本發(fā)明涉及用于檢測同時呼叫傳輸(尤其是雙邊帶幅度調(diào)制(DSB-AM)傳輸)的設(shè)備和方法。

背景技術(shù)：

同時呼叫傳輸(SCT)是當(dāng)兩個或更多個傳輸在相同頻帶上同時發(fā)生時的情況。終端接聽方因此(通常)僅能夠理解該傳輸對的較高功率。圖1中示出了一個示例。

這是一種潛在的危險情況，因為較弱傳輸?shù)陌l(fā)送者可能會假設(shè)他們實際上被終端接聽方聽到并且相應(yīng)地采取動作。其中相應(yīng)的動作將是非常危險的情況會是：兩架飛機同時向空中交通控制器發(fā)送信號，空中交通控制器然后回復(fù)，并且兩架飛機都相信響應(yīng)是針對他們的。這種情況可以通過警覺的、經(jīng)過訓(xùn)練的人類操作員監(jiān)聽到由于兩個發(fā)射機之間的頻率差異而產(chǎn)生的干擾聲音和外差音的特征現(xiàn)象而被注意到。然而，這只有在較弱的發(fā)射機(1)在較強的發(fā)射機的功率范圍內(nèi)(例如，0至-20dB)以及(2)外差位于被過濾的音頻范圍(例如300Hz至3.5kHz)中才能可靠工作。如果一個傳輸比另一個傳輸發(fā)起得更遠(即一架飛機在上方而另一架在幾公里之外)，則可能不滿足第一條件；如果兩個發(fā)射機之間的頻率差(由發(fā)射設(shè)備中的石英的精度限定)較小，則可能不滿足第二條件。

事實上，由于真實世界的影響，如傳播損耗、多徑誤差和頻率誤差，SCT可能遠遠超出這些值。

因此，自動SCT檢測是無線電裝置的期望特征。

US2010/0067570A1描述了一種適于自動檢測兩個傳輸何時同時發(fā)生的裝置。該系統(tǒng)相位通過將基帶同相和正交信號轉(zhuǎn)換為展開的相位和幅度來解調(diào)雙重傳輸?shù)暮托盘枴Ｈ绻嬖诳拷念l率分開的傳輸，則在展開的相位上存在周期性“擺動”，因為頻率的差異使得傳輸?shù)南嗔繃@彼此旋轉(zhuǎn)。然后使用具有變化的窗口長度的變換器組對相位時間序列進行傅立葉變換，以確定是否存在任何次(secondary)傳輸(即，由于展開的相位“擺動”而引起的波峰)。如果檢測到次傳輸，則警告音被添加到音頻輸出，以便向操作者警告該情況。

提出的這種解決方案具有幾個顯著的缺點。產(chǎn)生相位時間序列的步驟是本征非線性過程(因為其涉及執(zhí)行反正切arctan)，因此隨著該過程的進行，誤差擴散，其表現(xiàn)為輸出頻譜中物理上不存在于輸入中的互調(diào)產(chǎn)物。此外，在現(xiàn)實世界條件下，該解決方案可能產(chǎn)生大量的在僅存在一個傳輸時發(fā)出警報的“誤報”。這是因為該系統(tǒng)沒有辦法抑制諸如正弦主頻嗡聲(mains hum)、寄生FM(頻率調(diào)制)、頻率選擇性多徑效應(yīng)和1/f²(頻率平方的倒數(shù))相位噪聲等公共信號損傷。所有這些效應(yīng)可能潛在地引入一定量的展開的相位“擺動”，然后被識別為次傳輸。

誤報是非常有害的，因為如果“誤報”太頻繁，則它們會導(dǎo)致操作者失去對設(shè)備可靠性的信心。這可能導(dǎo)致操作者完全關(guān)閉自動SCT特征或者采取不必要的減緩動作，例如重復(fù)指令。由于空中交通控制是以安全為要務(wù)的活動，因此SCT檢測系統(tǒng)應(yīng)該高度容忍真實信號缺陷，使其具有最高可實現(xiàn)的可靠性。

另一方面，當(dāng)次傳輸在功率上非常弱時，當(dāng)其變得難以從噪聲基底辨認時，以及在次傳輸被疊加在具有可忽略的頻率差的較強傳輸上的情況下，漏報是不可避免的。

因此需要改進的解決方案。

在一個實施例中，提供了一種確定次載波信號在包括主載波信號在內(nèi)的時域和信號中存在的方法，所述方法包括：將所述和信號變換到頻域；從變換后的和信號中提取與外差音相對應(yīng)的至少一個波峰；基于所述至少一個波峰，確定次載波信號在所述和信號中的存在。這種方法提供了以避免誤報的方式(尤其是以不引入互調(diào)產(chǎn)物的線性方式)確定次載波信號在時域和信號中存在的有效方式。

優(yōu)選地，該方法還包括識別和信號內(nèi)的主載波信號。

優(yōu)選地，該方法還包括確定頻域主載波信號的邊帶的共軛，并通過使用主信號的邊帶的所述共軛來衰減主載波。

優(yōu)選地，從和信號的相對頻率邊帶中減去主信號的邊帶的共軛。

優(yōu)選地，使用傅立葉變換(FT)執(zhí)行到頻域的變換的步驟。

優(yōu)選地，使用包括輸入和輸出柱(bin)的離散變換來執(zhí)行到頻域的變換步驟。

優(yōu)選地，將信號分割并映射到具有比該信號更大的大小的變換的輸入上，其中變換的中心部分包括被布置的零值輸入柱。

優(yōu)選地，信號的后半部分被映射到變換輸入的第一部分，并且信號的前半部分被映射到變換輸入的最后部分。

優(yōu)選地，識別主載波信號包括估計主載波頻率。

優(yōu)選地，估計主載波的頻率包括確定至少一個最高幅度頻率輸出柱并確定波峰頻率。這是確定波峰頻率的高效計算方式。

優(yōu)選地，確定三個最高頻率輸出柱，并擬合二次曲線以便內(nèi)插波峰頻率。與具有最高幅度的頻率柱相比，這實現(xiàn)了對波峰頻率的更精確的估計。

優(yōu)選地，所述方法還包括基于估計頻率對頻域和信號進行下變頻。

優(yōu)選地，該方法還包括對頻域下變頻的和信號進行相位旋轉(zhuǎn)；

優(yōu)選地，通過將FT輸出與窗口濾波器卷積來執(zhí)行下變頻。

優(yōu)選地，窗口濾波器包括閉合形式的余弦函數(shù)。

優(yōu)選地，窗口濾波器包括布萊克曼家族窗口，優(yōu)選地是布萊克曼-納特爾(Blackman-Nuttall)窗口。

優(yōu)選地，窗口濾波器包括凱撒(Kaiser)窗口或等波紋(Equiripple)窗口中的一個。

優(yōu)選地，確定次傳輸?shù)拇嬖诎▽λ霾ǚ鍒?zhí)行對稱分析。

在另一個實施例中，提供了一種確定第二載波信號在時域和信號中存在的方法，所述方法包括：識別所述和信號內(nèi)的主載波信號；從所述和信號內(nèi)衰減主載波信號；提取與外差音相對應(yīng)的至少一個波峰；針對所述至少一個波峰執(zhí)行對稱分析以確定次傳輸?shù)拇嬖?。這種方法提供了以避免誤報的方式確定次載波信號在時域和信號中存在的有效方式；尤其是，對稱分析減少了對稱噪聲效應(yīng)被認為是次載波信號的幾率。

