本發(fā)明涉及一種超大動態(tài)環(huán)境的擴頻信號廣義載波同步系統(tǒng)及方法，涉及抗干擾通信技術領域，具體屬于擴頻通信數(shù)字解調(diào)領域，是指一種擴頻通信超大動態(tài)載波捕獲跟蹤方法。

背景技術：

在高動態(tài)尤其是超大動態(tài)擴頻通信系統(tǒng)中，載波會產(chǎn)生大的多普勒頻移和頻率變化率，對接收端的載波捕獲和跟蹤帶來很大的困難，從而影響整個通信系統(tǒng)的解調(diào)性能。在接收端，本振輸出頻率是固定的，大的多普勒頻移和頻率變化率會使接收信號載頻發(fā)生變化且不穩(wěn)定，混頻輸出的中頻信號產(chǎn)生漂移，從而導致載波捕獲和跟蹤難度加大，系統(tǒng)的誤碼率上升。因此，必須對多普勒效應引起的頻移進行補償。

目前，高動態(tài)擴頻通信中載波的同步包括捕獲和跟蹤兩個過程，載波捕獲通常包含在偽碼同步過程中，而精確的載波相位及多普勒頻移變化跟蹤則通過載波參數(shù)估計器或反饋跟蹤控制環(huán)實現(xiàn)。由于多普勒頻移不確定性的存在，直接跟蹤載波相位有較大的難度，而頻率跟蹤卻能夠較快的消除大部分多普勒頻移的影響。理想的跟蹤環(huán)路是使用較好動態(tài)性能的鎖頻環(huán)(FLL)和較好跟蹤精度的PLL環(huán)相結合，先用鎖頻環(huán)跟蹤與較大的濾波器帶寬閉合跟蹤環(huán)路，然后再轉(zhuǎn)入鎖相環(huán)進行跟蹤，在容許預期動態(tài)影響的前提下，盡量用窄的濾波器噪聲帶寬以維持環(huán)路的跟蹤狀態(tài)，當動態(tài)增強時，轉(zhuǎn)入FLL進行跟蹤，重復上述過程，即當動態(tài)性變化時，環(huán)路自動實現(xiàn)FLL與PLL跟蹤方式的切換。然而，當載波頻率偏差過大和頻率變化率過快時，即使通過偽碼同步進行了載波初捕獲，殘余信號的頻差不足以落入FLL的捕獲帶時，導致無法通過FLL輔助的PLL環(huán)進行載波和相位跟蹤。同時，F(xiàn)LL輔助的PLL環(huán)捕獲帶寬是固定的，環(huán)路跟蹤速度慢，引入可變捕獲帶寬、跟蹤速度快的載波同步算法也顯得非常重要。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明解決的技術問題為：針對大動態(tài)環(huán)境下的擴頻信號經(jīng)捕獲后殘余頻差不足以落入FLL的捕獲帶問題，提供一種超大動態(tài)環(huán)境的擴頻信號廣義載波同步方法，根據(jù)傳輸環(huán)境動態(tài)大小靈活選擇不同的載波同步方法，具體為：當動態(tài)為一般時，通過PMF-FFT的捕獲和PLL進行載波同步；當動態(tài)為中等時，通過PMF-FFT的捕獲和二階FLL輔助的三階PLL進行載波同步；當動態(tài)為超大時，通過PMF-FFT的捕獲、頻率估計器和二階FLL輔助三階PLL進行載波同步。同時，針對二階FLL輔助三階PLL捕獲帶寬固定，跟蹤速度慢，提供擴展卡爾曼濾波或粒子濾波作為載波環(huán)，使得環(huán)路捕獲帶寬可變，跟蹤速度快。

本發(fā)明解決的技術方案為：一種超大動態(tài)環(huán)境的擴頻信號廣義載波同步系統(tǒng)，包括：基于PMF-FFT的載波捕獲單元、頻率估計單元、二階FLL輔助的三階PLL載波環(huán)；

基于PMF-FFT的載波捕獲單元，包括：匹配濾波模塊1、輸入數(shù)據(jù)實部模塊、I路子相關器1、I路子相關器2、I路子相關器3、…、I路子相關器N；輸入數(shù)據(jù)虛部模塊、Q路子相關器1、Q路子相關器2、Q路子相關器3、…、Q路子相關器N；相干積分1模塊、相干積分2模塊、相干積分3模塊、…、相干積分N模塊；N點FFT運算模塊、最大幅值檢測模塊；

