用于多信道寬帶通信系統(tǒng)中的基帶預(yù)失真線性化的方法和系統(tǒng)的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種有效的基帶預(yù)失真線性化方法，該方法用于在使用有效的多路復(fù)用調(diào)制技術(shù)的寬度通信系統(tǒng)中減少頻譜再生并且補(bǔ)償記憶效應(yīng)，其中有效的復(fù)用調(diào)制技術(shù)諸如寬度碼分多址以及正交頻分復(fù)用。本發(fā)明基于使用分段預(yù)均衡的查找表的預(yù)失真方法，以利用針對(duì)寬度發(fā)射器系統(tǒng)的記憶效應(yīng)補(bǔ)償來針對(duì)所需線性性能降低計(jì)算復(fù)雜度和數(shù)值不穩(wěn)定性，其中分段預(yù)均衡的查找表的預(yù)失真是查找表預(yù)失真和分段預(yù)均衡器的級(jí)聯(lián)。因此，本發(fā)明可以在相鄰信道功率比方面降低計(jì)算負(fù)載，這節(jié)省了實(shí)現(xiàn)中的硬件資源并且改進(jìn)了性能。
【專利說明】用于多信道寬帶通信系統(tǒng)中的基帶預(yù)失真線性化的方法和系統(tǒng)
[0001]本發(fā)明是國際申請(qǐng)日為2007年12月20日(進(jìn)入中國國家階段日為2009年8月17日)、申請(qǐng)?zhí)枮?00780051434.2、發(fā)明名稱為“用于多信道寬帶通信系統(tǒng)中的基帶預(yù)失真線性化的方法和系統(tǒng)”的專利申請(qǐng)的分案申請(qǐng)。
[0002]相關(guān)串請(qǐng)
[0003]本申請(qǐng)要求與本申請(qǐng)具有相同發(fā)明人的、于2006年12月26日提交的美國臨時(shí)專利申請(qǐng)S.N.60/877，035的優(yōu)先權(quán)，并且還要求于2007年12月7日提交的美國臨時(shí)專利申請(qǐng)S.N.61/012416的優(yōu)先權(quán)，通過引用將以上二者合并于此。將美國臨時(shí)專利申請(qǐng)
S.N.61/012, 416作為附錄I包括進(jìn)來。

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0004]本發(fā)明一般地涉及使用多路復(fù)用調(diào)制技術(shù)的寬帶通信系統(tǒng)。更具體地，本發(fā)明涉及用于基帶預(yù)失真線性化以補(bǔ)償多信道寬帶無線發(fā)射器的非線性和記憶效應(yīng)的方法和系統(tǒng)。

【背景技術(shù)】
[0005]由于無線通信系統(tǒng)中頻譜效率的重要性增加，射頻(RF)功率放大器(PA)的線性和效率對(duì)于非恒定包絡(luò)數(shù)字調(diào)制方案而言已經(jīng)成為關(guān)鍵的設(shè)計(jì)問題，其中非恒定包絡(luò)數(shù)字調(diào)制方案具有高的峰值平均功率比(PAR)。RF PA具有非線性，該非線性在PA的輸出處產(chǎn)生幅度調(diào)制-幅度調(diào)制(AM-AM)以及幅度調(diào)制-相位調(diào)制(AM-PM)失真。這些效應(yīng)產(chǎn)生了使誤差向量幅度(EVM)惡化的相鄰信道中的頻譜再生和帶內(nèi)失真。
[0006]線性和效率之間的關(guān)系是一種權(quán)衡，因?yàn)楫?dāng)放大器在其線性區(qū)域中操作時(shí)，功率效率非常低，而當(dāng)驅(qū)使放大器進(jìn)入其壓縮區(qū)域時(shí)，功率效率增大。為了同時(shí)增強(qiáng)線性和效率，通常對(duì)RF PA應(yīng)用線性化技術(shù)。已經(jīng)提出了各種線性化技術(shù)，諸如反饋、前饋和預(yù)失真。
[0007]—個(gè)技術(shù)是基帶數(shù)字預(yù)失真(ro)，其通常使用數(shù)字信號(hào)處理器。與廣泛使用的傳統(tǒng)的前饋線性化技術(shù)相比，數(shù)字預(yù)失真可以實(shí)現(xiàn)改進(jìn)的線性和改進(jìn)的功率效率，同時(shí)降低了系統(tǒng)復(fù)雜度。軟件實(shí)現(xiàn)為數(shù)字預(yù)失真器提供了適于多標(biāo)準(zhǔn)環(huán)境的重配置性。此外，使用效率增強(qiáng)技術(shù)的PA，例如Doherty功率放大器(DPA)，能夠以線性為代價(jià)實(shí)現(xiàn)比傳統(tǒng)PA設(shè)計(jì)更高的效率。因此，將數(shù)字預(yù)失真與使用效率增強(qiáng)技術(shù)的PA組合具有改進(jìn)系統(tǒng)線性和總效率的潛力。