優(yōu)選地，識別主載波信號包括估計主載波頻率。

優(yōu)選地，識別主載波信號包括估計主載波的相位。

優(yōu)選地，該方法包括將和信號變換到頻域。

優(yōu)選地，估計和信號內(nèi)的主載波的頻率包括確定至少一個最高幅度頻率輸出柱并確定波峰頻率。

優(yōu)選地，通過確定至少一個最高幅度頻率輸出柱并確定波峰頻率分量的相位來執(zhí)行相位估計。

優(yōu)選地，確定三個最高頻率輸出柱，并擬合曲線以便內(nèi)插波峰頻率。

優(yōu)選地，擬合后的曲線是二次曲線。

優(yōu)選地，在下變頻之后，時域采樣信號的正交分量在波峰提取之前被變換到頻域。

優(yōu)選地，下變頻包括：將采樣信號與具有與主載波的估計頻率和相位相對應(yīng)的頻率和相位的正弦波混頻。

優(yōu)選地，到頻域的變換是傅立葉變換(FT)，優(yōu)選地是快速傅立葉變換(FFT)。

優(yōu)選地，對稱分析包括：確定在中心頻率以上的某一頻率處的波峰的幅度與在中心頻率以下的相應(yīng)頻率處的信號的幅度之比的測量。該比是容易計算得到的特定特征的對稱的測量。

優(yōu)選地，該方法包括將所述不對稱比與預(yù)定閾值進行比較。

優(yōu)選地，將波峰的幅度與所述比結(jié)合用于確定次傳輸?shù)拇嬖凇?/p>

優(yōu)選地，該方法包括基于波峰幅度和不對稱比產(chǎn)生次載波傳輸存在的置信度得分。

優(yōu)選地，僅在存在與主傳輸?shù)妮d波相對應(yīng)的波峰時才確定次傳輸?shù)拇嬖凇?/p>

優(yōu)選地，僅在所述主載波波峰的幅度高于預(yù)定閾值時才確定次傳輸?shù)拇嬖凇?/p>

優(yōu)選地，僅在所述主載波波峰的寬度低于預(yù)定頻率閾值時才確定次傳輸?shù)拇嬖凇?/p>

優(yōu)選地，在波峰提取之后，如果兩個波峰在彼此的最小頻率間隔內(nèi)，則在確定次載波的存在之前將波峰組合成單個波峰。

優(yōu)選地，最小頻率間隔在5Hz和50Hz之間，優(yōu)選地在7Hz和15Hz之間，優(yōu)選地大約為10Hz。

優(yōu)選地，丟棄具有較低幅度的波峰。

優(yōu)選地，抽取(decimate)和信號以便減小帶寬。

優(yōu)選地，對頻域變換輸出進行增益變換，以便補償抽取器(decimator)波紋(ripple)。

優(yōu)選地，增益變換是由于抽取器的幅度譜響應(yīng)而導(dǎo)致的增益的倒數(shù)。

優(yōu)選地，對和信號進行采樣。

優(yōu)選地，在重疊塊中對和信號進行采樣。

優(yōu)選地，采樣由信號的最近T秒組成，并且采樣速率為每秒M次，其中T*M＞1。

優(yōu)選地，T在1和4之間，M在2和8之間。

優(yōu)選地，T＝2和M＝4。

優(yōu)選地，所述方法還包括：估計下變頻信號的噪聲基底；在波峰提取之前從信號中減去所述噪聲基底的測量。

優(yōu)選地，其中噪聲基底估計包括執(zhí)行移動平均。

優(yōu)選地，移動平均包括對D₁個樣本的連續(xù)塊求和，并計算所述塊中的D₂個的中值。

優(yōu)選地，D₁近似等于D₂。

優(yōu)選地，該方法還包括警告操作者次傳輸?shù)拇嬖凇?/p>

優(yōu)選地，警告操作者包括將音調(diào)插入音頻輸出或?qū)?biāo)志插入到數(shù)據(jù)流中。

優(yōu)選地，警告操作者包括在用戶界面上指示次傳輸?shù)拇嬖凇?/p>

優(yōu)選地，警告操作者包括指示次傳輸?shù)拇嬖诘闹眯潘健?/p>

在另一實施例中，提供了一種在信號的時間/頻率變換中減少加窗偽影的方法：將所述加窗函數(shù)應(yīng)用于信號；將所述信號映射到過采樣變換的輸入；其中所述變換輸入的中心部分具有零值輸入柱；執(zhí)行時間/頻率變換；輸出所述信號的頻譜。這種方法減少了被引入可能被錯誤地識別為次載波信號的信號中的偽影。

優(yōu)選地，所述變換是傅立葉變換。

優(yōu)選地，信號的后半部分被映射到變換輸入的第一部分，并且信號的前半部分被映射到變換輸入的最后部分。

優(yōu)選地，該方法還包括根據(jù)信號的頻譜確定次載波信號的存在的步驟。

優(yōu)選地，該方法還包括警告用戶次載波信號的存在。

優(yōu)選地，該信號包括語音通信。

優(yōu)選地，語音通信從飛機發(fā)出并且旨在由空中交通控制器接收。

在另一個實施例中，提供了一種適于執(zhí)行根據(jù)前述任一權(quán)利要求所述的方法的設(shè)備。

在另一個實施例中，提供了一種確定次載波信號在包括主載波信號在內(nèi)的時域和信號中存在的設(shè)備，所述設(shè)備包括：用于將和信號變換到頻域的裝置；用于從變換后的和信號中提取與外差音相對應(yīng)的至少一個波峰的裝置；用于基于所述至少一個波峰確定次載波信號在所述和信號中的存在的裝置。

在另一個實施例中，提供了一種確定第二載波信號在時域和信號中存在的設(shè)備，所述設(shè)備包括：用于識別和信號內(nèi)的主載波信號的裝置；用于從和信號內(nèi)衰減主載波信號的裝置；用于提取與外差音相對應(yīng)的至少一個波峰的裝置；用于在所述至少一個波峰上執(zhí)行對稱分析以確定次傳輸?shù)拇嬖诘难b置。

在另一實施例中，提供了一種在信號的時間/頻率變換中減少加窗偽影的裝置：用于將加窗函數(shù)應(yīng)用于信號的裝置；用于將所述信號映射到過采樣變換的輸入的裝置；其中所述變換輸入的中心部分具有零值輸入柱；用于執(zhí)行時間/頻率變換的裝置；用于輸出所述信號的頻譜的裝置。

優(yōu)選地，所述設(shè)備包括無線電裝置。

本發(fā)明延伸到本文描述和/或示出的任何新穎方面或特征。

本發(fā)明的其它特征由其它獨立和從屬權(quán)利要求表征。

本發(fā)明的一個方面中的任何特征可以以任何適當(dāng)?shù)慕M合應(yīng)用于本發(fā)明的其它方面。具體地，方法方面可以應(yīng)用于設(shè)備方面，反之亦然。

此外，在硬件中實現(xiàn)的特征可以在軟件中實現(xiàn)，反之亦然。應(yīng)當(dāng)相應(yīng)地解釋本文中對軟件和硬件特征的任何引用。

本發(fā)明還提供了一種包括軟件代碼的計算機程序和計算機程序產(chǎn)品，當(dāng)在數(shù)據(jù)處理設(shè)備上執(zhí)行時，所述軟件代碼適于執(zhí)行本文所述的包括任意或全部組成步驟的任何方法。

本發(fā)明還提供了一種包括軟件代碼的計算機程序和計算機程序產(chǎn)品，當(dāng)在數(shù)據(jù)處理設(shè)備上執(zhí)行時，所述軟件代碼包括本文描述的任意設(shè)備特征。

