聯(lián)合正交投影與循環(huán)波束成型的測距儀脈沖干擾抑制方法
【專利摘要】一種聯(lián)合正交投影與循環(huán)波束成型的測距儀脈沖干擾抑制方法：將來自陣列天線的射頻信號經過射頻前端轉換為模擬基帶信號，現(xiàn)通過A/D轉換為數(shù)字基帶信號，將多個數(shù)字基帶信號通過正交投影算法計算得到干擾信號正交補空間的投影矩陣，并作用于接收信號矢量消除測距儀脈沖信號的干擾，進一步通過循環(huán)波束成型方法獲取陣列天線的波束成型權值矢量，用其對消除脈沖干擾后的信號矢量進行波束成型提取OFDM直射徑信號；移除循環(huán)前綴后，通過FFT運算轉換為頻域信號，進一步通過4倍頻域下采樣，再通過信道估計信道特性，并通過均衡器進行信道均衡，再依次通過解調器、解交織器及譯碼器得到發(fā)送比特序列的估計值。本發(fā)明可有效克服測距儀脈沖及散射多徑信號的干擾。
【專利說明】聯(lián)合正交投影與循環(huán)波束成型的測距儀脈沖干擾抑制方法

【技術領域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種測距儀脈沖干擾抑制方法。特別是涉及一種聯(lián)合正交投影與循環(huán) 波束成型的測距儀脈沖干擾抑制方法。

【背景技術】
[0002] 為保障民航新一代空中交通管理系統(tǒng)安全、可靠、高效的運行，國際民航組織 (ICA0)提出了兩種地空數(shù)據鏈候選技術方案：L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)l(L-DACSl)與L頻 段數(shù)字航空通信系統(tǒng)2(L-DACS2)，其中，L-DACS1系統(tǒng)采用多載波正交頻分復用（0FDM)傳 輸方案，L-DACS2系統(tǒng)采用單載波高斯最小移頻鍵控（GMSK)傳輸方案。相對于L-DACS2系 統(tǒng)，L-DACS1系統(tǒng)具有更高的頻譜效率、更高的傳輸容量、更適合頻率選擇性衰落信道傳輸 的優(yōu)點，因此L-DACS1系統(tǒng)獲得民用航空界的廣泛關注。與此同時，為解決民用航空甚高頻 通信頻率資源匱乏的問題，2007年世界無線電大會（WRC)批準未來民航地空數(shù)據鏈系統(tǒng)部 署在航空無線電導航頻段，且以內嵌方式工作于測距儀（DME)頻道間（DME系統(tǒng)的頻道間隔 為1MHz，L-DACS系統(tǒng)部署在相鄰DME頻道的中央，占用帶寬0. 5MHz)。由于測距儀信號頻 譜與L-DACS1系統(tǒng)的頻譜存在部分交疊，且DME發(fā)射機以大功率、突發(fā)脈沖方式工作，因此 不可避免出現(xiàn)DME發(fā)射的脈沖信號干擾L-DACS1系統(tǒng)0FDM接收機的問題。
[0003] 文獻 M Schnell, S Brandes, S Gligorevic, Interference Mitigation for Broadband L-DACS, 2008 Digital Avionics Systems Conference (DASC 2008),pp.1 -12，St.Paul，MN，USA，0ctober 2008 和文獻 S Brandes，M Schnell, Mitigation of Pulsed Interference in OFDM Based Systems, 2008 International OFDM Workshop(InOffo 2008)，pp. 193 - 197, Hamburg, Germany, August 2008首先建立給出測距儀脈沖干擾的信 號模型，并仿真研究脈沖熄滅法對OFDM接收機鏈路差錯性能的影響，仿真研究表明脈沖 熄滅法可一定程度消除測距儀脈沖干擾，但脈沖熄滅會導致0FDM接收機產生子載波間 干擾（ICI);為應用脈沖熄滅法消除測距儀脈沖干擾，文獻U Epple, M Schnell, German Aerospace Center(DLR), Overview of Interference Situation and Mitigation Techniques for LDACS1, 2011 IEEE/AIAA 30th Digital Avionics Systems Conferenc e (DASC)，pp: 4C5-1-4C5-12, 2011，提出兩種測距儀脈沖干擾信號出現(xiàn)位置的檢測方法，并 