利用dmt調(diào)制和解調(diào)32qam-ofdm下行鏈路信號(hào)的自混頻零差檢測(cè)無(wú)源光接入系統(tǒng)的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明提出了一種利用DMT調(diào)制和解調(diào)32QAM-OFDM下行鏈路信號(hào)的自混頻零差檢測(cè)無(wú)源光接入系統(tǒng)，通過(guò)對(duì)速率5Gb/s的32QAM-OFDM下行鏈路信號(hào)采用DMT調(diào)制和解調(diào)，接收端采用自混頻零差檢測(cè)接收，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，可以有效地降低系統(tǒng)配置復(fù)雜度和成本，取得無(wú)誤碼傳輸，在未來(lái)的無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)中具有潛在價(jià)值，也可以升級(jí)以支持無(wú)源光載無(wú)線通信方面的應(yīng)用。
【專利說(shuō)明】利用DMT調(diào)制和解調(diào)32QAM-0FDM下行鏈路信號(hào)的自混頻零差檢測(cè)無(wú)源光接入系統(tǒng)
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明屬于利用DMT調(diào)制和解調(diào)32QAM-0FDM下行鏈路信號(hào)的自混頻零差檢測(cè)無(wú)源光接入系統(tǒng)，可以有效地降低系統(tǒng)配置復(fù)雜度和成本，取得無(wú)誤碼傳輸，在未來(lái)的無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)中具有潛在價(jià)值，也可以升級(jí)以支持無(wú)源光載無(wú)線通信方面的應(yīng)用。
【背景技術(shù)】
[0002]目前，少有研究在接入網(wǎng)中將DMT技術(shù)和自混頻零差接收技術(shù)應(yīng)用于各種不同的m-正交幅度調(diào)制(QAM) (m = 4, 16，32，64) OFDM下行鏈路信號(hào)中。而實(shí)際上，DMT調(diào)制和解調(diào)已經(jīng)廣泛用于商業(yè)系統(tǒng)的銅質(zhì)數(shù)據(jù)用戶線中，如非對(duì)稱數(shù)字用戶線(ADSL)和高速數(shù)字用戶線(HDSL)等。我們?cè)?jīng)設(shè)計(jì)并實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了兩種全雙工60GHz無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)無(wú)線通信系統(tǒng)，其下行鏈路的16QAM-0FDM信號(hào)采用DMT調(diào)制和解調(diào)產(chǎn)生，用自混頻零差接收技術(shù)進(jìn)行接收，從而簡(jiǎn)化光接入系統(tǒng)的配置，降低了成本。采用自混頻零差接收技術(shù)和DMT調(diào)制的OFDM光接入系統(tǒng)具有可擴(kuò)展性好、成本較低并且易于安裝和維護(hù)的優(yōu)點(diǎn)，因?yàn)樵撓到y(tǒng)在光線路終端(OLT)無(wú)需高頻微波源，在光網(wǎng)絡(luò)單元(ONU)也無(wú)需本地振蕩器。但是，目前還沒(méi)有公開(kāi)發(fā)表過(guò)在無(wú)源光接入網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)中采用DMT調(diào)制和解調(diào)、電域自混頻零差接收技術(shù)收發(fā)光載32QAM-0FDM毫米波信號(hào)的應(yīng)用文獻(xiàn)。因此，基于DMT調(diào)制和解調(diào)以及自混頻零差探測(cè)光載32QAM-0FDM毫米波信號(hào)的方法是提高調(diào)制/解調(diào)效率、增加單位時(shí)間內(nèi)傳輸比特率、提高通信頻帶利用效率的重要途徑。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0003]本發(fā)明的目的是將DMT調(diào)制和解調(diào)32QAM-0FDM信號(hào)以及自混頻零差引入無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)中，提供了一種利用DMT調(diào)制和解調(diào)32QAM-0FDM下行鏈路信號(hào)的自混頻零差檢測(cè)無(wú)源光接入系統(tǒng)。