本發(fā)明還提供了具有操作系統(tǒng)的計算機程序和計算機程序產(chǎn)品，所述操作系統(tǒng)支持用于執(zhí)行本文所述的任何方法和/或用于實施本文所述的任何設(shè)備特征的計算機程序。

本發(fā)明還提供一種存儲有如上所述的計算機程序的計算機可讀介質(zhì)。

本發(fā)明還提供一種攜帶如上所述的計算機程序的信號、以及發(fā)送這種信號的方法。

這里描述的任何設(shè)備特征也可以被提供為方法特征，反之亦然。如本文所使用的，裝置加功能的特征可以備選地根據(jù)其相應(yīng)的結(jié)構(gòu)(諸如適當(dāng)編程的處理器和相關(guān)聯(lián)的存儲器)來表示。

還應(yīng)當(dāng)理解，在本發(fā)明的任何方面中描述和定義的各種特征的特定組合可以獨立地實現(xiàn)和/或提供和/或使用。

在本說明書中，除非另有說明，詞語“或”可以以排他或包含的含義來解釋。

本發(fā)明擴展到基本上如這里參照附圖所描述的方法和/或裝置。

僅作為示例，通過附圖來說明本發(fā)明，其中：

圖1示出了同時呼叫傳輸(SCT)情形；

圖2示出了示例雙邊帶幅度調(diào)制(DSB AM)信號；

圖3是SCT檢測方法的示例流程圖；

圖4是可操作以執(zhí)行圖3所示的方法的設(shè)備的示意圖；

圖5示出了圖3的滑動窗口緩沖器的重疊窗口；

圖6是圖3的“零填充FFT”的圖示；

圖7示出了用于SCT檢測方法中的示例濾波器；

圖8示出了圖7的濾波器對示例時域等效(FFT輸入)包絡(luò)的影響；

圖9(a)示出了疊加在攜帶語音的主信號和存在的400Hz主頻(mains)干擾的次信號的示例頻率圖；

圖9(b)示出了下變頻之后的圖9(a)的信號；

圖10(a)示出了圖9(b)的信號的左手側(cè)被反射到右手側(cè)；

圖10(b)示出了在DSB-AM抵消和噪聲基底估計之后的圖10(a)的信號；

圖11(a)示出了在噪聲基底估計之后的圖10(b)的信號；

圖11(b)示出了從圖10(a)的信號檢測的波峰的不對稱度量；

圖12示出了大量模擬的波峰和不對稱度量的“特征空間”圖；

圖13(a)示出了SCT和400Hz主頻噪聲不存在的情況；

圖13(b)示出了存在SCT而不存在400Hz主頻噪聲的情況；

圖13(c)示出了存在SCT和400Hz主頻噪聲的情況；

圖14示出了用于SCT檢測的備選方法的流程圖；以及

圖15是存在SCT的信號的同相和正交分量的圖示。

具體實施方式

在本說明書中，術(shù)語“主傳輸”或“主載波”是指具有最大功率的傳輸。術(shù)語“次傳輸”或“次載波”是指同時從另一飛機發(fā)生的任何其它(較低功率的)傳輸。

空中交通控制器(ATC)到飛機的通信通常非常簡潔，每個傳輸通常持續(xù)時間少于10秒，并且可以短至2或3秒。為此，對于這個使用區(qū)段，檢測次要呼叫傳輸(SCT)的延遲時間優(yōu)選地小于2至3秒。本說明書中的術(shù)語“同時”是指兩個傳輸在時間上重疊的情況，因為在這種情況下ATC將不會聽到SCT或者音頻將被無線電裝置過濾掉。

典型的語音DSB-AM信號可以由復(fù)時域信號完全描述：

等式1

其中

·t是以秒為單位的時間

·A是增益常數(shù)(與發(fā)射機均方根(RMS)功率成正比)

·v(t)是實值音頻信號，被歸一化為(-1，+1)波峰到波峰

·k是在范圍(0，1)內(nèi)的被表達為百分比的調(diào)制深度。

·ω_c是以弧度/秒為單位的載波頻率，通常近似為(2π)118MHz。

·θ是關(guān)于t＝0的某標(biāo)稱相位偏移(以弧度為單位)。

·j是√-1

這種信號的頻譜(即傅立葉變換)如圖2中的X(ω)所示。該信號以理論上無窮小的載波頻率ω_c為中心。實際上，該載波頻帶由于系統(tǒng)和傳輸缺陷而變寬。在ω_c的任一側(cè)存在“共軛對稱”邊帶，使得對于在v(t)的帶寬內(nèi)，X(ω_c+ω)與X(ω_cω)相同；相等幅度和共軛相位。

為了方便后面的操作，我們通過首先計算載波相量的共軛而以下式來表示DSB-AM共軛對稱性

等式2

其中*表示共軛。

共軛對稱性屬性意味著以下等式(由于系統(tǒng)缺陷和外部影響而導(dǎo)致在實踐中為近似)成立。

等式3

系統(tǒng)中的缺陷是由于噪聲、抵消缺陷和疊加信號(例如由于SCT導(dǎo)致的弱次級發(fā)射機)而產(chǎn)生的。為了找到這些缺陷，執(zhí)行以下計算：

Y(ω)＝(X(ω_c+ω)c)-(X(ω_c-ω)c)^*

等式4

為了執(zhí)行這樣的計算，必須首先知道主載波信號(即ω_c和c)的屬性。一旦識別出主載波，就可以將其隔離和去除，從而允許對Y(ω)的后續(xù)分析以確定是否發(fā)生SCT。

圖3示出了用于檢測輸入信號中的次呼叫傳輸?shù)拇嬖诘氖纠苑椒?稱為“頻域(FD)SCT檢測”)的高層數(shù)據(jù)流。輸入是高采樣率IQ(同相/正交)基帶時間序列(實數(shù)或復(fù)數(shù))，并且輸出是SCT檢測結(jié)果(例如，為插入到音頻信號中的音調(diào)或置于數(shù)據(jù)流中的標(biāo)志)。在下面的簡要概述中更詳細地描述每個步驟。

如本文所使用的，術(shù)語“和信號”(和類似表述)優(yōu)選地表示由接收器(例如空中交通控制系統(tǒng))接收的信號。這樣的和信號優(yōu)選地包括主載波信號、噪聲和可能的次載波信號(如果存在)；術(shù)語“和”僅優(yōu)選地暗示這樣的元素(主載波信號、噪聲等)存在于同一信號中。

和信號被接收并被轉(zhuǎn)換為IQ基帶樣本。該信號被抽取300(下采樣)，去除不必要的頻率分量，以便減少后續(xù)處理步驟上的負載。

使用重疊的滑動窗口緩沖器302對經(jīng)抽取的信號進行采樣，該窗口緩沖器302存儲要處理的給定長度的信號。對信號進行采樣意味著不需要一次對整個信號進行處理，從而改善了檢測的延遲并降低了處理器負載。

緩沖器的長度由在分析長樣本時的處理器負載與較長樣本給予的提高的檢測精度(即，高信噪比)之間的權(quán)衡來確定。通過在短時段內(nèi)處理大量窗口的處理器負載與SCT檢測的延遲時間之間的權(quán)衡來確定采樣率(即，每秒的窗口數(shù))。

然后將每個窗口樣本輸入到快速傅立葉變換(FFT)304中(輸出X(ω))以便在頻域中進一步處理。FFT優(yōu)于連續(xù)傅立葉變換(FT)，因為它的處理器密集度少得多?？梢允褂闷渌x散變換，例如小波變換或譜線濾波器。