功能性連接：匹配濾波模塊1接收基帶信號(已經(jīng)過采樣的信號)，并對基帶信號進行匹配濾波后分為I路和Q路兩路信號，每次將I路信號的N*X點送至輸入數(shù)據(jù)實部模塊，每次將Q路信號的N*X點送到輸入數(shù)據(jù)虛部模塊，將輸入數(shù)據(jù)實部模塊的I路信號按照采樣速率劃分為N等份，分別依次送入I路子相關器1，I路子相關器2，I路子相關器3，…，I路子相關器N，將輸入數(shù)據(jù)虛部模塊的的Q路信號劃分為N等份，每份長度為X，分別依次送入Q路子相關器1，Q路子相關器2，Q路子相關器3，…，Q路子相關器N，I路子相關器1，I路子相關器2，I路子相關器3，…，I路子相關器N分別預存了長度為X的偽碼，I路子相關器1，I路子相關器2，I路子相關器3，…，I路子相關器預存的長度為X的偽碼依次排列組成了I路偽碼相位，Q路子相關器1，Q路子相關器2，Q路子相關器3，…，Q路子相關器N分別預存了長度為X的偽碼；Q路子相關器1，Q路子相關器2，Q路子相關器3，…，Q路子相關器N預存的長度為X的偽碼依次排列組成了Q路偽碼相位；I路偽碼相位和Q路偽碼相位相同；

I子相關器1將I路子相關器1預存的偽碼和送至I路子相關器1的I路信號進行子相關得到實部相關結果1，Q路子相關器1將Q路子相關器1預存的偽碼和送至I路子相關器1的Q路信號進行子相關得到虛部相關結果1，相干積分1模塊將實部相關結果1和虛部相關結果進行相干積分得到相干積分值1，依此類推，得到N個相干積分值，送往N點FFT運算模塊，N點FFT運算模塊對N個相干積分值進行N點FFT變換，得到頻域的N個相干積分值，N點FFT運算模塊輸出頻域的N個相干積分值送往最大幅值檢測模塊，最大幅值檢測模塊預先設定幅值門限，獲取頻域的N個相干積分值的最大幅值，若某個頻域的N個相干積分值最大幅值超過預先設定幅值門限，則載波捕獲成功，基帶信號的捕獲相位為子I路子相關器1、I路子相關器2、…、I路子相關器N中所存儲的I路偽碼相位，基帶信號的捕獲頻偏為k/(NTc)，其中k為超過預先設定幅值門限的某個頻域的N個相干積分值最大幅值對應的相干積分值序號；Tc為偽碼的采樣間隔；最大幅值檢測模塊將捕獲頻偏送至壓控振蕩器3；將載波捕獲成功的基帶信號作為捕獲完成后的接收信號；

頻率估計單元，包括：壓控振蕩器3、乘法器1、乘法器2、掃頻序列模塊、壓控振蕩器1、非相干積分模塊、取模值模塊、緩存器和MAX模塊；

功能性連接：壓控振蕩器3根據(jù)捕獲頻偏產(chǎn)生補償信號1送到乘法器1

乘法器1將捕獲完成后的接收信號中的每個點依次和壓控振蕩器3輸出補償信號1進行相乘，以對捕獲完成后的接收信號進行頻率補償，補償后的捕獲信號送往乘法器2，掃頻序列模塊預存掃頻序列，根據(jù)掃頻序列壓控振蕩器1產(chǎn)生多個頻率的掃頻信號送往乘法器2，乘法器2將乘法器1送來的補償后的捕獲信號和壓控振蕩器1送來的掃頻信號相乘后的結果送往非相干積分模塊，由非相干模塊進行相干積分送至取模值模塊對相干積分后的結果取模值送至緩存器存儲；MAX模塊從緩存器中提取緩存器中存儲的最大模值，最大模值對應的掃頻的頻點為估計的頻率值；MAX模塊將估計的頻率值送至壓控振蕩器4；