仿真研究了所提出方法的檢測性能；針對脈沖熄滅法產生0FDM接收機子載波間干擾問題， 文獻 S Brandes, M Schnell, Compensation of the Impact of Interference Mitigation by Pulse Blanking in OFDM Systems,2009 IEEE Global Telecommunications Conference (GL0BEC0M 2009)，pp. 1 - 6, Honolulu, USA, Nov. 2009,提出 了迭代 ICI 干擾重 構并補償?shù)姆椒ǎ⒎抡嫜芯縄CI干擾補償方法的性能，研究發(fā)現(xiàn)ICI干擾補償方法的運算 復雜度高；針對0FDM系統(tǒng)存在的非相關隨機脈沖干擾，文獻G Caire，T Y.Al-NafTouri，and A. Narayanan, Impulse noise cancellation in OFDM:an application of compressed sensing, IEEE Int. Symp. on Inform. Theory, Canada, Jul. 2008,將壓縮感知理論應 用OFDM系統(tǒng)，提出基于凸優(yōu)化的脈沖干擾消除方法；針對電力線通信系統(tǒng)存在的塊稀 疏非相關脈沖干擾，文獻 L Lampe. Bursty impulse noise detection by compressed sensing, 2011 IEEE International Symposium on Power Line Communications and Its Applications(ISPLC), On page(s) :29 - 34,給出塊基于塊稀疏壓縮感知脈沖干擾消除方 法。
[0004] 0FDM接收機脈沖干擾消除的方法主要包括：脈沖熄滅方法、脈沖限幅方法、聯(lián)合 脈沖熄滅與ICI干擾補償方法、壓縮感知脈沖干擾重構與消除方法，以下分別敘述這些技 術的缺陷與不足。
[0005] 脈沖熄滅方法的基本思想：接收機根據接收信號的幅值，首先確定脈沖干擾信號 出現(xiàn)的位置，然后，將存在脈沖干擾的信號樣值設置為零，以消除脈沖干擾的影響。在實際 應用中，該方法時存在以下兩個方面的問題：脈沖干擾信號出現(xiàn)的位置不易確定、脈沖熄滅 后導致ICI干擾。在確定脈沖干擾信號出現(xiàn)的位置時，通常采用門限比較的方法，當接收信 號幅值超過設定的門限時，接收機認為這些信號樣值包含脈沖干擾，由于0FDM信號自身峰 均比（PAPR)較高，且經過多徑信道傳播，接收機通常不易確定脈沖熄滅門限，這將導致接 收機比特差錯性能的損失。另一個方面，接收機采用脈沖熄滅后，使得接收信號產生子載波 間干擾（ICI)，子載波間干擾最終也將導致接收機比特差錯性能的惡化。
[0006] 脈沖限幅方法的基本思想：接收機根據接收信號確定0FDM信號的峰值幅度，然后 將接收信號中超過0FDM信號峰值幅度的樣值均設置為峰值幅度值，以降低脈沖干擾信號 的影響。脈沖限幅方法也存在兩個方面的問題：脈沖限幅值不易確定、脈沖限幅后信號仍殘 留脈沖干擾。由于0FDM信號自身峰均比（PAPR)較高，且經過多徑信道傳播，接收機通常不 易確定脈沖限幅值，脈沖限幅值設置不合理將導致接收機比特差錯性能的損失；此外，脈沖 限幅方法并不能完全消除脈沖干擾，限幅后的信號仍包含部分脈沖干擾，這些殘留的脈沖 干擾將導致接收機比特差錯性能的惡化。
[0007] 聯(lián)合脈沖熄滅與ICI干擾補償方法的基本思想：首先利用脈沖熄滅方法消除脈沖 干擾，然后進一步重構子載波間干擾（ICI)，最后對脈沖熄滅產生的ICI干擾進行補償，從 而降低脈沖熄滅法產生ICI干擾的影響，提高鏈路傳輸?shù)目煽啃?。該方法存在兩個方面的 問題，第一脈沖熄滅門限不易確定，第二迭代ICI干擾重構及補償?shù)倪\算復雜度較高。
[0008] 針對0FDM系統(tǒng)存在的稀疏、非相關脈沖干擾，還可使用壓縮感知重構并消除脈沖 干擾，壓縮感知方法的適用范圍：脈沖干擾信號具有稀疏特性，脈沖干擾信號為非相關隨機 干擾。而在L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)l(L-DACSl)中，測距儀產生脈沖干擾為強相關脈沖干 擾，因此壓縮感知方法難于直接應用于0FDM系統(tǒng)測距儀脈沖干擾抑制。


【發(fā)明內容】