抽取步驟可能在頻域輸出中引入“抽取器波紋”，可以在任何進一步處理之前在步驟306處對此進行校正。

估計308主載波傳輸?shù)念l率，并且基于該頻率對FFT輸出進行下變頻310。然后，通過將主信號的負邊帶頻率的共軛從(抽取的、下采樣的、頻域)和信號中的與它們對應(yīng)的正邊帶頻率中減去，來消除主載波傳輸?shù)耐嘣?12。

剩余信號(Y(ω))是由于在信號中對于主載波傳輸?shù)牟煌l率(其可以是SCT)處的相位噪聲或其他信號所導(dǎo)致的。在該信號中分析在估計噪聲基底314之上的波峰316(由閾值限定)。這些波峰指示存在SCT，因為它們表示所述信號中的不在與主傳輸相同的載波頻率上的顯著幅度部分(例如，與外差音相對應(yīng)的波峰)。然而，其他效應(yīng)(例如主頻嗡聲和相位噪聲)可能顯示為高于標(biāo)稱噪聲基底的波峰。諸如這些影響主載波的邊帶的噪聲效應(yīng)通常關(guān)于主載波頻率對稱，因此執(zhí)行不對稱分析318以確定特定波峰是否具有對應(yīng)的“鏡像”波峰。使用“不對稱閾值”執(zhí)行該分析。還對波峰(在噪聲基底之上)的幅度進行分析，因為較高功率波峰更可能是次傳輸而不是噪聲變化。將這兩個參數(shù)(和/或其他)在“特征空間分類”320中組合，并且如果樣本包含超過預(yù)定閾值的波峰，則可以用信號通知SCT。

針對輸入信號的每個采樣窗口，連續(xù)執(zhí)行該過程。應(yīng)當(dāng)注意，該方法已經(jīng)被示出為分成多個分散的步驟，而在實踐中這些步驟中的許多可以同時發(fā)生或作為單個步驟的一部分發(fā)生。

上述過程(在采樣之后)完全在信號的時間窗的頻譜而不是任意時間序列上進行。這是重要的，因為主傳輸和次傳輸之間的主要(可區(qū)分的)物理差異是中心頻率的微小差異。因此，分析譜解決了根本問題。此外，所有上述過程在數(shù)學(xué)上是線性的，因此大大降低了被引入的雜散偽影的可能性，或者錯誤擴散并隨著該過程繼續(xù)而被放大的可能性。

圖4示出了適于執(zhí)行如上所述的次呼叫傳輸?shù)臋z測中涉及的過程的無線電接收機104的示意圖。

信號由天線接收并且輸入到模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)402。虛線部分400表示沒有任何SCT檢測能力的簡化數(shù)字無線電接收機。在中央處理器422和存儲器424的幫助下，解調(diào)單元403對數(shù)字信號進行解調(diào)。然后將其傳遞到音頻輸出單元420，并輸出音頻。實際的數(shù)字無線電裝置可以包括許多附加的組件(例如調(diào)諧、濾波和放大電路)，但是為了清楚起見，在該圖中省略了這些組件。

該音頻提取過程獨立于SCT檢測而發(fā)生，因為這表示無線電裝置104的主要目的，將接收的信號轉(zhuǎn)換為音頻(或其他有用信息)。用于SCT檢測的組件被示出在虛線部分400的外部。

在滑動窗口緩沖器406中對數(shù)字信號進行采樣之前，由抽取器404對數(shù)字信號進行抽取(下采樣)。然后，每個窗口經(jīng)過快速傅立葉變換(FFT)408。

從FFT輸出的頻譜具有應(yīng)用于其的濾波器/窗口410，以產(chǎn)生由等式4中的Y(ω)定義的信號。該輸出被傳遞到比較器412，比較器412利用邏輯電路412和存儲在存儲器424中的閾值來確定是否發(fā)生了SCT。如果是，則例如通過將音調(diào)插入到音頻輸出中和/或經(jīng)由音調(diào)/標(biāo)志生成器418產(chǎn)生標(biāo)志(例如用戶界面上的指示符)來通知操作者。還可以輸出關(guān)于SCT的其他信息，諸如置信水平的指示或事件的時間戳。

圖4示出了為了清楚而分離的組件，而實際中這些組件中的許多組件可以組合為單個組件(例如比較器，與處理器組合的邏輯)或進一步拆分成單獨的組件。

下面的描述進一步詳細描述了上面簡要描述的各種步驟。

抽取300

在DSB-AM無線電接收機中，在模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換之后的中間數(shù)字信號通常處于比支持主信號的DSB-AM邊帶所需采樣速率更高的采樣速率。

抽取級300表示以采樣率f_s＝14kHz將信號帶寬減小到例如±7kHz的值可能需要的上下文相關(guān)的低通濾波和下采樣。例如，這樣的帶寬將支持具有4kHz音頻帶寬(A)和高達±3kHz的頻率誤差(B)的主DSB-AM信號。A、B和f_s之間的關(guān)系以及附加示例值如下所示：

抽取的目的是雙重的：(1)減少計算負荷和(2)拒絕SCT檢測感興趣的帶外信號。如果這些問題沒有任何相關(guān)性(例如，如果模數(shù)轉(zhuǎn)換器具有低采樣率)，則抽取步驟(以及隨后的波紋均衡)將不是必要的。

抽取器設(shè)計優(yōu)選具有帶有低通帶波紋(0-3dB)和高阻帶衰減(例如大于40dB)的窄過渡區(qū)域(例如通帶的10％)，即用于音頻應(yīng)用的高質(zhì)量抽取器的典型規(guī)范。給出上表中的第三組參數(shù)的典型低通掩蔽規(guī)范將是高達5kHz的±1dB的通帶波紋、從5kHz至7kHz的過渡區(qū)域、以及在抽取阻帶中的-60dB的增益。

注意，如果時間序列僅是實際的(real-only)，則需要復(fù)雜的振蕩器和混頻器來在抽取器之前對信號進行下變頻。抽取低通濾波器然后需要足夠的阻帶衰減以充分地去除頻移的共軛圖像。

滑動窗口緩沖器302

如圖5所示，該級將每秒M次的樣本數(shù)據(jù)的最近的T秒塊呈現(xiàn)給后續(xù)處理級。塊優(yōu)選地具有高度重疊，以便一旦開始就最大化檢測到次傳輸?shù)膸茁?。該級的典型?對于上述ATC示例)為T＝2秒、M＝4Hz，在這種情況下，SCT事件開始與一個窗口結(jié)束之間的可能最長時間t_max為1/M＝0.25秒。然而，并不是所有SCT事件都可以在這樣短的時間段內(nèi)被檢測到，因為信號可能太弱；在這種情況下，由于窗口的重疊，下一個窗口將具有0.5秒來檢測SCT，以此類推。因此，將在T+t_max(＝T+1/M)秒內(nèi)檢測到可檢測的恒定SCT。為了確保重疊，必須具備以下條件：T*M＞1，但是理想情況為大約8個窗口重疊，因此T*M≥8。

其目的在于允許系統(tǒng)在時間上以粗粒度快速檢測強信號，而且還允許足夠的時間歷史以允許弱次信號的相干積分和檢測。

在使用中，以M次每秒來處理包括數(shù)據(jù)的最后T秒的緩沖器。這導(dǎo)致長度為1/M秒的每個數(shù)據(jù)塊總共被處理T×M次。為了說明，T可以在1至4秒的范圍內(nèi)，并且M可以在2至16的范圍內(nèi)。T控制用于檢測弱SCT信號的相干積分周期，并且該周期優(yōu)選為長，其長度與典型的主傳輸會話大致相同。(1/M)的值控制用于檢測強SCT信號的最大延遲時間，并且為了低延遲M優(yōu)選為高。處理負載與乘積T*M成正比，因此當(dāng)選擇T和M的值時，在性能和處理器負載之間存在權(quán)衡。