[0004]為實(shí)現(xiàn)上述目的本發(fā)明采用的技術(shù)方案是，本發(fā)明系統(tǒng)包括兩個(gè)外腔激光器、兩個(gè)偏置控制器、強(qiáng)度調(diào)制器、光稱合器、單模光纖、摻鉺光纖放大器、電子放大器、PIN光電二極管、移相器、混頻器和低通濾波器。
[0005]在發(fā)射端，所述外腔激光器產(chǎn)生CW光波信號(hào)經(jīng)過(guò)偏置控制器處理后輸入強(qiáng)度調(diào)制器，32QAM-0FDM信號(hào)經(jīng)過(guò)DMT調(diào)制后輸入電子放大器，由電子放大器放大后輸入強(qiáng)度調(diào)制器，強(qiáng)度調(diào)制器對(duì)兩路輸入信號(hào)進(jìn)行電-光調(diào)制后輸入光耦合器；另一外腔激光器產(chǎn)生另一 cw光波信號(hào)經(jīng)過(guò)另一偏置控制器處理后,輸入光I禹合器；光|禹合器輸出光波信號(hào)由單模光纖傳輸。
[0006]在接收端,單模光纖中的光波信號(hào)經(jīng)摻鉺光纖放大器放大后，由PIN光電二極管轉(zhuǎn)換為電信號(hào)，然后由另一電子放大器進(jìn)行放大；放大后的電信號(hào)一路經(jīng)移相器后輸入混頻器，另一路直接輸入混頻器；混頻器處理后輸入低通濾波器進(jìn)行濾波，濾波后的信號(hào)進(jìn)行DMT解調(diào)，獲得32QAM-0FDM信號(hào)。[0007]本發(fā)明將DMT技術(shù)引入光接入系統(tǒng)中，同相和正交分量就不再需要了，IQ調(diào)制和解調(diào)寬帶高頻模擬RF器件可以從DMT收發(fā)器中省略，系統(tǒng)的復(fù)雜度和成本因而將顯著降低。接收端采用自混頻和零差探測(cè)恢復(fù)數(shù)據(jù)，利用電子放大器(EA)分離基帶信號(hào)，并在頻率處放大毫米波信號(hào)，采用移相器匹配32QAM-0FDM信號(hào)相位信息。自混頻零差檢測(cè)由于平方律特征的影響，將產(chǎn)生原始32QAM-0FDM信號(hào)的和、差頻率信號(hào)，結(jié)果使基帶數(shù)據(jù)不受相位噪聲的影響。
【專利附圖】

【附圖說(shuō)明】
[0008]圖1為采用DMT調(diào)制和解調(diào)32QAM-0FDM信號(hào)原理框圖；
圖2為自混頻零差檢測(cè)原理框圖；
圖3為本發(fā)明系統(tǒng)的示意框圖；
圖4為兩種情形下的電信號(hào)頻譜圖；
圖5為不同子載波數(shù)N(N = 16，32，64，128，256)時(shí)的CCDF曲線；
圖6為復(fù)雜度與子載波數(shù)之間的關(guān)系；
圖7為32QAM-0FDM信號(hào)的誤比特曲線(子載波分別為128和256)。
【具體實(shí)施方式】
[0009]采用DMT調(diào)制和解調(diào)32QAM-0FDM信號(hào)的原理框圖分別如附圖1 (a)和(b)所示。將DMT技術(shù)引入光接入系統(tǒng)中，同相和正交分量就不再需要了，IQ調(diào)制和解調(diào)寬帶高頻模擬RF器件可以從DMT收發(fā)器中省略，系統(tǒng)的復(fù)雜度和成本因而將顯著降低。DMT調(diào)制時(shí)，先將串行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù)，然后進(jìn)行QAM映射，經(jīng)IFFT運(yùn)算轉(zhuǎn)變?yōu)閷?shí)數(shù)值數(shù)據(jù)并添加循環(huán)前綴，輸入數(shù)模轉(zhuǎn)化器轉(zhuǎn)換。接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行DMT解調(diào)時(shí)，經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換后的處理與DMT調(diào)制的處理相逆。
[0010]附圖2為接收端采用自混頻和零差探測(cè)恢復(fù)數(shù)據(jù)的原理框圖，其中電子放大器EA用來(lái)分離基帶信號(hào)，并在頻率處放大毫米波信號(hào)，移相器PS用來(lái)匹配32QAM-0FDM信號(hào)相位信息。自混頻零差檢測(cè)由于平方律特征的影響，將產(chǎn)生原始32QAM-0FDM信號(hào)的和、差頻率信號(hào)，結(jié)果使基帶數(shù)據(jù)不受相位噪聲的影響。