[0008]然而，大部分?jǐn)?shù)字ro預(yù)設(shè)PA沒有記憶或具有弱記憶。這在記憶效應(yīng)使得輸出信號(hào)是當(dāng)前以及過去的輸入信號(hào)的函數(shù)的寬帶應(yīng)用中是不切實(shí)際的。PA中的記憶效應(yīng)源包括有源設(shè)備的自加熱(也稱為長(zhǎng)時(shí)恒定或熱記憶效應(yīng))以及有源設(shè)備的頻率依賴性(也稱為短時(shí)恒定或電子記憶效應(yīng))，這涉及匹配網(wǎng)絡(luò)或偏置電路。隨著信號(hào)帶寬增大，PA的記憶效應(yīng)也變得顯著并且限制了無記憶數(shù)字ro的性能。
[0009]為了克服數(shù)字ro中的記憶效應(yīng)，已經(jīng)提出了各種方法。對(duì)于短期記憶效應(yīng)，應(yīng)用Volterra濾波器結(jié)構(gòu)以使用間接學(xué)習(xí)算法補(bǔ)償記憶效應(yīng)，但是優(yōu)化系數(shù)的數(shù)量隨著階的增大而非常大。該復(fù)雜度使得基于Volterra濾波器的H)在實(shí)際的硬件中極難實(shí)現(xiàn)。為了減少系數(shù)的數(shù)量，已經(jīng)提出了作為Volterra濾波器簡(jiǎn)化版本的記憶多項(xiàng)式結(jié)構(gòu)，但是就算是該簡(jiǎn)化版本也仍舊需要大的計(jì)算負(fù)載。此外，基于記憶多項(xiàng)式的H)在包括高階多項(xiàng)式項(xiàng)時(shí)遭受了數(shù)值不穩(wěn)定性，因?yàn)闉榱斯烙?jì)多項(xiàng)式系數(shù)而需要對(duì)矩陣取逆。已經(jīng)利用同樣基于正交多項(xiàng)式的復(fù)雜結(jié)構(gòu)的備選方案來減輕與傳統(tǒng)多項(xiàng)式相關(guān)聯(lián)的數(shù)值不穩(wěn)定性。為了以性能為代價(jià)進(jìn)一步降低復(fù)雜度，已經(jīng)提出了 Ha_erstein預(yù)失真器,其是有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器或線性時(shí)變(LTI)系統(tǒng)，其后跟隨有無記憶多項(xiàng)式H)。Hammerstein預(yù)失真器假設(shè)使用的PA模型遵守是無記憶非線性的Wiener模型結(jié)構(gòu)，其后跟隨有有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器或線性時(shí)變(LTI)系統(tǒng)。
[0010]該實(shí)現(xiàn)意味著Hammerstein結(jié)構(gòu)僅可以補(bǔ)償來自于RF頻率響應(yīng)的記憶效應(yīng)。因此，如果RF頻率響應(yīng)非常平坦，則Hammerstein PD不能修正任何其他類型的記憶效應(yīng)，諸如偏置感應(yīng)(bias-1nduced)以及熱記憶效應(yīng)。
[0011]最近，使用了與子帶濾波塊級(jí)聯(lián)的靜態(tài)查找表(LUT)數(shù)字基帶ro，這不是為補(bǔ)償電子記憶效應(yīng)，而是為了解決由于在針對(duì)固定LUT PD進(jìn)行了初始設(shè)置之后，PA的溫度改變而引起的增益和相位變化。
[0012]因此，在多信道寬帶無線發(fā)射器中，存在對(duì)不僅能夠補(bǔ)償RF頻率響應(yīng)記憶效應(yīng)而且能夠補(bǔ)償偏置感應(yīng)或熱記憶效應(yīng)的基帶預(yù)失真方法的長(zhǎng)期需要。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0013]因而，本發(fā)明基本上克服了現(xiàn)有技術(shù)的很多前述限制，并且提供了基帶預(yù)失真線性化的系統(tǒng)和方法，其補(bǔ)償了在多信道寬帶無線發(fā)射器中發(fā)現(xiàn)的非線性以及記憶效應(yīng)。通過使用利用查找表的分段(piecewise)預(yù)均衡H)實(shí)現(xiàn)了該結(jié)果。利用該方法，本發(fā)明能夠補(bǔ)償電子以及熱記憶效應(yīng)，而同時(shí)與使用記憶多項(xiàng)式H)算法的現(xiàn)有技術(shù)系統(tǒng)相比，降低了系統(tǒng)的計(jì)算復(fù)雜度以及數(shù)值不穩(wěn)定性，同時(shí)本發(fā)明在得到的多帶PA性能中的線性方面可與記憶多項(xiàng)式H)相媲美。
[0014]可以從結(jié)合附圖的以下詳細(xì)描述中更全面地理解本發(fā)明的其他目的和優(yōu)勢(shì)，在附圖中:

【專利附圖】

【附圖說明】
[0015]圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明的分段預(yù)均衡LUT預(yù)失真系統(tǒng)的示意圖。
[0016]圖2是示出了圖1均衡器107的基于多項(xiàng)式的實(shí)施方式的示意圖。