雖然在使用中將處理大量的窗口緩沖器，但是為了清楚起見，以下描述將僅專注于單個窗口的處理。

過采樣的零填充FFT 304

圖6示出了來自緩沖器的當(dāng)前分析窗口如何映射到具有“零填充”的FFT輸入。該映射的非常規(guī)之處在于：緩沖器被分成兩半，其前半部分映射到FFT輸入的最后部分，而后半部分映射到FFT輸入的開始，其中零值輸入占據(jù)插入樣本。這改進了頻域下變頻的操作，如下所述。

FFT大小N_FFT被選擇為大約是緩沖器窗口大小的兩倍，以為后續(xù)處理提供足夠的過采樣。將過采樣率選擇為大約×2是以下兩個沖突因素之間的折衷：(1)在大約×1的過采樣下的臨界采樣是不可行的，因為下變頻對于所需的DSB-AM抵消保真度需要不可實行的長再采樣濾波器，(2)例如＞×3的過采樣的系統(tǒng)性能以在FFT中增加計算復(fù)雜度為代價而產(chǎn)生可忽略的性能益處。當(dāng)然，如果計算復(fù)雜度不是問題，則可以使用大于×3的過采樣率(例如，如果抵消的保真度是首要的)。

例如，對于14kHz的信號采樣率f_s和T＝2秒，緩沖器長為28,000個樣本。這表明FFT大小為N FFT＝65,536(過采樣率為2.34)是適合的；假設(shè)使用標(biāo)準數(shù)字信號處理(DSP)庫函數(shù)需要二的冪的大小(即，N_FFT＝2ⁿ，其中，在上例中n＝16)。這些變量和示例組合之間的關(guān)系如下表所示：

根據(jù)操作要求/約束，可以使用更大或更小的過采樣率。過采樣越大，所產(chǎn)生的分析的處理器密集度將越高(由于頻域中離散頻率“柱”的數(shù)目越大)，但是因為(至少)頻譜具有更高的分辨率，系統(tǒng)將更精確。

為了方便起見，F(xiàn)FT輸出向量被表示為具有元素x_i的向量x，其中i＝{0，1...，N_FFT-1}，從零頻率柱向上計數(shù)。

抽取器波紋均衡306

上面參照抽取所討論的低通濾波器可能會具有顯著的通帶波紋，以便可以用實際成本來實現(xiàn)。通帶波紋是在已經(jīng)被應(yīng)用了不完美(即非方形)帶通濾波器的變換信號的頻譜中表現(xiàn)出的偽影。

感興趣頻帶上的增益波動可以降低執(zhí)行主載波雙邊帶抵消的能力，因為其影響在等式3中利用的共軛對稱性。補償這種效應(yīng)的低成本且簡單的方法是根據(jù)由抽取引起的脈沖響應(yīng)的FFT計算抽取頻帶H(ω)上的波紋，并且對FFT的輸出1/H(ω)應(yīng)用增益和相位補償。

逆變換1/H(ω)被存儲為在計算了FFT之后直接應(yīng)用于輸出的N_FFT個復(fù)權(quán)重的向量。

雖然H(ω)關(guān)于零赫茲對稱，但是其關(guān)于主載波不對稱，因此在計算Y(ω)時不會被抵消，這將在下面更詳細地描述。

主載波頻率估計308

檢測最高幅度的FFT輸出柱(表示為柱j)，并測量其功率和頻率。這被斷言為主載波(即，最強的正弦音調(diào))，并且這些測量被傳遞到所討論的分類級以便檢測是否存在任何主信號。識別主載波頻率導(dǎo)致識別非主載波信號(例如SCT)。

取三個FFT輸出柱{j-1，j，j+1}的幅度樣本，拋物線(二次曲線)曲線可以例如使用閉合線性代數(shù)而被擬合到點。在擬合拋物線的最大值的-0.5至0.5的范圍內(nèi)的分數(shù)柱頻率f被取為真實主載波頻率ω_c的最佳估計。FFT的過采樣(例如，兩次過采樣)提供主載波的內(nèi)插主瓣，因此有助于精確的波峰位置估計。精確的主載波波峰估計允許更精確的下變頻，導(dǎo)致改進的后續(xù)DSB-AM抵消，因為反射的中心點更精確。

在該級，可以通過搜索負頻率和正頻率兩者中的波峰直到識別出小于波峰的3dB(在功率上近似＜0.5)的頻段(即，主主瓣的全寬、半最大值(FWHM))來評估主主瓣的寬度。在分析窗口中主發(fā)射機的前沿和后沿導(dǎo)致寬主瓣，并且該測量可能在稍后的用于評估主發(fā)射機的時域活動的“特征分類”級中是有用的。

頻域下變頻310

頻域下變頻310通過生成有限脈沖濾波器來執(zhí)行，該有限脈沖濾波器將頻率柱移動-(j+f)個柱(即，移動ω_c)，使得主載波主瓣的下方最大值被精確地移位到零頻率柱。該步驟有效地使主載波信號關(guān)于零赫茲對稱，使得稍后的SCT事件的計算和確定更簡單。

在等式5中給出用于濾波器的公式，其中

N_coeffs＝4，w＝[0.3635819，-0.4891775，0.1365995，-0.0106411]

w生成具有良好旁瓣性能的布萊克曼-納特爾窗口?？梢允褂闷渌翱冢纭皠P撒”或“等波紋”窗口，但是諸如漢明、漢恩、布萊克曼家族的余弦族窗口具有將良好旁瓣性能與使用余弦的精確且簡單的計算相組合的實施優(yōu)勢。

值x_LIM設(shè)置窗口的限制(即，其對于|x|＞x_LIM為零值)，并且因此定義再采樣的質(zhì)量(典型值將為x_LIM＝5)。為了最小化下變頻的處理復(fù)雜度，期望較小的值。以下參考圖7和圖8更詳細地討論x_LIM的選擇。

等式5

該頻域下變頻濾波器的組件如圖7所示。該圖還示出了由于以上參照圖6描述的FFT過采樣而可能存在的“半柱樣本”。下面參照圖8更詳細地描述這些分數(shù)柱的效果。

等式6

使用等式6作為對FFT輸出x的循環(huán)卷積來執(zhí)行下變頻，但是其僅包括來自等式5的非零項以使計算成本最小化。例如，使用x_LIM＝5，每個柱只需要2x_LIM+1＝11(-5到+5)次乘法/累加。這類似于實現(xiàn)短有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。

兩個信號的頻域卷積類似于它們的時域等同物的乘法。在這種情況下，在等式6中g(shù)(x)項的逆傅立葉變換是具有依賴于采樣的包絡(luò)函數(shù)的任意頻率正弦曲線：當(dāng)在整數(shù)值x(即f＝0)處在網(wǎng)格上取得采樣時，包絡(luò)為1(unity)；并且當(dāng)在FFT頻段之間的中間處(即f＝±0.5)在網(wǎng)格上采樣時(如圖8所示)，包絡(luò)(最壞情況)具有斜坡和零點。f的其他值創(chuàng)建介于這些極值之間的包絡(luò)。雖然如果僅使用整數(shù)值f，這個過程將不是必要的，但這樣做會將誤差引入中心頻率，因此意味著稍后的不對稱分析將攜帶這些誤差。