[0011]附圖3為自混頻相干檢測(cè)無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)框圖，采用DMT調(diào)制和解調(diào)32QAM-0FDM下行鏈路信號(hào)，兩個(gè)外腔激光器ECL激光的線寬約為100kHz。兩個(gè)由外腔激光器ECL產(chǎn)生的獨(dú)立的CW光波信號(hào)的頻率間隔為60GHz。32QAM-0FDM信號(hào)是離線產(chǎn)生的，然后傳給任意波形發(fā)生器(Tektronix AffG 710)，子載波數(shù)為128，實(shí)驗(yàn)采用的DMT調(diào)制和解調(diào)技術(shù)，循環(huán)前綴長(zhǎng)度為符號(hào)周期的1/16，每隔100個(gè)符號(hào)插入訓(xùn)練序列進(jìn)行信道估計(jì)和時(shí)間同步。其中一個(gè)CW光波信號(hào)由一個(gè)強(qiáng)度調(diào)制器(LiNb03 Mach-Zehnder modulator,MZM)進(jìn)行調(diào)制，該強(qiáng)度調(diào)制器MZM由電子放大器EA放大的5Gb/s 32QAM-0FDM信號(hào)驅(qū)動(dòng)。電-光調(diào)制后，32QAM-0FDM信號(hào)與一個(gè)未進(jìn)行調(diào)制的CW光波信號(hào)進(jìn)行3dB光耦合器OC結(jié)合。傳輸前，測(cè)試下行鏈路信號(hào)得到圖3中插入的光譜圖，其中MZM調(diào)制器(Vji = 3.6V)由線性調(diào)制且1/2半波電壓為1.8V的5Gb/s信號(hào)驅(qū)動(dòng)。下行鏈路為42公里單模光纖(SMF-28)。
[0012]在接收端，信號(hào)首先經(jīng)過(guò)摻餌光纖放大器EDFA放大，然后采用3dB帶寬為70GHz、直流敏感度為0.6A/W的PIN光電二極管H)檢測(cè)接收信號(hào)，兩個(gè)光邊帶在PIN光電二極管PD中匯合，產(chǎn)生60GHz毫米波電信號(hào)，轉(zhuǎn)換為電信號(hào)后經(jīng)由一個(gè)中心頻率為60GHz、帶寬為IOGHz的電子放大器EA進(jìn)行放大，最后信號(hào)進(jìn)行自混頻。為了匹配32QAM-OFDM相位信息，一個(gè)可調(diào)節(jié)的調(diào)相器PS用來(lái)進(jìn)行自零差檢測(cè)，產(chǎn)生的基帶信號(hào)用低通濾波器LPF進(jìn)行濾波。
[0013]利用數(shù)字儲(chǔ)存示波器(Tektronix TDS6604)對(duì)下行鏈路32QAM-0FDM信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。在BTB情形以及經(jīng)SMF-28光纖傳輸42公里后的頻譜圖分別如附圖4(a)和(b)所示。可以清楚地看出，速率為5Gb/s的32QAM-0FDM信號(hào)頻譜帶寬為2GHz，恰好為用直接調(diào)制法產(chǎn)生的同樣比特速率的32QAM-0FDM信號(hào)帶寬的兩倍，這是因?yàn)樽隽藦?fù)共軛映射的緣故。
[0014]利用DMT方法，頻譜進(jìn)行了擴(kuò)展，結(jié)果犧牲了頻譜效率，但是利用了 DMT調(diào)制和解調(diào)，在光線端(OLT)就無(wú)需高頻微波源，在光網(wǎng)絡(luò)單元(ONU)也無(wú)需本地振蕩器，因而本方案的成本將大大降低，且易于安裝和維護(hù)。且實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示，32QAM-0FDM信號(hào)的自混頻零差檢測(cè)是有效的。
[0015]OFDM信號(hào)的一個(gè)主要缺點(diǎn)是高峰均功率比(PAPR, Peak-to-Average PowerRatio)將降低信號(hào)的傳輸后接收質(zhì)量。對(duì)32QAM-0FDM信號(hào)進(jìn)行子載波數(shù)為N (N = 16，32，64，128，256)的DMT調(diào)制和解調(diào)，測(cè)得其PAPR的CXDF曲線如附圖5所示?？梢钥闯?，隨著子載波數(shù)N的增加，在某個(gè)PAPR門限之下對(duì)應(yīng)的CCDF都有增加，正如預(yù)期的那樣，子載波數(shù)較少的信號(hào)具有較低的PAPR概率，特別當(dāng)N = 16時(shí)，可以看到PAPR下降非常明顯。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，當(dāng)32QAM-0FDM信號(hào)采用DMT調(diào)制和解調(diào)及自混頻零差接收后，子載波數(shù)為16時(shí)PAPR降低最為顯著，但在實(shí)踐中，子載波數(shù)又不能太少，因?yàn)檫@將影響頻譜效率。因此，實(shí)際中我們應(yīng)當(dāng)根據(jù)具體應(yīng)用需要，取一個(gè)折中的子載波數(shù)。