[0017]圖3A是示出了復(fù)數(shù)增益調(diào)節(jié)器響應(yīng)的圖示。
[0018]圖3B是示出了根據(jù)本發(fā)明的分段均衡器響應(yīng)的圖示。
[0019]圖3C是示出了根據(jù)本發(fā)明的復(fù)數(shù)增益調(diào)節(jié)器和分段均衡器級(jí)聯(lián)的響應(yīng)的圖示。
[0020]圖3D是示出了功率放大器響應(yīng)的圖示。
[0021]圖3E是示出了來自于復(fù)數(shù)增益調(diào)節(jié)器和分段均衡器級(jí)聯(lián)的響應(yīng)和復(fù)數(shù)增益調(diào)節(jié)器響應(yīng)的詳細(xì)響應(yīng)的圖示。
[0022]圖4A是示出了表示利用使用具有500kHz間隔的八音測(cè)試信號(hào)的無記憶LUT PD的實(shí)施方式進(jìn)行線性化之前以及之后的線性化結(jié)果的圖示。
[0023]圖4B是示出了表示利用使用具有500kHz間隔的八音測(cè)試信號(hào)的LUTHammerstein PD進(jìn)行線性化之前以及之后的線性化結(jié)果的圖示。
[0024]圖4C是示出了表示利用使用具有500kHz間隔的八音測(cè)試信號(hào)的本發(fā)明的分段預(yù)均衡ro進(jìn)行線性化之前以及之后的線性化結(jié)果的圖示。
[0025]圖4D是示出了表示利用使用具有500kHz間隔的八音測(cè)試信號(hào)的記憶多項(xiàng)式H)進(jìn)行線性化之前以及之后的線性化結(jié)果的圖示。
[0026]圖5是示出了表示四個(gè)類型ro分別使用單個(gè)W-CDMA載波的線性化結(jié)果的圖示，這四種類型的ro包括無記憶LUT PD、LUT Hammerstein PD、本發(fā)明的分段預(yù)均衡H)和記憶多項(xiàng)式H)。
[0027]圖6是示出了四個(gè)類型H)分別使用單個(gè)W-CDMA載波的ACPR仿真結(jié)果分別性能比較的圖示，這四種類型的ro包括無記憶LUT PD、LUT Hammerstein PD、本發(fā)明的分段預(yù)均衡H)和記憶多項(xiàng)式H)。
[0028]圖7是示出了四個(gè)類型ro分別使用單個(gè)W-CDMA載波的測(cè)量的線性化結(jié)果的圖示，這四種類型的ro包括無記憶LUT PD,LUT Hammerstein PD、本發(fā)明的分段預(yù)均衡H)和記憶多項(xiàng)式H)。
[0029]圖8是示出了四個(gè)類型H)分別使用單個(gè)W-CDMA載波的ACPR的測(cè)量結(jié)果的性能比較的圖示，這四種類型的ro包括無記憶LUT PD、LUT Hammerstein PD、本發(fā)明的分段預(yù)均衡H)和記憶多項(xiàng)式H)。
[0030]圖9是示出了本發(fā)明的分段預(yù)均衡的ro的復(fù)雜度估計(jì)的圖示。
[0031]圖?ο是示出了記憶多項(xiàng)式ro的復(fù)雜度估計(jì)的圖示。

【具體實(shí)施方式】
[0032]為了克服在現(xiàn)有技術(shù)中發(fā)現(xiàn)的記憶多項(xiàng)式ro的計(jì)算復(fù)雜度和數(shù)值不穩(wěn)定性，因此，本發(fā)明利用具有已經(jīng)被預(yù)均衡來補(bǔ)償記憶效應(yīng)的LUT的基于LUT的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真系統(tǒng)，從而實(shí)現(xiàn)比現(xiàn)有技術(shù)更小的計(jì)算負(fù)載，而同時(shí)還將相鄰信道功率比(ACPR)降低到基本上與記憶多項(xiàng)式H)已經(jīng)實(shí)現(xiàn)的相同的程度。因此，本發(fā)明提供的系統(tǒng)在下文稱為分段預(yù)均衡的、基于查找表的預(yù)失真(PELPD)系統(tǒng)。
[0033]現(xiàn)在，將參考附圖詳細(xì)描述根據(jù)本發(fā)明的PELPD系統(tǒng)的優(yōu)選和備選實(shí)施方式。
[0034]圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明的PELPD系統(tǒng)的實(shí)施方式的示意圖。如圖所示，用于索引LUT 106的線性幅度尋址(addressing)方法使用如下:
[0035]m = round (| u (η).N)
[0036]其中，u(n)是輸入信號(hào)101并且所述round函數(shù)返回作為索引(m)的最接近整數(shù)并且N是LUT 106的大小。
[0037]在進(jìn)行預(yù)均衡107之前，將數(shù)字復(fù)數(shù)基帶輸入信號(hào)采樣101與從LUT條目中抽取的復(fù)數(shù)系數(shù)102相乘，如下
[0038]X (n) = u (η).Fm (| u (η) |)