FLL輔助的PLL載波環(huán)，包括：壓控振蕩器4、乘法器3、鑒相器、鑒頻器、二階FLL輔助三階PLL數(shù)字環(huán)路濾波器、壓控振蕩器2、乘法器4、解調(diào)器；

功能性連接：壓控振蕩器4根據(jù)估計的頻率值產(chǎn)生補償信號2送至乘法器3，乘法器3將壓控振蕩器4送來的補償信號2和捕獲完成后的接收信號相乘后的補償捕獲接收信號分為三路，其中兩路分別送往鑒相器和鑒頻器，第三路送至乘法器4，鑒相器根據(jù)補償信號得到相位誤差(arctan(Q(k)/I(k)))，鑒頻器根據(jù)補償信號得到頻率誤差(arctan(P_cross(k),P_dot(k))/[t(k)-t(k-1)]，其中P_cross(k)＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1)，P_dot(k)＝I(k-1)I(k)+Q(k-1)Q(k))，鑒相器和鑒頻器分別將相位誤差和頻率誤差送往二階FLL輔助三階PLL數(shù)字環(huán)路濾波器模塊，二階FLL輔助三階PLL數(shù)字環(huán)路濾波器模塊將相位誤差和頻率誤差分別進行環(huán)路濾波，得到濾波后的相位誤差和頻率誤差，將濾波后的頻率誤差送至壓控振蕩器2；壓控振蕩器根據(jù)頻率誤差產(chǎn)生補償信號3送到乘法器4，乘法器4將乘法器3輸出的補償捕獲接收信號和壓控振蕩器2輸出的補償信號3相乘的結果送至解調(diào)器進行解調(diào)后輸出；

所述的二階FLL輔助三階PLL數(shù)字環(huán)路濾波器，包括：增益為Gf1的放大器1、增益為Gf1的放大器2、增益為Gp1放大器3、增益為Gp2放大器4、增益為Gp3放大器5、增益為T的放大器6、7、8，加法器1、2、3、4、5和6，Z^-1延時器1和2；

鑒頻器輸出的頻率誤差分別送入增益為Gf1的放大器1、增益為Gf2的放大器2，頻率誤差經(jīng)放大器1放大Gf1倍后，送往增益為T的放大器6，經(jīng)放大器6放大后送往加法器1，頻率誤差經(jīng)放大器2放大Gf2倍后，送往加法器3；鑒相器輸出的相位誤差分別送入增益為Gp1的放大器3、增益為Gp2的放大器4、增益為Gp3的放大器5，相位誤差經(jīng)放大器5放大Gp3后，送往增益為T的放大器7，經(jīng)放大器7放大T倍后，送往加法器1；相位誤差經(jīng)放大器4放大Gp2后，送往加法器3；相位誤差經(jīng)放大器3放大Gp1后，送往加法器6；加法器1將放大器6的輸出、放大器7的輸出和tp1經(jīng)Z^-1延時器1的輸出進行求和，輸出為tp1，tp1經(jīng)Z^-1延時器1的輸出送往加法器2，加法器2將tp1和tp1經(jīng)Z^-1延時器1的輸出進行求和，輸出送往增益為1/2的放大器9，經(jīng)放大器9放大1/2倍后，送往加法器3；加法器3將頻率誤差經(jīng)Gf2放大器的輸出、相位誤差經(jīng)Gp2放大器的輸出和1/2放大器9的輸出進行求和，輸出送往增益為T的放大器8，經(jīng)放大器8放大后，送往加法器4，加法器4將tp2經(jīng)Z^-1延時器2的輸出和放大器8的輸出進行求和，輸出為tp2，tp2經(jīng)Z^-1延時器2的輸出送往加法器5，加法器5將tp2和tp2經(jīng)Z^-1延時器2的輸出進行求和，輸出送往增益為1/2的放大器10，放大器的輸出和增益為Gp1的放大器3的輸出共同送往加法器6，其輸出為y(i)。

一種超大動態(tài)環(huán)境的擴頻信號廣義載波同步方法，步驟如下：

(1)通過PMF-FFT的捕獲方法進行偽碼相位-載波頻率的二維搜索，捕獲殘余頻差；

(2)對步驟(1)的捕獲殘余頻差進行判斷，當步驟(1)的捕獲殘余頻差大于二階FLL的捕獲帶，則進行頻率估計，得到估計的頻率值；當步驟(1)的捕獲殘余頻差小于等于三階PLL的捕獲帶，則利用三階PLL作為載波環(huán)，進行載波頻率和相位的跟蹤；當步驟(1)的捕獲殘余頻差大于三階PLL的捕獲帶且小于二階FLL的捕獲帶，則進行步驟(3)；

