殘余噪聲一般具有高斯白噪聲性質(zhì),隨著累加次數(shù)的增大,累加值中的噪聲殘余將趨于0;累加后將兩路本地移動(dòng)窗的L點(diǎn)采樣信號(hào)累加值分別取模;
(8)兩窗累加后的模值相減,做閾值判決:
將兩路本地移動(dòng)窗的累加值取模后相減得相減值C,將C與第二門限閾值Thre=β·η對(duì)比做判決,其中β為比例因子,η為相減值C的數(shù)學(xué)期望值;若C大于第二門限閾值,則表明A移動(dòng)窗的起始相位即為數(shù)據(jù)位d(tk)的起始相位,完成位同步,此時(shí)相鄰的前后2個(gè)數(shù)據(jù)碼元是不相同的;否則兩路本地移動(dòng)窗同步調(diào)整相位,返回步驟(7)重新開(kāi)始搜尋數(shù)據(jù)位起始相位,直至完成位同步為止。
實(shí)施例:
以一個(gè)非相干擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的解調(diào)為例,系統(tǒng)數(shù)據(jù)碼元速率為8kbps,擴(kuò)頻碼速率為3.069Mbps,擴(kuò)頻碼長(zhǎng)為1023,信道SNR=-15dB,多普勒頻偏為80KHz。圖4為用戶擴(kuò)頻信號(hào)和加噪后信號(hào)時(shí)域波形圖,圖5為擴(kuò)頻信號(hào)與帶多普勒頻偏擴(kuò)頻信號(hào)。圖6為采用普通解擴(kuò)方法,即在一個(gè)偽碼周期進(jìn)行匹配濾波時(shí)得到的相關(guān)值,可見(jiàn)無(wú)相關(guān)峰出現(xiàn),系統(tǒng)無(wú)法正常捕獲。圖7為采用本發(fā)明后得到的相關(guān)峰。圖8為采用本發(fā)明后得到的多普勒頻偏估計(jì)值,估計(jì)值為80KHz。圖9為兩路位同步移動(dòng)窗累加值對(duì)比圖。圖10為SNR=-15dB時(shí)采用本發(fā)明后得到的位同步結(jié)果對(duì)比圖,第一幅為原始用戶數(shù)據(jù),第三副為位同步解擴(kuò)后結(jié)果,第二幅為第三幅判決后結(jié)果,由圖可見(jiàn)位同步結(jié)果正確,本發(fā)明所用方法準(zhǔn)確無(wú)誤。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已,并不用以限制本發(fā)明,凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等,均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。