[0039]其中FJ I u (η) I)是對(duì)應(yīng)于輸入信號(hào)101幅度的復(fù)數(shù)系數(shù)102，用于補(bǔ)償PA 110的AM到AM以及AM到PM失真。
[0040]分段預(yù)均衡器107的LUT中的N乘K-1個(gè)濾波器系數(shù)用于補(bǔ)償記憶效應(yīng)，其中N是LUT的深度并且FIR濾波器具有K個(gè)抽頭。在某些實(shí)施方式中，由于穩(wěn)定性問題，分段預(yù)均衡器107使用FIR濾波器而不是無限沖激響應(yīng)(IIR)濾波器，盡管不是所有實(shí)施方式都需要FIR濾波器。預(yù)均衡器的輸出104可以由以下方程描述
AM
Φ) = (|m(?)|).x(n - k)
[0041]^01

=(|m(?)|).u{n - k) ■ Fml\u{n - *)|)

k=Q
[0042]其中是對(duì)應(yīng)于所述輸入信號(hào)u(n)101幅度的第k個(gè)抽頭的第m個(gè)索引的系數(shù)。而且，吖(|咖)|)是|u(n)|的函數(shù)并且Fm 102是|U(n-k)|的函數(shù)。出于分析目的，可以由如下多項(xiàng)式模型替代無記憶LUT 106 (Fm)結(jié)構(gòu):

P
[0043]Fm(\u{n-k)\) = ^b2p^.|μ(?-A:)|2(p_1)


P=^
[0044]其中2p-l是多項(xiàng)式階并且b是對(duì)應(yīng)于該多項(xiàng)式階的復(fù)數(shù)系數(shù)。此外，注意，抽頭系數(shù)和無記憶LUT系數(shù)(Fm) 102分別取決于u (η)和u (n_k)。
[0045]因此，可以使用以下多項(xiàng)式方程表示每段均衡器:
K-1P
[0046]z(n)=工 Wkm (卜0)|)..u{n - k).\u{n -左)|2(/>-1)
k=0 p=l
[0047]其中》ΠΚ?)|)是具有作為|u(n)|函數(shù)的第m個(gè)索引的第k個(gè)抽頭系數(shù)。不失一般性地，分段預(yù)均衡器107可以使用一個(gè)I階多項(xiàng)式進(jìn)行類似地定義，
Φ) =.Ιμ(”)Ι2(/_1)r n k=0 /=1
[0048]ρ

X ^b2p-l.w(? -灸).I咖-^)|2(/,_1)

p=l
[0049]其中Wu是第k個(gè)抽頭的第I階系數(shù)。
[0050]在z (η) 104的數(shù)模轉(zhuǎn)換108之后，該信號(hào)上變頻109至RF，由生成失真的PAllO放大、衰減113、下變頻114至基帶并且繼而最終進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換115并且應(yīng)用于延遲116估計(jì)算法117。可以由以下方程描述反饋信號(hào)y(n-A) 105，該反饋信號(hào)是具有延遲的、PA 110的輸出，
[0051]y (η- Δ ) = G(|z(n-A) |).eJ' Φ(|ζ(η^Δ) D
[0052]其中G (.)和Φ (.)分別是PA 110的AM/AM和AM/PM失真，并且Λ是反饋環(huán)路延遲。為了估計(jì)Λ，相關(guān)技術(shù)應(yīng)用如下:

I N-1
[0053]R(d) = — X z(?) ■ y*(n + d)

n=0
[0054]其中d是延遲變量并且N是用于進(jìn)行相關(guān)的塊大小。
[0055]在延遲116估計(jì)之后，可以通過以下方程估計(jì)無記憶LUT 106系數(shù)，該方程是具有間接學(xué)習(xí)的最小均方(LMS)算法。
[0056]Fm (I u (n+1) ) = Fm (| u (η) |) + μ.u (η).e (η)
[0057]其中η是迭代數(shù)量，μ是穩(wěn)定性因子并且e (η)是x(n)-y(n) *Fffl(|x(n)).。
[0058]應(yīng)該指出，已經(jīng)生成的尋址可以重新用于對(duì)y (η) 105進(jìn)行索引，該y (η) 105是失真信號(hào)，其能夠因?yàn)椴徽_的索引而引起另一誤差。在該過程期間，將通過分段預(yù)均衡器107旁路采樣x(n)103。在該間接學(xué)習(xí)LMS算法收斂之后，激活均衡器107。已經(jīng)將利用LMS算法的間接學(xué)習(xí)方法用于對(duì)分段濾波器系數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整。以向量格式將反饋路徑中的多個(gè)均衡器107的輸入寫為
[0059]yFI (n) = [yF (n) yF (η-1)…yF(n_K+l)]
[0060]其中yF(n)是過去的 LUT 輸出，即，y (η).Fm( | y (η) |).。
[0061]因此，多個(gè)FIR濾波器輸出yF>)可以使用以下方程以向量的格式導(dǎo)出
[0062]yF0 (n) = Wm.yFI (η)τ