[0016]附圖6為當(dāng)子載波數(shù)分別為16、32、64、128和256時(shí)，DMT調(diào)制的復(fù)數(shù)運(yùn)算的次數(shù)，可以看出復(fù)數(shù)運(yùn)算(包括復(fù)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法)主要由子載波數(shù)決定。為了同時(shí)降低復(fù)雜度和PAPR，可以選擇盡可能少的子載波數(shù)N和盡可能多的U分支，但子載波數(shù)又不能太少，因?yàn)樽虞d波數(shù)較多時(shí)具有更高的譜效率、抗色散特性和動(dòng)態(tài)帶寬配置的靈活性。因此，本發(fā)明提供一種折中的方案(即采用128個(gè)子載波，兼顧考慮頻譜效率、計(jì)算復(fù)雜度、譜效率、抗色散特性和動(dòng)態(tài)帶寬配置靈活性)。
[0017]附圖7為對(duì)速率為5Gb/s，子載波分別為128和256，采用DMT進(jìn)行調(diào)制和解調(diào)，并采用一種簡(jiǎn)單的自混頻零差檢測(cè)的下行鏈路32QAM-0FDM信號(hào)測(cè)得的BER曲線。對(duì)于BTB情形，兩種子載波數(shù)的信號(hào)接受敏感性非常相似。在42km SMF-28的終端，子載波數(shù)為128時(shí)的接收敏感性為-12.8dBm(此時(shí)誤比特率為10-4)。和256個(gè)子載波的情形比較起來(lái)，在BER = 10-4時(shí)的功率代價(jià)將降低，大約為0.2dB。結(jié)論是，128個(gè)子載波比256個(gè)子載更適合實(shí)際應(yīng)用，因?yàn)槠溆?jì)算復(fù)雜度較低，且接收敏感性顯著提高。但是，如果要獲得更高的譜效率、抗色散特性和動(dòng)態(tài)帶寬配置的靈活性，必須選擇更多的子載波數(shù)。
【權(quán)利要求】
1.利用DMT調(diào)制和解調(diào)32QAM-0FDM下行鏈路信號(hào)的自混頻零差檢測(cè)無(wú)源光接入系統(tǒng)，包括兩個(gè)外腔激光器(ECL)、兩個(gè)偏置控制器(PC)、強(qiáng)度調(diào)制器(MZM)、光耦合器(0C)、單模光纖(SMF)和摻鉺光纖放大器(EDFA)，其特征在于:還包括電子放大器(EA)、PIN光電二極管(PD)、移相器(PS)、混頻器(M)和低通濾波器(LPF)； 其中在發(fā)射端，所述外腔激光器(ECL)產(chǎn)生CW光波信號(hào)經(jīng)過(guò)偏置控制器(PC)處理后輸入強(qiáng)度調(diào)制器(MZM)，32QAM-0FDM信號(hào)經(jīng)過(guò)DMT調(diào)制后輸入電子放大器(EA)，由電子放大器(EA)放大后輸入強(qiáng)度調(diào)制器(MZM)，強(qiáng)度調(diào)制器(MZM)對(duì)兩路輸入信號(hào)進(jìn)行電-光調(diào)制后輸入光耦合器(OC);另一外腔激光器(ECL)產(chǎn)生另一 CW光波信號(hào)經(jīng)過(guò)另一偏置控制器(PC)處理后，輸入光I禹合器(OC);光|禹合器(OC)輸出光波信號(hào)由單模光纖(SMF)傳輸； 在接收端，單模光纖(SMF)中的光波信號(hào)經(jīng)摻鉺光纖放大器(EDFA)放大后，由PIN光電二極管(PD)轉(zhuǎn)換為電信號(hào)，然后由另一電子放大器(EA)進(jìn)行放大；放大后的電信號(hào)一路經(jīng)移相器(PS)后輸入混頻器(M)，另一路直接輸入混頻器(M);混頻器(M)處理后輸入低通濾波器(LPF)進(jìn)行濾波，濾波后的信號(hào)進(jìn)行DMT解調(diào)，獲得32QAM-0FDM信號(hào)。
【文檔編號(hào)】H04L27/26GK103634712SQ201310683072
【公開(kāi)日】2014年3月12日 申請(qǐng)日期:2013年12月10日 優(yōu)先權(quán)日:2013年12月10日
【發(fā)明者】邵宇豐, 王仕奎 申請(qǐng)人:重慶三峽學(xué)院