(3)利用擴展卡爾曼濾波、粒子濾波或二階FLL輔助的三階PLL進行載波頻率和相位的跟蹤。

捕獲殘余頻差的步驟如下：

(1)匹配濾波模塊1接收基帶信號，并對基帶信號進行匹配濾波后分為I路和Q路兩路信號，每次將I路信號的N*X點送至輸入數(shù)據(jù)實部模塊，每次將Q路信號的N*X點送到輸入數(shù)據(jù)虛部模塊；

(2)將輸入數(shù)據(jù)實部模塊的I路信號按照采樣速率劃分為N等份，分別依次送入I路子相關器1，I路子相關器2，I路子相關器3，…，I路子相關器N，將輸入數(shù)據(jù)虛部模塊的的Q路信號劃分為N等份，每份長度為X，分別依次送入Q路子相關器1，Q路子相關器2，Q路子相關器3，…，Q路子相關器N，I路子相關器1，I路子相關器2，I路子相關器3，…，I路子相關器N分別預存了長度為X的偽碼；

(3)I路子相關器1，I路子相關器2，I路子相關器3，…，I路子相關器預存的長度為X的偽碼依次排列組成了I路偽碼相位，Q路子相關器1，Q路子相關器2，Q路子相關器3，…，Q路子相關器N分別預存了長度為X的偽碼；Q路子相關器1，Q路子相關器2，Q路子相關器3，…，Q路子相關器N預存的長度為X的偽碼依次排列組成了Q路偽碼相位；I路偽碼相位和Q路偽碼相位相同；

(4)I子相關器1將I路子相關器1預存的偽碼和送至I路子相關器1的I路信號進行子相關得到實部相關結果1，Q路子相關器1將Q路子相關器1預存的偽碼和送至I路子相關器1的Q路信號進行子相關得到虛部相關結果1，相干積分1模塊將實部相關結果1和虛部相關結果進行相干積分得到相干積分值1，依此類推，得到N個相干積分值，送往N點FFT運算模塊；

(5)N點FFT運算模塊對N個相干積分值進行N點FFT變換，得到頻域的N個相干積分值，N點FFT運算模塊輸出頻域的N個相干積分值送往最大幅值檢測模塊，最大幅值檢測模塊預先設定幅值門限，獲取頻域的N個相干積分值的最大幅值，

(6)若某個頻域的N個相干積分值最大幅值超過預先設定幅值門限，則載波捕獲成功，將載波捕獲成功的基帶信號作為捕獲完成后的接收信號；基帶信號的捕獲相位為子I路子相關器1、I路子相關器2、…、I路子相關器N中所存儲的I路偽碼相位，基帶信號的捕獲頻偏為k/(NTc)，其中k為超過預先設定幅值門限的某個頻域的N個相干積分值最大幅值對應的相干積分值序號；Tc為偽碼的采樣間隔；最大幅值檢測模塊將捕獲頻偏送至壓控振蕩器3；所述捕獲頻偏即為捕獲殘余頻差。

所述步驟(2)中進行頻率估計，得到估計的頻率值步驟如下：

(1)壓控振蕩器3根據(jù)捕獲頻偏產(chǎn)生補償信號1送到乘法器1；

(2)乘法器1將捕獲完成后的接收信號中的每個點依次和壓控振蕩器3輸出補償信號1進行相乘，以對捕獲完成后的接收信號進行頻率補償，補償后的捕獲信號送往乘法器2；

(3)掃頻序列模塊預存掃頻序列，根據(jù)掃頻序列控制壓控振蕩器1產(chǎn)生多個頻率的掃頻信號送往乘法器2；

(4)乘法器2將乘法器1送來的補償后的捕獲信號和壓控振蕩器1送來的掃頻信號相乘后的結果送往非相干積分模塊，由非相干模塊進行相干積分送至取模值模塊對相干積分后的結果取模值送至緩存器存儲；

(5)MAX模塊從緩存器中提取緩存器中存儲的最大模值，最大模值對應的掃頻的頻點為估計的頻率值；MAX模塊將估計的頻率值送至壓控振蕩器4.