[0063]Wm = [W0m...W^1]
[0064]其中T是轉(zhuǎn)置算子。
[0065]可以如下獲得預(yù)均衡器107的抽頭系數(shù)的自適應(yīng):
[0066]ffm(|u(n+l) I) = Wm (I u (η) |) + μ.(yFI (η)τ) *.E (η)
[0067]其中Ε(η)是ζ(η)和yFO(n)之間的誤差信號(hào)，并且μ是步長(zhǎng)(*表示復(fù)數(shù)共軛)。自適應(yīng)算法通過比較反饋信號(hào)和輸入信號(hào)的延遲版本來確定系數(shù)值。
[0068]參考開始于輸出111的反饋路徑，應(yīng)該理解，存在多個(gè)備選方案來使用此類反饋以更新LUT值或多項(xiàng)式系數(shù)。在某些實(shí)施方式中，將PA的輸出轉(zhuǎn)換到基帶，并且將得到的基帶信號(hào)與輸入信號(hào)進(jìn)行比較。將產(chǎn)生的誤差用于修正LUT值和系數(shù)。在其他實(shí)施方式中，從頻譜方面監(jiān)視來自于PA的輸出，并且使用下變頻器、帶通濾波器和功率檢測(cè)器監(jiān)視帶外(out of band)失真。然后，將功率檢測(cè)器值用于調(diào)整LUT值或多項(xiàng)式系數(shù)。
[0069]圖2示出了使用多項(xiàng)式方程時(shí)分段預(yù)均衡器107H)的相應(yīng)框圖。多項(xiàng)式表示需要類似于Volterra系列的太多的復(fù)數(shù)乘法。如圖1所示，當(dāng)利用基于PELPD的方法時(shí)，降低了復(fù)雜度，因?yàn)樗璧挠?jì)算較少，盡管可能需要更多的存儲(chǔ)器。從本文中應(yīng)該理解，預(yù)均衡部分是自適應(yīng)的并且設(shè)計(jì)用于修正記憶效應(yīng)，同時(shí)Iut主要用于進(jìn)行預(yù)失真以修正在商業(yè)PA中發(fā)現(xiàn)的其他非線性。
[0070]圖3A-3D是本發(fā)明的PELPD的圖示。在圖3A中示出了典型的無記憶預(yù)失真器響應(yīng)。圖3B示出了劃分為N段的分段預(yù)失真器產(chǎn)生的滯后。由于功率放大器的滯后不一定均勻分布在整個(gè)輸入幅度范圍上，所以應(yīng)用分段預(yù)均衡器以在整個(gè)輸入范圍獲得均勻的補(bǔ)償。在圖3C中示出了本發(fā)明的PELPD的輸出，其可以被認(rèn)為源自圖3A和圖3B的級(jí)聯(lián)。圖3D示出了典型的功率放大器響應(yīng)的響應(yīng)，并且圖3B導(dǎo)致了如圖3C所示的本發(fā)明的PELPD。圖3D示出了具有記憶的典型功率放大器響應(yīng)的響應(yīng)。在級(jí)聯(lián)了圖3C和圖3D之后獲得了圖3E中希望的線性響應(yīng)。
[0071]為了檢驗(yàn)本發(fā)明的PELPD的性能，首先執(zhí)行基于時(shí)域測(cè)量采樣的PA行為建模。該行為模型基于截?cái)嗟腣olterra模型。設(shè)計(jì)了在最終極處使用兩個(gè)170W推挽式橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體(LDMOS)的300W峰值包絡(luò)功率(PEP)Doherty PA。該DohertyPA工作于2140MHz頻帶并且具有61dB的增益，和平均30W輸出功率處的28%的功率附加效率(PAE)。為了基于實(shí)際PA的測(cè)量來構(gòu)建PA模型，使用測(cè)試工作臺(tái)(test bench)[K.Mekechuk, ff.Kim, S.Staleton 和 J.Kim, “Linearinzing Power Amplifiers UsingDigital Predistort1n,EDA Tools and Test hardware，，High Frequency Electronics,pp.18-27, 2004年4月]?；谠撔袨槟Ｐ?，已經(jīng)仿真了包括無記憶LUT PD、HammersteinPD、本發(fā)明的PELro和記憶多項(xiàng)式ro的各類ro，并且比較了相鄰信道功率比(acpr)性能。在所有仿真中，將LUT的大小固定為128個(gè)條目，這是在考慮量化效應(yīng)以及存儲(chǔ)器大小的情況下的折衷大小。本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)該認(rèn)識(shí)到，針對(duì)非線性的補(bǔ)償量涉及LUT 106的大小。增加LUT大小，雖然產(chǎn)生了更準(zhǔn)確的非線性表示，但是在自適應(yīng)方面付出了更多的代價(jià)。因此，LUT大小的選擇是準(zhǔn)確度和復(fù)雜度之間的權(quán)衡。