圖8所示的包絡(luò)現(xiàn)象的數(shù)學(xué)解釋如下。等式5包括兩項的乘積；(1)對x具有無限支持的sin(x)/x函數(shù)(其實際上具有要計算的太多的項)和(2)緊湊支持的窗函數(shù)(其可以經(jīng)濟地計算g(x))。在時域中，通過類比，這是(1)任意頻率正弦曲線和(2)與窗函數(shù)的頻移IFFT相對應(yīng)的帶通濾波器的循環(huán)卷積。該濾波過程的輸出是單位幅度正弦波，除了相位不連續(xù)性通過濾波器，其中正弦波的兩端被循環(huán)地“拼接”在一起。這產(chǎn)生在圖8所示的正弦包絡(luò)中的特征“下降”，其在180度連續(xù)性通過(如在半柱情況下所發(fā)生的情況)時是最壞的情況。

圖8還解釋了上文描述的將輸入緩沖器的“前半部分”和“后半部分”映射到包絡(luò)函數(shù)幾乎完全為1的時域間隔的非常規(guī)零填充的效用。時間窗口的后半部分到FFT輸入的第一部分的映射以及反之亦然意味著FFT輸入保持其時間順序，因為前半部分的結(jié)束有效地與后半部分的開始是連續(xù)的(因為FFT可以被可視為圍繞圓柱體的表面卷繞)。因此，如果采用等效時域乘積(通過采用頻域卷積的標(biāo)稱IFFT)，則我們具有信號乘以單位幅度復(fù)正弦的期望效果，以便實現(xiàn)對主信號的高質(zhì)量且精確的下變頻。由于不需要完美的標(biāo)準矩形窗口，所以允許在包絡(luò)函數(shù)的非零填充部分上與1的輕微偏差。優(yōu)選偏離包絡(luò)函數(shù)的最大值的公差為約1％。

XLIM的選擇是過采樣率的函數(shù)，從而成為最小值來最小化窗口濾波器的計算復(fù)雜度，同時不影響包絡(luò)函數(shù)的“平坦度”。如果x_LIM太小，則包絡(luò)函數(shù)將開始在包含信號數(shù)據(jù)在內(nèi)的IFFT的部分上彎曲，導(dǎo)致在DSB-AM抵消之前信號被修改。已經(jīng)根據(jù)經(jīng)驗發(fā)現(xiàn)滿足這種權(quán)衡的x_LIM的值大約是(12/過采樣率)。

下變頻的最后一級是旋轉(zhuǎn)FFT輸出，使得主載波是零相位(相位旋轉(zhuǎn))。這通過等式7來執(zhí)行，其中x是從等式6導(dǎo)出的下變頻FFT輸出。

等式7

(主信號的)DSB-AM抵消312

如上所述的DSB-AM抵消312通過應(yīng)用等式8來實現(xiàn)，以產(chǎn)生包括N_FFT/2+1個柱(頻譜的右手側(cè)和零頻率柱)的輸出向量y。由于對于理想主載波，Y(ω)在數(shù)學(xué)定義上關(guān)于零共軛對稱，因此僅需要右手側(cè)(即正頻率)的計算。為了波峰檢測的目的，只將幅度信息代入y，因此采用模數(shù)。

等式8

DSB-AM抵消312的質(zhì)量取決于主信號的時間相干性。主載波上的相位噪聲可以導(dǎo)致邊帶中的音調(diào)分量的一些饋通，其可以在Y(ω)中表現(xiàn)為不同的音調(diào)。下面描述使用功率“不對稱”的概念來識別這種音調(diào)的簡單技術(shù)。

(在下變頻之后)從和信號的正頻率中減去負頻率的共軛有效地抵消與主載波同相的信號的部分(衰減和信號內(nèi)的頻域主載波)，從而僅留下將相位噪聲引入到和信號中的信號。這些信號包括相位噪聲(其通常在寬頻率范圍內(nèi)處于低電平)和特定音調(diào)，其將表現(xiàn)為頻率圖中的波峰。

噪聲基底估計314

y中的SCT音調(diào)的特征在于在主載波傳輸?shù)腄SB-AM抵消之后針對噪聲基底的孤立的窄帶波峰。因此，為了檢測波峰，應(yīng)當(dāng)估計不被音調(diào)波峰偏置的噪聲基底估計。噪聲水平在所討論的整個頻率范圍上可能不是恒定的，因此估計每個頻率柱處的噪聲水平，以便1)捕獲高于本地噪聲水平但可能低于其他位置的噪聲水平的次傳輸，以及2)與其它位置相比，將具有較高噪聲水平的頻率柱打折。在整個頻譜上的噪聲水平的單個估計將不能考慮這種情況，導(dǎo)致1)漏報的情況和2)誤報的情況。這兩種情況都是不期望的，特別是在ATC實施中的漏報，因為這種事件可能導(dǎo)致危險的情況。

確定依賴于頻率的噪聲基底估計的有效方式是計算以特定頻率頻段為中心的柱范圍上的幅度的移動平均值。如果使用足夠大的柱范圍并且波峰不頻繁，則這將是該頻率柱處的噪聲基底的精確表示。在一個示例中，應(yīng)用短滑動窗口秩序(rank-order)統(tǒng)計濾波器，其提取例如中值功率柱作為噪聲基底估計。類似的濾波器用于從諸如圖像處理的應(yīng)用中去除來自平滑函數(shù)的脈沖噪聲。

該概念簡單地表現(xiàn)在等式9中，其中中值窗口估計超過±N_NFE個柱(當(dāng)N_FFT＝65536時，典型值為N_NFE＝256)。如果窗口太長，則噪聲基底依賴于頻率的變化被平滑，并且噪聲基底不響應(yīng)于局部效應(yīng)，例如來自濾波器的著色。另一方面，如果N_NFE太短，則合法的SCT波峰可能會不利地偏置噪聲基底估計，導(dǎo)致它們被平滑并隨后被打折。已經(jīng)發(fā)現(xiàn)大約的N_NFE的值滿足這種權(quán)衡，但是在選擇N_NFE時可以考慮其他信息(例如已知的噪聲源)。

當(dāng)將窗口應(yīng)用到y(tǒng)的最開始和結(jié)束時會出現(xiàn)不存在的頻段定址在邊界之外的題。一種解決方案是從相應(yīng)邊界中反射出缺失的柱，使得例如柱i＝-1來自柱i＝+1，對于y的結(jié)束也類似。

等式9

中值濾波的計算在處理時間和功率方面是昂貴的。實際的優(yōu)化是通過對D₁個樣本的連續(xù)塊求和來抽取y，然后在所得的抽取信號上使用±D₂上的短得多的中值濾波器。聚合窗口大小為N_NFE＝D₁D₂。例如，當(dāng)N_NFE＝256時，D₁＝16且D₂＝16。當(dāng)時間序列y被噪聲基底支配并且具有稀疏定位的波峰時，這具有很小的性能損失。在一個實施例中，這在線性移動平均過程和非線性中值濾波過程之間均勻地劃分處理負載。在其他實施例中，可以采用更少、更大的窗口，或者可選擇更多、更小的窗口。窗口D₁、D₂的長度的選擇還取決于被波峰支配太短時間和缺失噪聲趨勢太長時間之間的權(quán)衡，例如作為在這些情況下的一般說明，D₁和D₂可以各自在4和64之間變化。

中值是要畫出的默認秩序統(tǒng)計量，但是集中趨勢的其他測量是可能的，例如第40百分位，其將被波峰較少偏置，但更易受低功率噪聲樣本的影響。

次載波的波峰檢測316

通過識別局部最大值來識別y中的波峰，其中y_i＞Y_i-1且Y_i＞Y_i+1。僅執(zhí)行此分析可能會在噪聲基底中拾取大量偽波動，因此，只有滿足某一預(yù)定義閾值(peak_metric_thresh)的波峰(即y_i的值)才被識別為SCT候選。下面參考圖11至圖14提供peak_metric_thresh的示例值，但是根據(jù)情況其可以從大約0.85到3(或大于3)變化。