所述步驟(3)中進行載波頻率和相位的跟蹤步驟如下：

(1)壓控振蕩器4根據(jù)估計的頻率值產(chǎn)生補償信號2送至乘法器3，

(2)乘法器3將壓控振蕩器4送來的補償信號2和捕獲完成后的接收信號相乘后的補償捕獲接收信號分為三路，其中兩路分別送往鑒相器和鑒頻器，第三路送至乘法器4，

(3)鑒相器根據(jù)補償信號得到相位誤差(arctan(Q(k)/I(k)))，鑒頻器根據(jù)補償信號得到頻率誤差(arctan(P_cross(k),P_dot(k))/[t(k)-t(k-1)]，

k為采樣的離散時間，Q(k)表示k時刻Q路信號的虛部，I(k)表示k時刻I路信號的實部，I(k-1)表示k-1時刻I路信號的實部，Q(k-1)表示k-1時刻Q路信號的虛部；

其中P_cross(k)＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1)，P_dot(k)＝I(k-1)I(k)+Q(k-1)Q(k))，，鑒相器和鑒頻器分別將相位誤差和頻率誤差送往二階FLL輔助三階PLL數(shù)字環(huán)路濾波器模塊；

(4)二階FLL輔助三階PLL數(shù)字環(huán)路濾波器模塊將相位誤差和頻率誤差分別進行環(huán)路濾波，得到濾波后的相位誤差和頻率誤差，將濾波后的頻率誤差送至壓控振蕩器2；

(5)壓控振蕩器2根據(jù)頻率誤差產(chǎn)生補償信號3送到乘法器4，乘法器4將乘法器3輸出的補償捕獲接收信號和壓控振蕩器2輸出的補償信號3相乘的結果送至解調(diào)器進行解調(diào)后輸出，實現(xiàn)載波頻率和相位的跟蹤。

根據(jù)傳輸環(huán)境動態(tài)大小靈活選擇不同的載波同步方法，具體為：當動態(tài)為一般時，通過基于PMF-FFT的捕獲和PLL進行載波同步；當動態(tài)為中等時，通過基于PMF-FFT的捕獲和二階FLL輔助的三階PLL進行載波同步；當動態(tài)為超大時，通過基于PMF-FFT的捕獲、頻率估計器和二階FLL輔助三階PLL進行載波同步。同時，可通過擴展卡爾曼濾波或粒子濾波來代替二階FLL輔助三階PLL形成新的載波環(huán)，使得環(huán)路捕獲帶寬可變，跟蹤速度快。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比的優(yōu)點在于：

(1)本發(fā)明通過捕獲后信號殘余頻差的大小來靈活選擇不同的載波同步方法，適用范圍廣泛；

(2)本發(fā)明通過擴展卡爾曼濾波、粒子濾波代替二階FLL輔助的三階PLL進行載波頻率和相位的跟蹤，使得環(huán)路捕獲帶寬可變，跟蹤速度快。

(3)本發(fā)明通過PMF-FFT的捕獲和PLL模塊組合完成一般動態(tài)環(huán)境擴頻信號的載波同步，通過PMF-FFT的捕獲和二階FLL輔助三階PLL完成中等動態(tài)環(huán)境擴頻信號的載波同步，通過PMF-FFT的捕獲、頻率估計和二階FLL輔助三階PLL完成超大動態(tài)環(huán)境擴頻信號的載波同步，不同模塊組合靈活，功能多變；