[0072]作為測(cè)試信號(hào)的是單個(gè)下行鏈路W-CDMA載波，其基于第三代合作伙伴計(jì)劃(3GPP)標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范的測(cè)試模式，具有64個(gè)專用物理信道(DPCH)，該載波具有3.84Mchips/s和9.8db的波峰因子。首先，將具有9.03db的PAR和4MHz帶寬的、具有500kHz間隔的八音信號(hào)用于驗(yàn)證所提出的方法，其中該八音信號(hào)可與W-CDMA信號(hào)相媲美。
[0073]圖4A-4D是示出了四種類型的H)的線性化之前以及之后的代表性線性化結(jié)果的圖示。如圖4A所示，傳統(tǒng)無記憶LUT H)能夠改進(jìn)線性并且還補(bǔ)償記憶效應(yīng)。圖4B示出了傳統(tǒng)的Hammerstein PD，其在1MHz以上使性能惡化，而在1MHz帶寬內(nèi)使其發(fā)生改進(jìn)。如果主信號(hào)路徑中的RF頻率響應(yīng)非常平坦，則Hammerstein PD不能修正除了頻率響應(yīng)記憶效應(yīng)之外的任何其他記憶效應(yīng)。也不存在使用傳統(tǒng)Ha_erstein PD,對(duì)于減小頻譜再生而言，也沒有顯而易見的改進(jìn)。非常清楚的是:Ha_erstein F1D對(duì)來自于記憶效應(yīng)的失真進(jìn)行抑制的能力非常有限。圖4C示出了本發(fā)明的PELPD (具有2個(gè)抽頭)的性能。圖4D示出了傳統(tǒng)記憶多項(xiàng)式Η)(具有第5階和兩個(gè)記憶項(xiàng))的性能。通過比較圖4A-4D，可以看到，本發(fā)明的PELPD在ACPR性能方面可以與記憶多項(xiàng)式H)相媲美。
[0074]圖5是示出了針對(duì)上述四個(gè)類型的H)的線性化結(jié)果的圖示。將單個(gè)W-CDMA載波應(yīng)用于LUT PD、LUT Hammerstein PD、本發(fā)明的PELPD以及記憶多項(xiàng)式PD。
[0075]圖6是示出了分別針對(duì)4個(gè)類型的ACPR仿真結(jié)果的性能比較的圖示。與無記憶PD相比，傳統(tǒng)Hammerstein PD不能改進(jìn)來自記憶效應(yīng)的失真。本發(fā)明的PELPD可以抑制歸因于非線性和PA記憶效應(yīng)的失真。
[0076]在基于行為PA模型驗(yàn)證了仿真中本發(fā)明的PELPD的ACPR性能之后，使用測(cè)試工作臺(tái)中的實(shí)際Doherty PA執(zhí)行實(shí)驗(yàn)。發(fā)射器原型包括具有兩個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)和RF上變頻器的ESG以及PA。接收器包括RF下變頻器、高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器以及數(shù)字下變頻器。該接收器原型可以通過VSA構(gòu)造。對(duì)于主DSP，PC用于延遲補(bǔ)償和預(yù)失真算法。作為測(cè)試信號(hào)，為了驗(yàn)證不同H)的補(bǔ)償性能，在測(cè)量中，將具有3.84Mchips/s和9.8db波峰因子的測(cè)試模型I的、具有64DPCH的兩個(gè)下行鏈路W-CDMA載波用作輸入信號(hào)。H)的所有系數(shù)通過間接學(xué)習(xí)算法來標(biāo)識(shí)，該間接學(xué)習(xí)算法被認(rèn)為是PA的逆建模。在驗(yàn)證過程期間，使用了 256條目LUT、5抽頭FIR濾波器的Ha_erstein PD、本發(fā)明的PELPD (具有2抽頭)以及第5階-2延遲記憶多項(xiàng)式。根據(jù)多個(gè)測(cè)量?jī)?yōu)化抽頭數(shù)量的選擇。
[0077]圖7是示出了分別使用單個(gè)W-CDMA載波的4類H)在線性化之前和之后的測(cè)量的線性化結(jié)果的圖示。從距中心頻率的頻率偏移量(5MHz和-5MHz)處執(zhí)行原型發(fā)射器輸出處的ACPR計(jì)算。
[0078]圖8是示出了分別使用單個(gè)W-CDMA載波的4類H)的ACPR測(cè)量結(jié)果的性能比較的圖示。對(duì)于具有帶有5抽頭濾波器的Hammerstein H)的發(fā)射器，ACPR值在上ACPR(5MHz偏移)處比LUT ro大約好ldB，而在下ACPR (-5MHZ偏移)處與之相同。本發(fā)明的PELH)和第5階-2記憶多項(xiàng)式H)在ACPR方面顯示處接近的補(bǔ)償性能。對(duì)于下ACPR和上ACPR而言,這二者對(duì)ACPR的改進(jìn)比Hammerstein PD和無記憶LUT PD分別好出大約4dB和6dB。