[0009] 本發(fā)明所要解決的技術問題是，提供一種可有效克服測距儀脈沖及散射多徑信號 的干擾，提高L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)的鏈路傳輸可靠性的聯(lián)合正交投影與循環(huán)波束成型 的測距儀脈沖干擾抑制方法。
[0010] 本發(fā)明所采用的技術方案是：一種聯(lián)合正交投影與循環(huán)波束成型的測距儀脈沖干 擾抑制方法，其特征在于，包括：將來自陣列天線的射頻信號經過射頻前端轉換為模擬基帶 信號，模擬基帶信號通過A/D轉換為數(shù)字基帶信號，將多個接收通道輸出的數(shù)字基帶信號 通過正交投影算法計算得到干擾信號正交補空間的投影矩陣，將投影矩陣作用于接收信號 矢量消除測距儀脈沖信號的干擾，消除脈沖干擾后的信號矢量進一步通過循環(huán)波束成型方 法獲取陣列天線的波束成型權值矢量，利用得到權值矢量對消除脈沖干擾后的信號矢量進 行波束成型提取OFDM直射徑信號；波束成型器輸出的OFDM直射徑信號在移除循環(huán)前綴后， 通過FFT運算轉換為頻域信號，并進一步通過4倍頻域下采樣，下采樣器輸出的信號通過信 道估計估計信道特性，并通過均衡器進行信道均衡，均衡器輸出信號依次通過解調器、解交 織器及譯碼器得到發(fā)送比特序列的估計值。
[0011] 在模擬基帶信號轉換為數(shù)字信號時，為避免測距儀脈沖信號采樣產生頻譜混疊干 擾0FDM信號的接收，接收機使用了過四倍采樣。
[0012] 所述的正交投影算法計算得到干擾信號正交補空間的投影矩陣，包括：
[0013] 假設接收信號使用均勻線陣，陣元通道數(shù)目為M，陣元間隔為λ /2,則陣列天線接 收信號矢量X (η)表不為：
[0014]

【權利要求】
1. 一種聯(lián)合正交投影與循環(huán)波束成型的測距儀脈沖干擾抑制方法，其特征在于，包括： 將來自陣列天線的射頻信號經過射頻前端轉換為模擬基帶信號，模擬基帶信號通過A/D轉 換為數(shù)字基帶信號，將多個接收通道輸出的數(shù)字基帶信號通過正交投影算法計算得到干擾 信號正交補空間的投影矩陣，將投影矩陣作用于接收信號矢量消除測距儀脈沖信號的干 擾，消除脈沖干擾后的信號矢量進一步通過循環(huán)波束成型方法獲取陣列天線的波束成型權 值矢量，利用得到權值矢量對消除脈沖干擾后的信號矢量進行波束成型提取OFDM直射徑 信號；波束成型器輸出的OFDM直射徑信號在移除循環(huán)前綴后，通過FFT運算轉換為頻域信 號，并進一步通過4倍頻域下采樣，下采樣器輸出的信號通過信道估計估計信道特性，并通 過均衡器進行信道均衡，均衡器輸出信號依次通過解調器、解交織器及譯碼器得到發(fā)送比 特序列的估計值。
2. 根據權利要求1所述的聯(lián)合正交投影與循環(huán)波束成型的測距儀脈沖干擾抑制方法， 其特征在于，在模擬基帶信號轉換為數(shù)字信號時，為避免測距儀脈沖信號采樣產生頻譜混 疊干擾OFDM信號的接收，接收機使用了過四倍采樣。
3. 根據權利要求1所述的聯(lián)合正交投影與循環(huán)波束成型的測距儀脈沖干擾抑制方法， 其特征在于，所述的正交投影算法計算得到干擾信號正交補空間的投影矩陣，包括： 假設接收信號使用均勻線陣，陣元通道數(shù)目為M，陣元間隔為λ /2,則陣列天線接收信 號矢量X (η)表不為：
(1) 其中，η代表信號米樣序號，s (η)代表OFDM信號，a0代表OFDM信號對應的導向矢量， wk(η)代表第k個干擾信號，dk代表第k個干擾信號對應的導向矢量，K代表干擾源的總數(shù)， n(n)代表信道輸入的復高斯白噪聲矢量； 將（1)式進一步表示為： X (n) = s (n) +w (η) +η (η) (2) 其中，
陣列天線接收信號矢量X (η)的協(xié)方差矩陣定義為： Rxx = Ε {χ (η) · xH (η)} (3) 考慮到OFDM信號、測距儀脈沖信號、噪聲信號統(tǒng)計獨立，則（3)式化簡為： Rxx = Rs+Rw+Rn (4) 其中，Rs代表OFDM信號的協(xié)方差矩陣；RW代表干擾信號的協(xié)方差矩陣；Rn代表噪聲信 號的協(xié)方差矩陣； 由于測距儀脈沖信號的強度遠大于OFDM信號及噪聲信號，因此（4)式進一步化簡為： Rxx = Rw+Rv (5) 其中，Rv = Rs+Rn ; 對矩陣Rxx進行特征值分解得到：
(6) 其中，
代表協(xié)方差矩陣Rxx的非零特征值，ei，i = 1，2. . . Μ代表Rxx的非零 特征值對應的特征向量，