附圖說明

圖1為基于PMF-FFT的載波捕獲方法；

圖2為PMF-FFT載波估計輸出；

圖3為掃頻頻率估計算法流程；

圖4為掃頻頻率估計結果；

圖5為FLL輔助的PLL載波環(huán)結構；

圖6為2階FLL輔助3階PLL的環(huán)路濾波器；

圖7為殘余頻差為正時FLL仿真結果(a)頻率誤差(b)FLL環(huán)路濾波輸出

圖8為殘余頻差為正時PLL仿真結果(a)相位誤差(b)PLL環(huán)路濾波輸出

圖9為殘余頻差為正時校頻后的信號輸出；

圖10為殘余頻差為負時FLL仿真結果(a)頻率誤差(b)FLL環(huán)路濾波輸出

圖11為殘余頻差為負時PLL仿真結果(a)相位誤差(b)PLL環(huán)路濾波輸出

圖12為殘余頻差為負時校頻后的信號輸出；

圖13為大動態(tài)環(huán)境下擴頻信號廣義載波同步方法的工作流程；

具體實施方式

本發(fā)明的基本思路為：一種超大動態(tài)環(huán)境的擴頻信號廣義載波同步方法，根據(jù)傳輸環(huán)境動態(tài)大小靈活選擇不同的載波同步方法，具體為：當動態(tài)為一般時，通過基于(分段匹配濾波和快速傅里葉變換)PMF-FFT的捕獲和鎖相環(huán)(PLL)進行載波同步；當動態(tài)為中等時，通過基于PMF-FFT的捕獲和二階鎖頻環(huán)(FLL)輔助的三階PLL進行載波同步；當動態(tài)為超大時，通過基于PMF-FFT的捕獲、頻率估計器和二階FLL輔助三階PLL進行載波同步。同時，可通過擴展卡爾曼濾波或粒子濾波來代替二階FLL輔助三階PLL形成新的載波環(huán)，使得環(huán)路捕獲帶寬可變，跟蹤速度快。

下面以大動態(tài)環(huán)境下的擴頻信號載波同步方法為例說明實施方式。

優(yōu)選信息速率為2Kbps，碼速率為10.23Mbps，偽碼長度為1023，調(diào)制方式為BPSK，4倍過采樣，成型濾波器為7階的平方根升余弦濾波器，其最大多普勒頻偏為600KHz，多普勒變化率為20kHz/s，通過Matlab軟件進行超大動態(tài)擴頻信號的載波同步仿真驗證。將基帶接收信號送入圖1所示的載波捕獲單元，首先通過7階平方根升余弦濾波器組成的匹配濾波模塊1，經(jīng)過匹配濾波后，按采樣速率分別將1023×4個采樣點的實部和虛部送入輸入數(shù)據(jù)實部和虛部模塊，對I路和Q路的1023×4個采樣點進行長度為16的等間隔劃分，總共分為256段，不足的采樣點用0代替。其次，將長度為1023的偽碼進行4倍過采樣，對過采樣后的碼片進行長度為16的等間隔劃分，總共分為256段，不足的采樣點也用0代替，將這256段碼片依次存入I路子相關器1、I路子相關器2、…I路子相關器256的同時，也將這256段碼片依次存入Q路子相關器1、Q路子相關器2、…Q路子相關器256。然后，將I路的第一段數(shù)據(jù)和I路子相關器1存的第一段碼片進行相關，Q路的第一段數(shù)據(jù)和Q路子相關器1存的第一段碼片進行相關，依次類推直到將I路的第256段數(shù)據(jù)和I路子相關器256存的第256段碼片進行相關，Q路的第256段數(shù)據(jù)和Q路子相關器256存的第256段碼片進行相關。將I路子相關器1和Q路子相關器1的輸出分別進行相干積分合并成一個復數(shù)，依次類推直到I路子相關器256和Q路子相關器256的輸出分別進行相干積分合并成一個復數(shù)。最后，對這256個復數(shù)進行FFT運算，并取幅值。如果最大幅值大于預設門限，則此時接收信號初相與子相關器中所存碼片的相位一致，接收信號頻偏為最大幅值所處的位置號乘以1/(256*4)*10.23MHz。如果最大幅值小于預設門限，基帶接收信號按采樣速率依次進入輸入數(shù)據(jù)實部和虛部模塊，并重復以上操作，直到捕獲成功為止。

保持仿真參數(shù)不變，對圖1所示的PMF-FFT捕獲方法進行仿真，結果如圖2所示。在k＝197處出現(xiàn)了相關峰值，此時多普勒估計值約為590kHz，殘余頻偏為10KHz。