[0079]還評(píng)估了本發(fā)明的PELH)和記憶多項(xiàng)式方法的復(fù)雜度(忽略LUT讀、寫、編索引以及信號(hào)幅度的平方根(SQRT)的計(jì)算，因?yàn)長(zhǎng)UT索引不僅取決于方法，還取決于變量，例如幅度、對(duì)數(shù)、冪等，并且SQRT運(yùn)算可以以不同的方式實(shí)現(xiàn))。因此，僅通過對(duì)每個(gè)輸入采樣的加法(減法)和乘法數(shù)量進(jìn)行計(jì)數(shù)來評(píng)估復(fù)雜度。為了考慮實(shí)數(shù)硬件實(shí)現(xiàn)，將復(fù)數(shù)運(yùn)算轉(zhuǎn)換為實(shí)數(shù)運(yùn)算并且考慮存儲(chǔ)器大小。例如，一次復(fù)數(shù)乘法需要兩次實(shí)數(shù)加法和四次實(shí)數(shù)乘法。如果N是LUT條目的數(shù)量，則所需的存儲(chǔ)器大小是2N(I和Q LUT)。
[0080]圖9是示出了本發(fā)明的PELPD的復(fù)雜度仿真的圖示。如果LUT具有256個(gè)條目并且濾波器具有2個(gè)抽頭，則ro每個(gè)采樣需要進(jìn)行40次實(shí)數(shù)加法(減法)、54次實(shí)數(shù)乘法以及1542的存儲(chǔ)器大小。本發(fā)明的PELPD需要與傳統(tǒng)Hammerstein H)相同的加法和乘法數(shù)量，但是需要更多的存儲(chǔ)器。
[0081]圖10是示出了使用RLS間接學(xué)習(xí)算法的記憶多項(xiàng)式ro的復(fù)雜度估計(jì)的圖示。在圖11中給出了算術(shù)運(yùn)算的數(shù)量，其中O等于P(k+1)。例如，P = 5并且K= I每個(gè)采樣需要進(jìn)行1342次實(shí)數(shù)加法(減法)，1644次實(shí)數(shù)乘法，以及24的存儲(chǔ)器大小。在將乘法數(shù)量與本發(fā)明的PELPD進(jìn)行比較時(shí)，記憶多項(xiàng)式H)每個(gè)采樣需要進(jìn)行多于300次實(shí)數(shù)乘法。因此，PELPD方法顯著降低了復(fù)雜度。此外，記憶多項(xiàng)式方法的實(shí)數(shù)乘法的數(shù)量隨著多項(xiàng)式階數(shù)和記憶長(zhǎng)度的平方指數(shù)(square power)增長(zhǎng)。
[0082]總之,與傳統(tǒng)Hammerstein方法比較,本發(fā)明的PELPD可以更有效地減小頻譜再生并且與記憶多項(xiàng)式ro獲得相似的修正能力，但是僅需要更小的復(fù)雜度。
[0083]盡管已經(jīng)參考優(yōu)選和備選實(shí)施方式描述了本發(fā)明，但是應(yīng)該理解，本發(fā)明不限于所描述的細(xì)節(jié)。在前面的描述中已經(jīng)提出了各種變形和修改，并且本領(lǐng)域的技術(shù)人員將進(jìn)行其他變形和修改。因此，旨在將所有此類變形和修改包括在如所附權(quán)利要求書所定義的發(fā)明范圍內(nèi)。
【權(quán)利要求】
1.一種用于減小多信道寬帶通信系統(tǒng)中的相鄰信道功率比的方法，所述方法包括: 根據(jù)通信系統(tǒng)的基帶輸入信號(hào)生成地址； 根據(jù)所述地址從第一查找表中獲取條目； 將所述基帶輸入信號(hào)和所獲取的條目相乘以形成第一預(yù)失真輸入信號(hào)； 根據(jù)所述地址從第二查找表中獲取一個(gè)或多個(gè)預(yù)均衡系數(shù)；以及使用所述一個(gè)或多個(gè)預(yù)均衡系數(shù)對(duì)所述第一預(yù)失真輸入信號(hào)進(jìn)行預(yù)均衡以形成第二預(yù)失真輸入信號(hào)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述第一查找表中的每個(gè)條目包括復(fù)數(shù)系數(shù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中所述復(fù)數(shù)系數(shù)對(duì)應(yīng)于所述通信系統(tǒng)中的功率放大器的幅度至幅度(AM至AM)以及幅度至相位(AM至PM)失真。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中對(duì)所述第一預(yù)失真輸入信號(hào)進(jìn)行預(yù)均衡包括使用作為加權(quán)系數(shù)的所述一個(gè)或多個(gè)所獲取的預(yù)均衡系數(shù)，計(jì)算作為所述第一預(yù)失真輸入信號(hào)的一個(gè)或多個(gè)延遲版本的加權(quán)和的所述第二預(yù)失真輸入信號(hào)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述一個(gè)或多個(gè)預(yù)均衡系數(shù)對(duì)應(yīng)于所述通信系統(tǒng)的功率放大器中的記憶效應(yīng)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述一個(gè)或多個(gè)預(yù)均衡系數(shù)對(duì)應(yīng)于有限沖激響應(yīng)濾波器的濾波器系數(shù)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述一個(gè)或多個(gè)預(yù)均衡系數(shù)對(duì)應(yīng)于無限沖激響應(yīng)濾波器的濾波器系數(shù)。