在一個實施例中，這是y中的不同波峰比(本地)噪聲基底n高10^{peak_metric_thresh}倍的地方。這被表示為滿足等式10的所有可能的i值(柱索引)的集合的子集P。

等式10

這導(dǎo)致等式11中的波峰度量的值(主要用于診斷目的)

等式11

閾值peak_metric_thresh優(yōu)選地是系統(tǒng)設(shè)置的參數(shù)，其可以每當(dāng)系統(tǒng)校準時被計算一次；備選地，可以動態(tài)地計算該閾值，以便產(chǎn)生具有特定誤報率的系統(tǒng)。這在如下情況下是有益的：噪聲基底的方差(即噪聲基底估計的精度)隨時間改變，使得系統(tǒng)變得更容易出現(xiàn)漏報(如果方差減小)或者其變得更容易出現(xiàn)誤報(方差增加)。在平均情況下，作為在這些情況下的一般說明，波峰度量閾值p(i)的值將在1和4之間，更優(yōu)選地在2和3之間。

可以用于減少候選波峰數(shù)量的另一個度量在于指定兩個波峰必須以最小頻率分開，否則它們被視為單個波峰(即，不考慮較小的波峰)。定義閾值min_freq_sep。在一個示例中，該閾值在5Hz和50Hz之間，優(yōu)選地在7Hz和15Hz之間，并且優(yōu)選地大約為10Hz。不考慮相靠近而分開的一對波峰中的較小波峰對在波峰檢測被稀疏地分開時檢測真正的次音調(diào)的能力的影響是可忽略的。這樣的特征允許來自例如400Hz主頻嗡聲的強波峰(它們是高度共軛對稱的)吸收它們自身的旁瓣特征，該旁瓣特征在功率上非常弱但更不對稱，因此可能導(dǎo)致誤報。該方法從集合P中識別出在被分析的當(dāng)前次音調(diào)候選的+/-min_freq_sep內(nèi)的較弱波峰，并且通過將它們置于集合Q中而將它們從集合P中標(biāo)記為待刪除，其如下所示(每個步驟都有解釋)：

Q＝{} 創(chuàng)建一個空集Q

for all i；i∈P i是集合P中的所有候選波峰的計數(shù)器

for all j；j∈P j是集合P中的所有候選波峰的計數(shù)器

如果j具有結(jié)i低的幅度并且在與i相距的最小頻率間隔內(nèi)，則將每個波峰j與集合P中的每隔一個的波峰i進行比較(i和j是頻率柱數(shù)，所以首先通過乘以采樣f_s并除以柱的總數(shù)N_FFT而被轉(zhuǎn)換為實際頻率差)。應(yīng)當(dāng)注意，當(dāng)j＝＝i時，由于嚴格的幅度不等，條件不滿足。

Q：＝Q ∪j 將滿足上述的波峰j添加到集合Q中

end(if)

end(for)

end(for)

功率不對稱分析318

給定P中的次音調(diào)候選索引，使用等式12計算非負實值不對稱度量。這是功率在正頻率和負頻率(相對于在零頻率處的下變頻主載波)之間如何不對稱的測量。

等式12

不對稱分析相對于其他相位噪聲更青睞于“合法”SCT事件，因為SCT事件(根據(jù)定義)具有自主載波的中心頻率的中心頻率偏移，并且因此是關(guān)于主載波不對稱的(并且在下變頻之后是關(guān)于零赫茲不對稱的)。另一音調(diào)正好位于相反頻率符號處的概率低，因為這將對應(yīng)于在非常特定的頻率處的第三SCT。

相反，具有(1)高相位噪聲和(2)被干擾音調(diào)(例如來自市電)污染的語音邊帶的有害性質(zhì)的“最壞情況”主信號產(chǎn)生功率上非常對稱(根據(jù)DSB-AM共軛對稱的核心定義)的次載波候選。

因此，不對稱度量a(i)提供了一種有用的方式來利用在過程中在別處預(yù)先計算的值(即，來自向量x中的下變頻X(ω)的柱)，以拒絕來自質(zhì)量差的主發(fā)射機的誤報。

定義用于a(i)的值的閾值asym_metric_thresh，其中不滿足該閾值的波峰被丟棄(因為太對稱而不太可能是SCT)。不對稱閾值提供了一種用于將在減法之后具有高殘余功率的波峰打折的方式，所述高殘余功率是因為對稱波峰在減法之前具有高功率(例如如果信號具有高水平的噪聲(其不是完全對稱的)，或由于諸如主頻嗡聲的外部影響)而造成的。下面的圖12、圖13(b)和圖13(c)示出了通過將事件的數(shù)量限制在功率閾值以上(否則將被認為是SCT事件)，來使用不對稱閾值減小誤報率的情況。

特征空間分類320

在可以將來自集合P的候選波峰確定為SCT事件之前，可以執(zhí)行多個檢查。

為了SCT存在，必須首先存在主波峰。這在沒有接收到傳輸時抵消了誤報。定義閾值primary_pk_thresh，其中僅當(dāng)主波峰高于該閾值時才進行SCT分析。該閾值由施加到信號的增益量(AGC_gain)校正，以便測量主信號的絕對功率。

還對主峰的最大允許寬度設(shè)置閾值primary_bw_thresh，其中僅當(dāng)主載波峰的寬度大于該閾值時進行SCT分析。這確保在分析窗口中的主發(fā)射機的標(biāo)記-空間比上滿足特定的下限，例如，可能期望主傳輸占據(jù)時間窗的至少50％。這可以防止由于上升邊緣進入分析窗口或尾部邊緣離開分析窗口而導(dǎo)致的一些異常。主載波峰的寬度是易于生成并且提供與主發(fā)射機的時間活動相關(guān)的一些清楚信息的輸出。

以下部分描述了可以實現(xiàn)該方法的分類部分的邏輯。

來自主載波頻率估計的輸入

以下附加輸入用于檢測主信號的存在(并具有相關(guān)聯(lián)的閾值)：

·primary_pk

主峰的幅度值

·primary_bw

主峰3dB寬度(以柱為單位)(FWHM)

·AGC_gain

應(yīng)用在接收機的其他地方的自動增益控制幅度增益。

AGC在RX鏈中的影響

自動增益控制(AGC)將調(diào)制信號的動態(tài)范圍；因此，primary_pk值通過應(yīng)用的AGC的量來縮放，因此需要通過AGC增益的倒數(shù)來再縮放，以便具有以dBm為單位的絕對功率。

決策邏輯示例

給出以下決策邏輯作為如何生成布爾檢測輸出的示例。

if(primary_pk＞(primary_pk_thresh/AGC_gain))AND

(primary_pk＞primary_bw_thresh)AND

存在任何a(i)＞asym_metric_thresh；i∈P

then

SCT_detect＝TRUE

else

SCT_detect＝FALSE

end(if)

該分析將對通過先前過濾級的任何波峰給出布爾值“是”或“否”，使得其保持在候選集合P中(例如，使得其高于波峰閾值并且在頻率上不接近另一個波峰)。

在分析中使用的參數(shù)的精確值(例如a(i)和p(i))可以用于“象限”分析，其中它們在特征空間中的組合導(dǎo)致肯定SCT確定。

更一般化的分析是擬合給定SCT存在(“H1”)或SCT不存在(“H0”)的形式prob(peak_metric，asymmetry_metric)的適當(dāng)?shù)乃迫幻芏群瘮?shù)，從而計算似然比以作出決策。似然函數(shù)的確切形式將取決于應(yīng)用以及其他因素，例如期望的誤報率。