假定連續(xù)的一定數(shù)目碼片在短時間T內(nèi)保持多普勒頻偏不變，則在一定時間內(nèi)的多普勒頻偏可依次表示為：…，然后，在掃頻序列[-20kHz，20kHz]中，根據(jù)ω＝2πf換算成角頻率每隔一定步長T，就用一個頻點e^jωt(T≤t≤NT)去對…，進行掃頻相乘，并將相乘結果進行非相干積分，取模值，送入緩存器保存，依次重復操作，直到所有頻點均完成掃頻為止。最后，找出緩存器中最大值對應的頻點即為頻率估計值，具體流程如圖3所示。

假定偽碼已同步，最大多普勒頻偏為-2.5kHz，多普勒變化率為20kHz/s，非相干積分時間為128個碼片間隔，掃頻信號的頻率范圍-20KHz-20KHz，步長為5kHz，仿真結果如圖4所示?？煽闯?，最大的幅值位于第4步，即頻率估計為[-20000+(4-1)*5000]/2＝-2.5kHz，和預設值一樣，取得了理想的結果。因此，在殘余頻偏為±10kHz時，頻點個數(shù)為20個時，頻率估計后的殘余頻差為±500Hz。

對殘余頻差為500Hz的基帶接收信號通過圖5所示的二階FLL輔助三階PLL進行同步跟蹤。首先，利用鑒相器arctan(Q(k)/I(k))和鑒頻器(arctan(P_cross(k),P_dot(k))/[t(k)-t(k-1)]，其中P_cross(k)＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1)，t(k)為k時刻的時間，t(k-1)為k-1時刻的時間，t(k)-t(k-1)可以取1s，P_dot(k)＝I(k-1)I(k)+Q(k-1)Q(k))分別得到相位誤差和頻率誤差。然后將相位誤差和頻率誤差分別送往圖6所示的二階FLL輔助三階PLL的環(huán)路濾波器。最后，通過環(huán)路濾波器的輸出控制壓控振蕩器2。當環(huán)路鎖定時，壓控振蕩器的輸出乘以殘余頻差為500Hz的基帶接收信號，就可以得到純基帶信號，并送往解調(diào)器進行解調(diào)。

在圖6中，G_p1＝b₃ω_0p，G_p2＝a₃ω_0p²，G_p3＝ω_0p³，G_f1＝ω_0f²，G_f2＝a₂ω_0f，這些參數(shù)可由表1中根據(jù)環(huán)路濾波器的帶寬B_np和B_nf計算得到。

表1環(huán)路濾波器特性參數(shù)

假定B_nf＝600Hz，B_np＝100Hz，環(huán)路更新速率選取為80kHz以保證跟蹤的上20kHz/s的多普勒變化率。當殘余頻差為+500Hz，多普勒變化率為-20kHz/s，得到圖7(a)、7(b)、圖8(a)、8(b)、圖9所示的仿真結果。如圖7(a)、7(b)、圖8(a)、8(b)所示，二階FLL先鎖定，鑒頻器輸出的頻率誤差逐漸趨于0。然后，三階PLL經(jīng)過短時間的過渡期后，相位誤差逐漸趨于0，開始鎖定。從圖9中看到，將鎖定后的環(huán)路濾波器輸出對輸入信號進行校頻，輸出信號的實部在“1”附近波動，而虛部在“0”附近波動，滿足了解調(diào)要求。

當殘余頻差為-500Hz，多普勒變化率為+20kHz/s，得到圖10(a)、10(b)、圖11(a)、(b)、圖12所示的仿真結果。從圖10(a)、10(b)、圖11(a)、(b)可看出，二階FLL先鎖定，鑒頻器輸出的頻率誤差逐漸趨于0。然后，三階PLL經(jīng)過短時間的過渡期后，相位誤差逐漸趨于0，開始鎖定。對比圖7(a)、7(b)和圖10(a)、10(b)，兩種情況下的FLL環(huán)路濾波器輸出變化趨勢剛好相反，符合多普勒變化率的變化趨勢。從圖12中看到，將鎖定后的環(huán)路濾波器輸出對輸入信號進行校頻，輸出信號的實部在“1”附近波動，而虛部在“0”附近波動，滿足了解調(diào)要求。

這里，要特別強調(diào)是：除了掃頻估計外，頻率估計器還有其他選擇；除了二階FLL輔助三階PLL載波環(huán)外，還可以使用效果更佳的擴展卡爾曼濾波或粒子濾波作為載波環(huán)使用。