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中根據(jù)基帶輸入信號(hào)生成地址包括: 計(jì)算所述基帶輸入信號(hào)的幅度和所述第一查找表中的條目的數(shù)目的乘積；以及 返回所述乘積的最接近整數(shù)。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，包括使用間接學(xué)習(xí)方法來更新所述第一查找表中的所述條目和所述第二查找表中的所述一個(gè)或多個(gè)預(yù)均衡系數(shù)。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中所述間接學(xué)習(xí)方法使用最小均方算法。
11.一種用于減小多信道寬帶通信系統(tǒng)中的基帶預(yù)失真的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括: 地址生成器，用于根據(jù)所述通信系統(tǒng)的基帶輸入信號(hào)生成地址； 第一查找表，用于根據(jù)所述地址存儲(chǔ)一個(gè)或多個(gè)可獲取的條目； 乘法器，用于將所述基帶輸入信號(hào)和從所述第一查找表中獲取的條目相乘以形成第一預(yù)失真輸入信號(hào)；以及 預(yù)均衡器，用于對(duì)所述第一預(yù)失真輸入信號(hào)進(jìn)行預(yù)均衡以形成第二預(yù)失真輸入信號(hào)。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其中所述第一查找表中的每個(gè)條目包括復(fù)數(shù)系數(shù)。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的系統(tǒng)，其中所述復(fù)數(shù)系數(shù)對(duì)應(yīng)于所述通信系統(tǒng)中的功率放大器的幅度至幅度(AM至AM)以及幅度至相位(AM至PM)失真。
14.根據(jù)權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其中所述預(yù)均衡器包括第二查找表，所述第二查找表用于根據(jù)所述地址存儲(chǔ)一個(gè)或多個(gè)可獲取的預(yù)均衡系數(shù)，并且所述預(yù)均衡器被配置為使用從所述第二查找表獲取的一個(gè)或多個(gè)預(yù)均衡系數(shù)來計(jì)算所述第二預(yù)失真輸入信號(hào)。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的系統(tǒng)，其中使用作為加權(quán)系數(shù)的所述一個(gè)或多個(gè)所獲取的預(yù)均衡系數(shù)來計(jì)算所述第二預(yù)失真輸入信號(hào)作為所述第一預(yù)失真輸入信號(hào)的一個(gè)或多個(gè)延遲版本的加權(quán)和。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的系統(tǒng)，其中所述一個(gè)或多個(gè)預(yù)均衡系數(shù)對(duì)應(yīng)于所述通信系統(tǒng)的功率放大器中的記憶效應(yīng)。
17.根據(jù)權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其中所述預(yù)均衡器包括有限沖激響應(yīng)濾波器。
18.根據(jù)權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其中所述預(yù)均衡器包括無限響應(yīng)濾波器。
19.根據(jù)權(quán)利要求14所述的系統(tǒng)，包括用于更新所述第一查找表中的所述條目和所述第二查找表中的所述一個(gè)或多個(gè)預(yù)均衡系數(shù)的反饋環(huán)路。
20.根據(jù)權(quán)利要求19所述的系統(tǒng)，其中使用間接學(xué)習(xí)算法和最小均方算法來執(zhí)行所述更新。
【文檔編號(hào)】H04L25/03GK104202279SQ201410462933
【公開日】2014年12月10日 申請(qǐng)日期:2007年12月20日 優(yōu)先權(quán)日:2006年12月26日
【發(fā)明者】金鐘憲, 趙庚浚, 金完鍾, S·P·斯特普爾頓 申請(qǐng)人:大力系統(tǒng)有限公司