比上述決策邏輯更復(fù)雜的算法(其利用在不同的H1/H0假設(shè)下的參數(shù)密度函數(shù)的一些統(tǒng)計建模(例如高斯混合模型、模糊聚類、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)或支持向量機)將能夠生成具有置信分數(shù)(例如在零和一之間)的“軟”輸出。

可以將這種置信水平反饋給終端用戶以用于信息和/或校準目的。

模擬結(jié)果

為了說明所提出的方法的操作，示出了包括SCT的存在的以下“困難”信號情形，該情形的特征在于：

·攜帶語音音頻和附加的400Hz主頻嗡聲的主DSB-AM信號

·主載波頻率誤差

·主載波上的顯著相位噪聲

·攜帶語音的次DSB-AM信號

·加性白高斯噪聲(AWGN)

圖9示出了頻域下變頻的輸入(a)和輸出(b)信號的譜X(ω)。標(biāo)記主載波、語音邊帶、400Hz主頻音調(diào)邊帶和次信號(創(chuàng)建SCT存在場景)。如上所述，在下變頻之后，主載波被移位到零頻率，使得兩個語音和400Hz主頻邊帶和單個次信號的載波分別關(guān)于零頻率對稱和不對稱。

圖10示出了DSB-AM抵消譜Y(ω)(a)和噪聲基底估計譜N(ω)(b)與X(ω)的疊加的正、負半頻相比較的結(jié)果。DSB-AM抵消已經(jīng)實現(xiàn)了大約25dB的400Hz音調(diào)的衰減，次載波的衰減可忽略不計。這是因為400Hz主頻嗡聲調(diào)制主載波，因此相對于主載波共軛對稱。這意味著該特征被所提出的頻域DSB-AM抵消級大大衰減。然而，次載波相對于主載波不是共軛對稱的，并且沒有被顯著衰減。

圖10(b)中所示的噪聲基底估計N(ω)遵循其下方的Y(ω)的頻譜包絡(luò)，而不會與Y(ω)中的孤立波峰存在大量偏置。注意，(半相干、質(zhì)量差的)主信號的不完美的DSB-AM抵消已經(jīng)導(dǎo)致主語音譜的一些饋通，之后是噪聲基底估計N(ω)。

圖11示出了檢測到的波峰(peak_metric_thresh被設(shè)置為低到值0.85以允許通過錯誤檢測來進行表征)。對于400Hz主頻音調(diào)和次載波，分別正確地檢測到兩個波峰。盡管波峰度量具有可比較的幅度(如圖11(a)所示)，但是不對稱度量是不同的(圖11(b))。

通過擴展，如果使用相同參數(shù)、但是隨機噪聲和頻率偏移來執(zhí)行1000次模擬的蒙特卡羅運行，則我們在圖12中獲得波峰度量相對于不對稱度量的信息分布圖。存在由(1)由于不完全抵消的400Hz音調(diào)而導(dǎo)致的高功率對稱檢測以及(2)由于真正的次載波導(dǎo)致的高度不對稱音調(diào)所引起的兩個不同的群集。即使利用“困難的”信號參數(shù)，如上所述的特征空間設(shè)計也可以用于區(qū)分這兩個不同的候選波峰集合。

可以使用各種閾值來確定合法SCT事件。圖14示出了這種閾值的效用。為了說明，依據(jù)經(jīng)驗設(shè)置asym_metric_thresh≈0.4和peak_metric_thresh≈3.5排除了400Hz誤報中的大部分，并且仍然包括真實次信號簇真肯定的大部分，如圖12所示。

圖13中示出了另外三種情況，如下表所述：

這樣的“特征空間分類”可以提供給用戶用于系統(tǒng)分析，或者可以直接對沒有圖形輸出的數(shù)據(jù)執(zhí)行SCT確定。

“混合域”SCT檢測

下面描述處理接收信號的時間序列和頻譜的備選實施例。如果處理能力有限，則該實施例可以是優(yōu)選的，因為處理大量的FFT及其輸出可能是處理器密集的，尤其是在FFT被顯著過采樣的情況下。

圖14示出了“混合域”方法的高層流程圖；許多步驟在頻域SCT檢測方法中具有相應(yīng)的步驟。除非另外明確說明，否則關(guān)于上述相應(yīng)步驟的細節(jié)適用于該備選實施例。

第一步驟如前所述，其中輸入信號被抽取300并且“斬波(chopped up)”到重疊窗口中302。

該方法然后出現(xiàn)分支，其中一個分支執(zhí)行FFT 500，估計信號中的主傳輸?shù)念l率502和相位504?？梢酝ㄟ^確定用于確定波峰的樣本的相位(例如，最高幅度樣本和兩側(cè))來估計相位。最高幅度樣本最有可能來自主載波，因此最可能具有主相位。主載波頻率和相位用于通過將每個窗口與具有與主載波傳輸相同的頻率和相位偏移的復(fù)正弦混頻來對時域窗口進行下變頻505。

該信號可以由圖15示出，其中繪出了頻率下變頻信號(x’(t))的同相(I)和正交(Q)分量。如果僅存在完美的、無相位噪聲的主載波傳輸，則該向量將處于恒定的θ，而其幅度(即長度)隨時間變化。如果存在任何附加信號(例如SCT或相位噪聲)，則向量的角度也將改變。

為了測量這部分信號，將信號的相位旋轉(zhuǎn)θ，并且測量向量沿著Q軸移動的部分。該步驟對應(yīng)于圖14中的“正交分離”步驟506。該處理在數(shù)學(xué)上是線性的，因此信息被保存，并且沒有人為的互調(diào)效應(yīng)傳播到后續(xù)處理步驟。

對相位旋轉(zhuǎn)信號的Q分量執(zhí)行僅實數(shù)輸入FFT 508。這提供了檢測到與原始信號的異相分量相對應(yīng)的波峰510的頻譜。

用于確定SCT事件的存在的對這些波峰的分析采用與上述方式相同的方式。

備選和修改

上述說明主要涉及存在兩個同時傳輸?shù)那闆r，但是相同的系統(tǒng)將能夠向用戶警告任何數(shù)量的同時傳輸。本說明書僅限于前一種情況，因為這在統(tǒng)計學(xué)上更有可能。

此外，上文的說明書主要涉及由空中交通控制器接收的同時語音傳輸，但是應(yīng)當(dāng)理解，該信號不一定必須是語音傳輸。例如，它可以是編碼為AM無線電傳輸?shù)臄?shù)字信息。

在以上描述中，從和信號的相關(guān)正頻率邊帶中減去負頻率邊帶的共軛，以便抵消主載波。相反的操作同樣是可能的，其中從和信號的相關(guān)負頻率邊帶中減去正頻率邊帶的共軛。

在本說明書中通常參考特定實施例來提供各種范圍和/或值，特別是從諸如緩沖器窗口大小T、采樣率f_s和音頻/信號帶寬的值導(dǎo)出的范圍和/或值。本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解，對于不同的應(yīng)用或操作條件，系統(tǒng)和方法可以通過修改這些值而更高效地操作。

應(yīng)當(dāng)理解，上面僅通過示例的方式描述了本發(fā)明，并且在本發(fā)明的范圍內(nèi)可以進行細節(jié)的修改。

權(quán)利要求書中出現(xiàn)的參照數(shù)字僅作為舉例說明而不是限制權(quán)利要求的范圍。