代表Rxx的非零特征值構成的對角 矩陣，U代表Rxx的特征值對應特征列向量構成的酉矩陣，滿足UUH = I，定義K個脈沖干擾 信號對應的特征值為λ i，其中i = 1，2,.. K，由于測距儀脈沖干擾信號強度遠大于OFDM信 號與噪聲信號，因此λ i的取值顯著大于特征值
所述的K個脈沖干擾信號對應 的特征值λ i稱為主特征值，主特征值λ i對應的特征向量張成干擾信號子空間，記為Sw = span {ei，e2, · · ·，eK}，其中，ei，i = 1，2. · · K代表協(xié)方差矩陣Rxx的K個主特征值λ i對應的 特征向量； 得到干擾信號子空間后，計算得到干擾信號的正交補空間投影矩陣：
(7) 然后，將投影矩陣作用于接收信號矢量以消除測距儀脈沖信號的干擾。
4. 根據權利要求1或3所述的聯(lián)合正交投影與循環(huán)波束成型的測距儀脈沖干擾抑制方 法，其特征在于，所述的將投影矩陣作用于接收信號矢量以消除測距儀脈沖信號的干擾，包 括： 將接收信號矢量x(n)向干擾信號的正交補空間投影得到：
(M 考慮到
最后（8)式化簡為：
(9) (9)式表明：通過將接收信號矢量向干擾信號正交補空間進行投影可消除信道輸入的 測距儀脈沖干擾。
5. 根據權利要求1所述的聯(lián)合正交投影與循環(huán)波束成型的測距儀脈沖干擾抑制方法， 其特征在于，所述的通過循環(huán)波束成型方法獲取陣列天線的波束成型權值矢量，包括： 首先引入以下參量，凡代表一個OFDM符號的采樣點數(shù)，Ng代表OFDM符號循環(huán)前綴的 采樣點數(shù)，Nu代表除循環(huán)前綴外符號的采樣點數(shù)，且Ns = Nu+Ng ; 針對正交投影脈沖干擾消除后輸出的信號矢量中，定義兩個矢量z(j，i)與 z(j, i+Nu)： z(j, i) = [z1[(j-l) · Ns+i],. . . , zm[(j-l) · Ns+i],. . . , zM[(j-l) *Ns+i]]T (10) z(j, i+Nu) = [z1[(j-l)Ns+Nu+i], ..., zm[ (j-1) Ns+Nu+i], ..., zM[ (j-1) Ns+Nu+i]] T · eJ2"a (11) 其中，zm[ (j-1) *Ns+i]其代表M個陣元通道中的第m個通道的第j個OFDM符號的第i 個采樣樣值，其中，i = 1，. . .，Ng, j = 1，. . .，N, m = 1，. . .，M ;z (j, i)代表所有Μ個陣元通 道的第j個OFDM符號的第i個采樣值構成的信號矢量；z(j，i+Nu)代表在修正接收信號多 普勒頻偏后所有Μ個通道的第j個OFDM符號的第i個采樣值構成的信號矢量，其中，α代 表接收信號的歸一化多普勒頻偏，a = ;Af代表接收信號多普勒頻偏；FS代表OFDM 系統(tǒng)子載波間隔； 假設接收機已經完全建立符號定時同步，則接收機循環(huán)波束成型的目標：尋找最優(yōu)權 矢量ω使期望信號coHz(j，i)與參考信號cHz(j，i+N u)之間的相關值最大化，所述的相關 值最大化的數(shù)學描述為：
(12) 式中的ω和c滿足ωΗω = cHc = 1 其中，
i = l，2，...，Ng，j = 1，...，N，N 代表一幀中 OFDM 符 號總數(shù)，進一步引入定義
則（12)式進一步表示為：
(13) (13) 式中的ω和c滿足ωΗω = cHc = 1 其中，c代表輔助矢量；（13)式進一步表示為在||ω|| = ||c|| =1約束下， c〇HRccHRHco最大化的問題，對（13)式采用拉格朗日乘子法求微分并令等式為零可化簡得 到： wHRc = ξ max (14) 其中，代表R最大奇異值，當最優(yōu)權矢量ω和輔助矢量c取值為R的最大奇異值 對應的左右奇異值向量時，（13)式取最大值，最優(yōu)權矢量ω是OFDM信號對應的導向 矢量a0的直接估計，即ω 〇ca0。
6.根據權利要求1所述的聯(lián)合正交投影與循環(huán)波束成型的測距儀脈沖干擾抑制方法， 其特征在于，所述的信道估計是采用頻域LS估計和頻域插值的方法獲得。
【文檔編號】H04L27/26GK104158777SQ201410432148
【公開日】2014年11月19日 申請日期:2014年8月28日 優(yōu)先權日:2014年8月28日
【發(fā)明者】劉海濤, 劉亞洲, 成瑋, 張學軍 申請人:中國民航大學